KR100593523B1

KR100593523B1 - 스위치모드 전원공급장치를 위한 디지털제어시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100593523B1
Application number: KR1020047008342A
Authority: KR
Inventors: 알라인 차푸이스
Original assignee: 파워-원 인코포레이티드
Priority date: 2003-02-10
Filing date: 2004-02-09
Publication date: 2006-06-28
Also published as: WO2004072589A3; EP1593195A4; US20040156219A1; EP1593195B1; EP1593195A2; US6933709B2; CN100505503C; KR20040097985A; CN1706091A; WO2004072589A2

Abstract

본 발명에 의한 전원공급장치는 전원공급장치의 입력과 출력터미널 사이에 전원을 전달하도록 구비된 적어도 하나의 전원 스위치를 포함하고, 디지털제어기는 전원공기장치의 출력측정에 따르는 적어도 하나의 전원 스위치의 동작을 제어하도록 구비된다. 상기 디지털제어기는 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털 오차신호를 제공하는 AD 컨버터와, 이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털 제어출력을 제공하는 디지털필터와, 오차상태에 따른 디지털 필터의 동작을 변경하도록 구비된 오차제어기와, 디지털 제어출력에 대응하는 펄스폭을 갖는 전원스위치에 제어신호를 제공하는 디지털펄스폭 변조기를 포함한다.

상기 전원공급장치를 제어하기 위한 방법은 상기 전원공급장치의 출력측정을 수신하는 단계와, 상기 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털 오차신호를 제공하는 상기 출력측정을 샘플링하는 단계와, 이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털제어출력을 제공하는 디지털오차신호를 필터링하는 단계와, 오차상태에 따른 필터링하는 단계의 동작을 변경하는 단계와, 및 상기 적어도 하나의 전원스위치에 제어신호를 공급하는 단계를 포함하며 상기 제어신호는 상기 디지털제어신호출력에 대응하는 펄스폭을 갖는다.

전원공급장치, 디지털제어기, AD 컨버터, 디지털필터, 오차,

Description

스위치모드 전원공급장치를 위한 디지털제어시스템 및 방법{DIGITAL CONTROL SYSTEM AND METHOD FOR SWITCHED MODE POWER SUPPLY}

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본 발명은 전원공급장치회로에 관한 것으로 보다 상세하게는 스위치모드 전원공급장치를 위한 디지털 제어시스템 및 방법에 관한 것이다.

스위치 모드전원공급장치는 이용가능한 DC 또는 AC 전압레벨을 또 다른 DC 레벨전압으로 변환하는 당해 기술분야에 널리 알려져 있다. 벅컨버터(BUCK CONVERTER)는, 전류의 흐름을 출력컨덕터로 스위칭하여 부하에 결합된 출력 인덕터 내의 선택적으로 저장된 에너지에 의해 레귤레이트된 DC 출력전압을 부하에 공급하는 스위치모드전원 공급장치의 특별한 종류의 하나이다. 상기 벅컨버터는 MOSFET 트랜지스터에 의해 일반적으로 제공되는 두개의 전원스위치를 포함한다. 필터 캐패시터는 출력전류의 리플을 감소하는 부하와 래러렐로 결합한다. PWM(PULSE WIDTH MODULATION) 제어회로는 출력 인덕터 내의 전류의 흐름을 제어하는 방법으로 전원스위치의 게이팅(GATING)을 제어하는데 이용된다. 상기 PWM 제어회로는 부하상태를 변화하는 응답에 따라 전원스위치에 인가되는 듀티사이클(DUTY CYCLE)을 조절하는 출력전압 및/또는 전류레벨을 반영하는 피드백루프를 통해 통신되는 신호를 이용한다.

종래의 PWM 제어회로는 연산증폭기, 비교기 및 루프보상을 위한 저항 및 캐패시터와 같은 수동소자 및 로직게이트와 플립플럽와 같은 몇몇 디지털 회로소자와 같은 아날로그 회로소자를 이용하여 형성된다. 그러나, 디지털회로는 작은공간, 저전력으로 구성되고 프로그램 특징 또는 적응제어기술을 수행하는 것을 필요로 하기 때문에 아날로그 회로소자 대신에 전체적으로 디지털회로를 이용하는 것이 바람직하다. 종래의 디지털제어회로는 제어(예: 출력전압 V_O)되는 신호 및 기준 사이의 차를 나타내는 에러신호를 n 비트를 갖는 디지털신호로 변환하는 AD 컨버터(이하, "ADC" 라함) 디지털제어회로는 디지털펄스 변조기를 제어하는 디지털 에러신호를 사용하며, 상기 디지털펄스 변조기는, 전원공급장치의 출력값이 기준을 트랙하도록 듀티사이클을 갖는 전원스위치에 제어신호를 공급한다. PWM 제어회로 로우(LOW)의 복잡성을 유지하기 위해, 디지털신호의 비트수를 작은수로 유지하는 것이 바람직하다. 그러나 동시에 디지털신호의 비트수가 출력값의 정확한 제어를 충분히 유지할 만큼의 리솔루션(RESOLUTION)을 제공하도록 높게 할 필요가 있다. 또한 ADC 는 부하상태의 변화에 따라 빠르게 동작하는 것이 필요하다. 현재 마이크로프로세서는 20A/㎲ 이상의 전류 슬루레이트를 제공하고 미래의 마이크로프로세서는 전원공급에 의해 매우 빠른 응답으로 350A/㎲ 이상의 슬루레이트에 도달할 것으로 기대된다.

ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)는 매우 낮은 지연시간(즉, 특정샘플에 대한 입력과 출력의 전체적인 지연)을 갖기 때문에, 단일 스테이지(즉, 플래시) ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)는 전원공급장치 제어회로 어플리케이션 내에 이용될 것이다. 표준 플래시 ADC 장치가 목표리솔루션(예: 5mV)으로 레귤레이터 출력전압의 전체범위를 계량화하는데 이용된다면, 장치는 원하지 않는 전력량을 낭비하는 다수의 비교기를 필요로 할 것이다. 정상동작 하에 작은 윈도우 내에 레귤레이터의 출력전압 V_O 가 남고, 이것은 ADC 가 전체범위를 통해 높은 해상도를 필요로 하지 않는다는 것을 의미한다. 따라서 "윈도우된" ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)는 기준전압(V_REF)에 트랙되는 상대적으로 작은 전압범위를 넘는 높은 리솔루션을 허용하는 것이다. 계량화 윈도우는 기준전압 (V_REF)를 트랙하기 때문에 ADC 에 의해 생산된 신호는 전압오차신호가 될 것이다. 그러므로 윈도우된 ADC 는 ADC와 오차증폭기의 듀얼기능을 제공하고 그 결과로 소자의 감소와 전원낭비의 감소를 가져온다.

그러나 상기와 같은 장점은 있지만, 윈도우된 ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)의 단점은, 장치가 윈도우 범위가 초과되는 원인을 일으키는 전이부하상태 때문에 포화가 될 수 있다는 것이다. 예를 들면, 4비트 윈도우된 ADC는 거의 5mV의 LSB(LEAST SIGNIFICANT BIT)를 갖는다. 이러한 것은 ±40mV 만큼 낮은 출력전압오차가 ADC 를 포화로 진행하는 것을 의미한다. 상기 ADC 는, 실제오차가 디지털 제 어시스템의 "와인드업(WINDUP)"와 같이 더욱 크더라도 동일한 오차신호(즉, 최대값) 반영을 계속한다. 이러한 와이드업 상태에서의 피드백루프의 반응은 예측되기 어렵우며, 이것은 선형시스템과 같은 함수가 존재하지 않은 디지털 제어시스템의 오차크기에 대한 정확한 정보가 없기 때문이다. 이러한 동작이 특히 단점이 되는 것은 과전류 및/또는 과전압에 따른 부하의 손상이 발생할 수 있고 전원공급장치 자체에 손상을 가져올 수 있다.

그러므로, 상술한 종래기술의 단점을 극복하기 위한 스위치 모드 전원공급장치를 디지털하게 제어하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이 필요하다. 또한 더욱 상세하게는 전이부하상태에 의해 일으켜지는 ADC 포화동안의 정확한 전압레귤레이션을 지속할 수 있는 윈도우된 ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)를 갖는 스위치 모드 전원공급장치를 디지털하게 제어하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이 필요하다.

본 발명은 디지털제어시스템을 갖는 스위치모드전원공급장치를 제공하는 것이다. 보다 상세하게는 전원공급장치는 전원공급장치의 입력과 출력터미널 사이의 전원을 전달하도록 구비된 적어도 하나의 전원 스위치를 포함하고, 디지털제어기는 전원공급장치의 출력측정에 따르는 적어도 하나의 전원스위치의 동작을 제어하도록 구비된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 디지털제어기는 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털 오차신호를 제공하는 AD 컨버터와, 이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털 제어출력을 제공하는 디지털필터와, 오차상태 에 따른 디지털 필터의 동작을 변경하도록 구비된 오차제어기와, 디지털 제어출력에 대응하는 펄스폭을 갖는 전원스위치에 제어신호를 제공하는 디지털펄스폭 변조기를 포함한다. 상기 AD 컨버터는, 상기 AD 컨버터의 네거티브 포화를 반영하는 하이(HIGH) 신호를 제공하고 상기 AD 컨버터의 포지티브 포화를 반영하는 로우(LOW)신호를 제공하는 윈도우된 플래시(FLASH) AD 컨버터를 포함한다. 상기 디지털 필터는 이하의 전달함수 G(z)를 제공하는 무한 임펄스응답을 부가하여 포함한다.

상기 PWM(z)는 디지털제어출력이고, VEd(z)는 에러신호이고, C₀ ... C_n 입력측 계수이고,B₁ ... B_n은 출력측 계수이다. 상기 디지털필터는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때 상기 디지털제어출력을 클립하도록 구비되는 범위리미터를 부가하여 포함한다. 상기 범위리미터는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때, 한계신호를 상기 오차제어기에 제공한다. 상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 상기 디지털펄스폭 변조기를 통과하는 상기 멀티플렉서에 선택적인 디지털제어 출력을 제공하거나 상기 오차상태에 따른 예정값으로 적어도 하나의 이전오차신호 및/또는 적어도 하나의 이전제어출력을 대체한다.

본 발명의 다른 바람직한 실시예에서 방법은 전원공급장치의 입력과 출력터 미널 사이의 전원을 전달하도록 구비된 적어도 하나의 전원스위치를 갖는 전원공급장치를 제어하기 위해 제공된다. 상기 방법은, 상기 전원공급장치의 출력측정을 수신하는 단계와; 상기 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털 오차 신호를 제공하는 상기 출력측정을 샘플링하는 단계와; 이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털제어출력을 제공하기 위한 디지털오차신호를 필터링하는 단계와; 오차상태에 따라 상기 디지털필터의 동작을 변경하는 단계와; 상기 적어도 하나의 전원스위치에 제어신호를 공급하는 단계;를 포함하며, 상기 제어신호는 상기 디지털제어신호출력에 대응하는 펄스폭을 갖는다. 상기 샘플링하는 단계는, 네거티브 포화상태를 반영하는 하이(HIGH) 신호를 제공하고 포지티브 포화상태를 반영하는 로우(LOW)신호를 제공하는 단계를 포함한다. 상기 필터링하는 단계는, 상술한 전달함수 G(z)를 갖는 무한대의 임펄스 응답필터를 이용하여 상기 디지털 오차신호를 필터링하는 단계를 부가하여 포함한다.

도1은 디지털제어회로를 갖는 스위치모드 전원공급장치를 도시한 것이고,

도2는 하이(HIGH)와 로우(LOW) 포화신호를 제공하는 윈도우된 플래시 ADC 를 도시한 것이고,

도3은 무한대 임펄스 응답필터와 오차제어기를 갖는 디지털제어신호를 도시한 것이다.

이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조로 하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명의 목적, 작용, 효과를 포함하여 기타 다른 목적들, 특징점들, 그리고 작동상의 이점들이 바람직한 실시예의 설명에 의해 보다 명확해질 것이다. 한편 이하의 도면에서 동일한 구성요소는 동일한 도면부호를 사용했음을 밝혀둔다.

본 발명은 스위치모드 전원공급장치를 디지털하게 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다. 보다 상세하게는 본 발명은 전이부하상태에 의해 일어나는 ADC 포화상태 동안 정확한 레귤레이션을 유지하는 윈도우된 ADC 토폴로지(TOPOLOGIES)를 갖는 스위치모드 전원공급장치를 디지털하게 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다.

도1은 본 발명의 실시예에 의한 것으로 디지털제어회로를 갖는 스위치모드 전원공급장치(10)의 실시예를 도시한 것이다. 상기 전원공급장치는 입력 DC 전압 V_in을 저항력 있는 부하(20, R_load)에 인가되는 출력 DC 전압 V_o 로 변환하는 벅컨버터 토폴로지(BUCK CONVERTER TOPOLOGIES) 를 포함한다. 상기 전원공급장치(10)는 MOSFET 장치에 의해 제공되는 한쌍의 전원스위치(12,14)를 포함한다. 하이측(HIGH SIDE) 전원스위치(12)의 소스터미널은 입력전압 V_in 에 결합되고 로우측(LOW SIDE) 전원스위치(14)의 소스터미널은 그라운드에 접속되고 전원스위치(12,14)의 드레인터미널은 위상노드를 정의하도록 서로 결합된다. 출력컨덕터(16)는 출력전압 V_o를 제공하는 위상노드와 터미널 사이에 직렬로 결합되고 캐패시터(18)는 저항력 있는 부하 R_load 와 병렬로 결합된다. 각각의 드라이버(22,24)는 전원스위치(12,14)의 게이트터미널을 선택적으로 동작한다. 그리고 상기 드라이버(22,24)는 교대로 디지털제어회로(30)에 의해 제어된다. 전원스위치(12,14)의 오프닝(과 클로징은 위상 노드에 일반적으로 사각파형을 갖는 중간전압을 제공하고 출력컨덕터(16)에 의해 형성되는 필터와 캐패시터(18)는 사각파형을 실질적으로 DC 출력전압 V_o 으로 변환한다.

상기 디지털제어회로(30)는 전원공급장치(10)의 출력부분으로부터 피드백신호를 수신한다. 도1에 도시된 바와 같이 피드백신호는 출력전압 V_o에 대응한다. 그러나 상기 피드백신호는 저항력 있는 부하 R_load에 의한 감소된 출력전류에 대응하거나 디지털제어회로(30)에 의해 제어되는 파라미터를 나타내는 다른 신호에도 대응한다. 상기 피드백경로는 검출된 출력전압 V_o가 전형적인 전압레벨로 감소하도록 전압분할기를 포함한다. 상기 디지털제어회로(30)은 목표레벨에서 출력전압 V_o(또는 출력전류)를 레귤레이트하는 제어된 듀티사이클을 갖는 펄스폭 모듈레이트된 파형을 제공한다. 실시예의 전원공급장치(10)가 벅컨버터 토폴로지(BUCK CONVERTER TOPOLOGIES)를 구비하는 것으로 도시하였지만, 디지털 제어회로(30)을 이용하는 전원공급장치(10)의 피드백루프 제어의 이용이 분리 및 비분리된 구조의 부스트(BOOST) 및 벅-부스트(BUCK-BOOST)와 같은 다른 알려진 전원공급장치 토폴로지(TOPOLOGIES)와 전압모드, 전류모드, 충전모드 및/또는 평균전류모드 제어기로 알려진 차동제어구조에 동등하게 적용될 수 있는 것으로 이해될 수 있다.

보다 상세하게는, 상기 디지털제어회로(30)는 ADC(32), 디지털제어기(34) 및 DPWM(DIGITAL PULSE WIDTH MODULATOR, 36)를 포함한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서 상기 ADC(32)는 피드백신호(즉 출력전압 V_o)와 전압기준(Ref)을 입력으로서 수신하는 윈도우된 플래시 ADC 를 부가하여 포함한다. 상기 ADC(32)는 입력(Ref-V_o) 사이의 차에 대응하는 전압오차신호(VEd_k)의 디지털표현을 제공한다. 상기 디지털제어기(34)는 전압오차신호 VEd_k를 DPWM(36)으로 제공되는 디지털 출력으로 변환하는 전달함수 G(z)를 갖으며, 상기 DPWM(36)은 비례펄스폭(PWM_k)를 갖는 파형으로 신호를 변환한다. 상술한 바와 같이, DPWM(36)으로 생산된 펄스-모듈레이트 파형 PWM_k은 각각의 드라이버(22,24)를 통해 전원스위치(12,14)의 게이트 터미널에 결합된다.

도2는 디지털제어회로(30) 내에서 이용하기 위한 윈도우된 플래시 ADC(40)의 실시예를 도시한 것이다. 상술한 바와 같이, ADC(40)는 전압기준 Ref 및 출력전압 V_o을 입력으로 수신한다. 상기 전압기준은, 기준전압터미널과 포지티브 공급전압(V_DD)에 연결된 전류소스 사이에 직렬로 연결된 저항(42A,42B, 42C,42D)를 포함하는 저항 래더의 중심에 인가되고 저항(44A, 44B, 44C, 44D)는 그라운드에 연결된 기준 전압터미널과 전류소스에 직렬로 연결된다. 상기 저항는 상하 범위의 전압기준 Ref 다수의 등가 유지된 전압증가(예: 5mV)를 소스로 하는 전류와 함께 정의한 등가저항값을 갖는다. 상기 저항값 및/ 도는 전류소스의 크기는 ADC(40)의 LSB 리솔루션을 정의하도록 선택된다.비교기의 어레이는 다수의 포지티브 측 비교기(46A,46B,46C,46D)및 다수의 네거티브 측 비교기(48A,48B,48C,48D)을 포함하는 저항 래더에 연결된다. 상기 포지티브 측 비교기(46A,46B,46C,46D)는 각 출력전압 V_o에 연결되는 비변환 입력터미널과 상기 저항(42A,42B, 42C,42D)중의 각 하나에 연결된 변환 입력터미널을 구비한다. 마찬가지로 상기 네거티브 측 비교기(48A,48B,48C,48D)는 각 출력전압 V_o에 연결되는 비변환 입력터미널과 상기 저항(44A, 44B, 44C, 44D)중의 각 하나에 연결된 변환 입력터미널을 구비한다. 네거티브 측 비교기(48D)는 그라운드에 연결된 비변환 입력터미널과 출력전압 V_o에 연결되는 변환입력터미널를 구비한다. 보다 많은 저항와 비교기는 다수의 전압증가와 ADC(40)의 범위를 증가하도록 포함되는 것이 인식될 수 있다. 그리고 도2의 실시예에 의해 제한된 수의 저항 및 비교기가 도시된 것을 알 수 있다.

상기 ADC(40)는 비교기(46A,46B,46C)와 비교기(48A,48B,48C)의 출력터미널에 결합된 로직장치(52)를 포함한다. 상기 로직장치(52)는 비교기 출력을 수신하고 전압오차 VEd_k를 나타내는 다중-비트(예: 4비트) 병렬 출력을 제공한다. 실시예를 통해, 전압증가(예: 5mV)에 의해 기준전압 Ref를 초과하는 출력전압 V_o가, 비교기 (46C,46D,48D)의 출력이 로우(LOW)일 때, 비교기(46B,46A,48A,48B,48C)의 출력이 하이(HIGH)로 가도록 하는 원인이 된다. 로직장치(52)는 로직레벨(9)(또는 이진 1001)로서 설명할 수 있고 전압오차신호 VEd_k 를 생산한다. 이것은 전압기준 Ref 가 ADC(40)의 윈도우를 시프트 하기 위한 변수라는 것으로 이해될 수 있다. 출력전압 V_o 가 저항의 래더의 가장 높은 전압증가를 초과하면, 비교기(46D)의 출력터미널은 하이(HGIH) 포화신호를 제공한다. 또한, 출력전압 V_o 가 저항의 래더의 가장 낮은 전압증가 보다 더 낮은면, 비교기(46D)의 출력터미널은 로우(LOW) 포화신호를 제공한다.

도3은 디지털필터와 오차제어기(62)를 갖는 디지털제어기를 도시한다. 상기 디지털필터는 이전전압출력오차 입력 VEd_k과 이전출력 PWM_k로부터 출력 PWM_k 를 생산하는 IIR(INFINITE IMPULSE RESPONSE) 필터를 부가하여 포함한다. 상술한 바와 같이 ADC(40)는 전압오차입력 VEd_k 를 제공한다. 상기 디지털필터출력 PWM_k 은 DPWM(36)으로 제공되고 상기 DPWM(36)는 전원공급장치의 전원스위치에 PWM_k 를 제공한다.

IIR 필터는 블록다이어그램 형태 내에 도시되고 제1 다수의 지연레지스터(72, 74,...76, 각 라벨 z^-1), 계수(71, 73, ...77, 라벨 C0, C1, ...,Cn)을 갖는 제1 수학적연산자(곱), 제2 다수의 수학적연산자(합,92, 94,96), 제2 다수의 지연 레지스터(82, 84,...86, 각 라벨 z^-1) 및 계수(83, 87, 라벨 B1 ....Bn)를 갖는 제3 다수의 수학적연산자(곱)를 포함한다. 각 제1 지연 레지스터(72,74,76)는 전압오차 VEd_k 의 이전샘플을 홀드하고 상기 전압오차 VEd_k 는 계수(71,73,77) 중의 각각의 하나에 의해 영향을 받는다. 또한, 각 제2 지연저항(82,84,86)은 출력 PWM_k 의 이전샘플을 홀드하며, 상기 출력 PWM_k은 계수(83,87) 중 각 하나에 의해 영향을 받는다. 상기 가산기(92,94)는 영향받는 입력과 출력샘플을 조합한다. 보다 많은 지연저항과 계수는 IIR 필터 내에 포함되는 것이 인식될 수 있다. 그리고 도3의 실시예에 의해 제한된 수의 저항이 도시된 것을 알 수 있다. 도3에 도시된 디지털필터구조는 이하의 전달함수 G(z)를 갖는다.

상기 오차제어기(62)는 ADC(40)의 오차상태를 반영하는 다수의 입력신호와 디지털필터를 수신한다. 특히, 오차제어기(62)는 출력전압 V_o이 각각의 상하 ADC 의 전압윈도우인 것을 반영하는 ADC(40)로부터 하이(HIGH) 및 로우(LOW) 포화신호를 수신한다. 각 수학적연산자(가산기,92, 94, 96)는 수학적 연산자의 오버플로우 상태(즉 캐리비티(CARRY BIT))를 반영하는 오차제어기(62)에 오버플로우 신호를 제공한다. 상기 디지털필터는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때 출력 PWM_k 를 클립하는 범위리미터(81)를 부가하여 포함한다. 이러한 경우에서 범위 리미터(81)는 대응하는 제한된 신호를 오차제어기(62)에 제공한다.

상기 오차제어기(62)는 부하상태를 변화하는 디지털필터의 응답을 개선하기 위하여 디지털필터의 동작을 변경하는 입력신호를 이용한다. 상기 오차제어기(62)는 제1 다수의 지연레지스터(72,74,76) 및 저장된 값의 리세트 및/또는 프리세트를 가능하게 하는 다수의 지연저항(82, 84, 86)에 결합된다. 본 명세서에서 "리세트(RESET)" 는 세트값을 초기값(예: 0)으로 하는 것이고, 반면에 "프리세트"는 세트값을 또 다른 예정 숫자로 하는 것이다. 특히, 오차제어기(62)는 전압오차 VEd_k 의 이전샘플과 동작중인 전원공급장치를 변화하는 예정된 값을 갖는 출력 PWM_k 를 대체한다.

상기 디지털제어기는 PWM_k출력신호와 오차제어기에 의해 제공되는 예정된 출력신호 사이의 선택을 가능하게 하는 멀티플렉서(64)를 부가하여 포함한다. 오차제어기(62)에 의해 제공되는 선택신호는, 신호가 멀티플렉서(64)를 통해 통과하는 것을 결정하는 오차제어기(62)에 의해 제공된다. 상기 ADC(40)가 하이(HIGH) 또는 로우(LOW) 포화로 진행할 때, 상기 오차제어기(62)는 PWM_k 신호를 멀티플렉서(64)를 제어하는 특정 예정값(또는 이전샘플 상에 부분적으로 종속하는 시퀀스값)으로 세트한다. 이러한 상태로 부터 매끄럽게 복구하기 위해 오차제어기는 다수의 지연레지스트(72,74,76) 및 제2 다수의 지연레지스터(82,84,86)를 리로드(RELOAD)하여 지연된 입력과 출력샘플을 변경한다. 이것은 ADC(40)와 같이 제어된 동작 피드백루프가 포화로부터 복구되었다고 확신할 수 있는 것이다.

실시예를 통하여, ADC(40)가 포지티브 포화가 되었다면, 즉 로우(LOW)신호가 로우(LOW) 상태에서 하이(HIGH) 상태로 변화되었다면, PWM_k은 오차를 감소하여 0으로 리세트될 것이다. PWM_k샘플이 0으로 리세트 되었으므로, 펄스폭은 전원공급장치(10)의 하이측(HIGH SIDE) 전원스위치는 0으로 되어, 효과적으로 저항력 있는 부하(20)에 전원을 끈다. 이러한 경우로부터 매끄럽게 복구를 하기 위해, 샘플 PWM_k-1 , PWM_k-2... PWM_k-n 은 매끄러운 복구를 할 수 있도록 0 으로 리세트하거나 다른 값으로 프리세트 한다. ADC(40)가 네거티브 포화가 되었다면, 즉 하이(HIGH)신호가 로우(LOW) 상태에서 하이(HIGH) 상태로 변화되었다면, PWM_k은 오차를 감소하기 위하여 하이측(HIGH SIDE) 전원스위치(12)로 전달된 펄스폭을 증가하도록 최대값으로 프리세트될 수 있다. 또한 상기 디지털필터의 내부 숫자오버플로우가 일어날 때, 오차제어기(62)는 디지털필터의 입력과 출력샘플을 변경하는 것과 같이 전원공급장치로부터 전원스위치의 제어되지 명령을 방지하도록 동작을 취한다.

참고로, 여기에서 개시되는 실시예는 여러가지 실시 가능한 예 중에서 당업자의 이해를 돕기 위하여 가장 바람직한 실시예를 선정하여 제시한 것일 뿐, 본 발명의 기술적 사상이 반드시 이 실시예에만 의해서 한정되거나 제한되는 것은 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위내에서 다양한 변화와 부가 및 변경이 가능함은 물론, 균등한 타의 실시예가 가능함을 밝혀 둔다.

Claims

스위치모드 전원공급장치에 있어서,

상기 전원공급장치의 입력과 출력 사이에 전원을 전달하도록 구비된 전원스위치; 및

상기 전원공급장치의 출력측정에 따라 상기 전원 스위치의 동작을 제어하도록 구비된 디지털제어기를 포함하되,

상기 디지털제어기는, 상기 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털오차신호를 제공하는 AD 컨버터와, 이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털제어출력을 제공하는 디지털필터와, 오차상태에 따라 상기 디지털필터의 동작을 변경하도록 구비되는 오차제어기와, 및 상기 전원스위치에 제어신호를 공급하는 디지털펄스폭 변조기와,를 포함하고 상기 제어신호는 상기 디지털제어 출력에 대응하는 펄스폭을 갖는 제어신호인 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 AD 컨버터는 윈도우된 플래시(FLASH) AD 컨버터를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제2항에 있어서,

상기 윈도우된 플래시(FLASH) AD 컨버터는 상기 AD 컨버터의 네거티브 포화를 반영하는 하이(HIGH) 신호를 제공하고 상기 AD 컨버터의 포지티브 포화를 반영하는 로우(LOW)신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 디지털필터는 무한대의 임펄스 응답필터를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제4항에 있어서,

상기 무한대 임펄스 응답필터(IIR FILTER)는 이하의 전달함수 G(z) 를 제공하되

상기 PWM(z)는 디지털제어출력이고, VEd(z)는 에러신호이고, C₀ ... C_n 입력측 계수이고,B₁ ... B_n은 출력측 계수인 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 디지털필터는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때 상기 디지털제어출력을 클립하도록 구비되는 범위리미터를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제6항에 있어서,

상기 범위리미터는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때, 한계신호를 상기 오차제어기에 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 디지털제어기는 상기 오차제어기와 상기 디지털 필터에 결합되는 멀티플렉서를 부가하여 포함하고, 상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 상기 디지털펄스폭 변조기를 통과하는 상기 멀티플렉서에 선택적인 디지털제어 출력을 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 예정값으로 이전 오차신호를 프리세트(PRESET)하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 예정값으로 이전 제어출력을 프리세트(PRESET)하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 초기값으로 이전 오차신호를 리세트(RESET)하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차제어기는 상기 오차상태에 따른 초기값으로 이전 제어출력을 리세트(RESET)하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차상태는 상기 AD 컨버터의 포화를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
제1항에 있어서,

상기 오차상태는 상기 디지털필터의 수학적 오버플로우(MATHEMATICAL OVERFLOW)를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치.
전원공급장치의 입력과 출력터미널 사이에 전원을 전달하도록 구비된 전원 스위치를 포함하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법에 있어서,

상기 전원공급장치의 출력측정을 수신하는 단계와;

상기 출력측정과 기준값 사이의 차를 나타내는 디지털 오차 신호를 제공하는 상기 출력측정을 샘플링하는 단계와;

이전오차신호와 이전제어출력의 합에 기초하는 디지털제어출력을 제공하기 위한 디지털오차신호를 필터링하는 단계와;

오차상태에 따라 상기 디지털필터의 동작을 변경하는 단계와;

상기 전원스위치에 제어신호를 공급하는 단계;를 포함하되 상기 제어신호는 상기 디지털제어신호출력에 대응하는 펄스폭을 갖는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 샘플링하는 단계는, 네거티브 포화상태를 반영하는 하이(HIGH) 신호를 제공하고 포지티브 포화상태를 반영하는 로우(LOW)신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 필터링하는 단계는, 무한대의 임펄스 응답필터를 이용하여 상기 디지털 오차신호를 필터링하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 필터링하는 단계는 이하의 전달함수 G(z)에 따르는 상기 디지털오차신호를 필터링하는 단계를 부가적으로 포함하되,

상기 PWM(z)는 디지털제어출력이고, VEd(z)는 에러신호이고, C₀ ... C_n 입력측 계수이고,B₁ ... B_n은 출력측 계수인 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 필터링하는 단계는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때 상기 디지털제어출력을 클립하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제19항에 있어서,

상기 필터링하는 단계는, 업(UPPER) 또는 로우(LOW) 범위한계가 되었을 때를 지시하는 한계신호를 제공하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 오차상태에 따른 선택적 디지털제어출력을 제공하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 변경하는 단계는 상기 오차상태에 따른 예정값으로 이전 오차신호를 프리세트(PRESET)하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제15항에 있어서,

상기 변경하는 단계는 상기 오차상태에 따른 예정값으로 이전 제어출력을 프리세트(PRESET)하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 변경하는 단계는 상기 오차상태에 따른 초기값으로 이전 오차신호 또는 이전제어출력을 리세트(RESET)하는 단계를 부가하여 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치모드 전원공급장치를 제어하는 방법.