FR2905774A1

FR2905774A1 - Generateur de tension programmable

Info

Publication number: FR2905774A1
Application number: FR0607886A
Authority: FR
Inventors: Frederic Chazallet
Original assignee: SHAKTIWARE SOC PAR ACTIONS SIM
Current assignee: SHAKTIWARE SOC PAR ACTIONS SIM
Priority date: 2006-09-08
Filing date: 2006-09-08
Publication date: 2008-03-14
Also published as: WO2008029030A1

Abstract

L'invention concerne un générateur de tensoin programmable à base d'élements de commutation. Il permet préférentiellement de générer des hautes tension sur des charges capacitives avec de faible dissipation.

Description

-1- Contexte Le domaine de l'invention est la génération de tensions à

partir d'une valeur numérique ou l'amplification électrique à partir d'une tension analogique. Nous utiliserons dans le reste du document le terme amplificateur mais il est équivalent d'utiliser le terme de générateur de tension programmable. L'invention peut s'appliquer sur tout type de charge mais est préférentiellement utilisée sur des charges essentiellement capacitives. La locution essentiellement capacitive peut être exprimée par le fait qu'aux fréquences de travail de l'amplificateur, le rapport de l'impédance due à la capacité sur le rapport de l'impédance résistive et selfique est d'un rapport au moins égal à 5, préférentiellement supérieur à 20. Un autre aspect de cette prévalence capacitive est que le domaine de travail privilégie la tension au courant. A titre d'exemple, si l'on considère un amplificateur classique de type audio, la charge de l'amplificateur est constituée d'un ou plusieurs haut-parleurs constituant une impédance classique de 4 à 16 Ohms qui peut être décomposé selon la figure 1. A titre d'exemple, un boomer classique fournit les valeurs suivantes : Re=6.5Ohms, Lces=80mH, Cmes = 350 F, Res=38Ohms,Lvc=1mH. Le ratio typique est 80% de charge résistive et 20% autre, essentiellement inductif . Pour activer une telle charge de typiquement 8 Ohms, un amplificateur classique de 100W devra fournir une tension de 30V et un courant de 3.5A. Le domaine de l'invention concerne donc plutôt des charges de type électrostatique qui peuvent 20 être, par exemple, des haut-parleurs électrostatiques, des composants de type MEMS (Systèmes Micro-Electro-Mechaniques) ou des charges piézo-électriques. Les haut-parleurs électrostatiques sont constitués d'un ruban conducteur polarisé tendu entre deux électrodes et les tensions requises sont typiquement de l'ordre du lkV pour un courant de fuite négligeable. Un transformateur intégré permet généralement d'utiliser des amplificateurs 25 traditionnels mais l'invention proposée peut permettre de commander directement l'enceinte sans transformateur permettant une meilleure précision et de très faibles pertes. En ce qui concerne les MEMS, ces dispositifs sont également basés sur des mouvements obtenus par des forces électrostatiques et permettent la réalisation, par exemple, de miroirs déformables utilisés en astronomie ou en ophtalmologie. 30 En ce qui concerne les dispositifs piézo-électriques, ils utilisent le fait qu'une tension appliquée au borne d'un matériau piézo-électrique induit des contraintes mécaniques permettant de faire varier les dimensions du composant. Ces systèmes sont utilisés, comme les MEMS, pour la fabrication de miroirs déformables par empilement de feuilles piézo-électriques, pour des dispositifs de translation de très grande précision (typiquement le nanomètre) ou pour des dispositifs ultrasonores. 35 Il est connu d'utiliser des amplificateurs a base généralement de composants semi-conducteurs discrets ou intégrés. Ces amplificateurs sont regroupés en classe selon le type de principe d'amplification mis en place. Les dispositifs à vide de type tubes électroniques sont également utilisés mais leur utilisation est principalement réservé aux amplificateurs audio haut de gamme. 40 Ces dernières années ont vu l'émergence d'amplificateurs à mode commuté permettant ainsi de marier les qualités des mondes numériques et analogiques. En particulier, de nombreux amplificateurs de classe D ont vu le jour dans des applications tant audio que radio-fréquence. Ces amplificateurs sont basés sur des dispositifs de commutation commandés par un organe de type PWM ou plus récemment Sigma-Delta. Nous ne détaillerons pas les principes de ces systèmes, 45 ceux-ci étant abondamment décrits dans la littérature mais donnons simplement le schéma de principes d'un amplificateur classe D de type PWM (figure 2) . De manière simplifiée, une différence fondamentale entre la nature d'une charge de type principalement capacitive et une charge résistive est que les actions de mise en tension et conservation de la tension sont relativement différentes. En effet, dans une charge résistive, la 50 dissipation d'énergie est constante au cours du temps même lorsque la valeur consigne est atteinte. D'un autre coté, pour une charge capacitive, il faut éventuellement dépenser beaucoup d'énergie pour atteindre la valeur de consigne mais en revanche conserver cette valeur revient à simplement fournir l'énergie d'entretien consommée par la partie résistive. Des solutions utilisant des dispositifs de commutation sont alors particulièrement bien adaptées permettant d'excellent rendements et une 2905774 très faible consommation statique. Invention 5 L'invention ici proposée permet de réaliser des amplificateurs de grande qualité et faible dissipation. Elle s'applique particulièrement aux amplificateurs haute tension avec des tensions maximales comprises entre 10 et 10000 V, préférentiellement comprises entre 150 et 1500 V. L'invention est basée sur une contre-réaction intégrale avec un organe de commande complètement 10 numérique. La figure 3 montre le synoptique d'un tel l'amplificateur et le fonctionnement du système est décrit dans les organigrammes représentés en figure 4 et 5. Le fonctionnement du dispositif peut être synchrone (fig 4) ou asynchrone (fig 5). Le mode préférentiel est de type synchrone et dans ce cas une horloge de base génère un signal périodique qui déclenche l'enchaînement des étapes (31)-(32) et (33). L'étape (30) est généralement également 15 de type synchrone avec une période multiple de la période de base. Un fonctionnement asynchrone est possible et dans ce cas l'étape (50) ou incluse en (57) génère une salve de cycle (51) à (55) avec un contrôle complémentaire en cycle (53) qui est que la tension mesurée est jugée correcte par rapport à la tension consigne. Le système bascule alors en mode suivi ou conservation de la tension en fournissant à la charge l'énergie dissipée par la composante non capacitive. La consigne d'entrée est préférentiellement numérique mais peut également être présentée de manière analogique puis convertie. C'est pourquoi le système peut être perçu comme un amplificateur ou comme un simple convertisseur numérique-analogique de puissance. Contrairement aux systèmes classe D utilisant un organe PWM ou Delta-Sigma, le système n'utilise pas de moyenne temporelle pour l'obtention de la tension désirée. En effet, ces systèmes fonctionnent par hachage de la tension suivi nécessairement d'un filtre passe-bas permettant d'obtenir sur la charge la valeur moyenne du signal. L'invention permet en particulier de proposer un système qui peut fonctionner sans dispositif de filtrage entre l'organe de commutation et la charge.

Le système proposé, de manière similaire aux systèmes classe D possède une fréquence de travail et une fréquence de rafraîchissement des données consigne mais fonctionne préférentiellement en mode accrochage et suivi. La fréquence de travail est généralement supérieure à la fréquence de rafraîchissement des données d'un facteur compris entre 1 et 100000, préférentiellement entre 20 et 200. La fréquence de travail correspond à la fréquence du signal triangulaire utilisé dans les dispositifs PWM et la fréquence de rafraîchissement des données consigne au spectre fréquentiel du signal d'entrée. Cette dernière analogie est imparfaite du fait de la qualité numérique du signal d'entrée qui possède une fréquence unique d'échantillonnage et un spectre du signal échantillonné mais montre les similitudes partielles des caractéristiques. En ce qui concerne l'invention, l'accrochage de la tension est obtenu lorsque la différence entre la valeur consigne et la valeur obtenue sur la charge est inférieure à une valeur souhaitée (53). Cette phase d'accrochage peut nécessiter plusieurs périodes d'échantillonnage et est limitée, en considérant un modèle au premier ordre, par le courant que peut débiter l'organe de commutation. La tension résiduelle considérée comme correcte est généralement liée à la précision de l'organe de conversion analogique-digital. Préférentiellement, on considérera l'accrochage réalisée lorsque l'erreur est égale à 1 ou 2 bits (bits les moins significatifs). Après cette phase, le système rentre en poursuite ((56),(57))et garantit donc que le système reste accroché ou obtient l'accroche avant la nouvelle donnée consigne. Il est clair qu'il existe une notion de bande passante ou variation maximale admissible des données consigne pour que le système soit accroché avant la réception d'une nouvelle donnée consigne.

Ce système amplificateur comporte plusieurs implantations préférentielles non limitatives que l'on va décrire ci-après. L'organe de commutation (4i) le plus simple est constitué de deux composants électroniques reliés chacun à une alimentation généralement de polarité opposée (fig 6). Ces composants sont préférentiellement de type semi-conducteur et plus particulièrement de type transistor bipolaire, -2- 2905774 -3- IGBT (Transistor Bipolaire à Gachette isolée), préférentiellement de type MOSFET (Semi-conducteur Oxyde Metal Transistor à Effet de Champ), préférentiellement de type MOSFET à enrichissement. Ces composants sont en effet très fiables, supportent des hautes tensions et sont disponibles à faible coût. 5 Pour la commande de ces composants de nombreuses solutions existent et peuvent être implantées de manière discrète ou intégrée. Pour les tensions moyenne, une implantation préférentielle utilise un pont constitué de MOSFET de type N et de MOSFET de type P. Pour les hautes tensions, la technologie actuelle favorise alors les composants de type N. Si l'on considère la version simple décrite dans la figure 6, on voit que la commande du pont est dissymétrique est qu'en particulier, 10 l'une des tensions de commande doit être référencée par rapport à la charge (MOSFET supérieur). Pour cela, les techniques classiques sont l'utilisation d'une diode de bootstrap (circuit fermé) ou une alimentation flottante. L'usage d'une diode de bootstrap nécessite un hachage de la tension de sortie et est plutôt adapté au mode classique de commande PWM. On utilisera donc préférentiellement une commande obtenue par l'intermédiaire d'une alimentation flottante. 15 En ce qui concerne l'algorithme de commande ((33) ou (54)), on peut utiliser par exemple le simple schéma suivant : -Si la différence entre la valeur mesurée et la consigne est positive : ouverture de l'organe de commande connectée à l'alimentation négative 20 Si la différence entre la valeur mesurée et la consigne est négative : ouverture de l'organe de commande connectée à l'alimentation positive. A partir de cet algorithme de base, on peut apporter différentes améliorations : - Connaissant la différence de tension, il est possible de considérer que le courant sera 25 constant entre deux instants d'échantillonnage et de calculer ainsi un temps d'ouverture théorique. Si ce temps d'ouverture est supérieur à la durée de l'échantillonnage, on ouvre simplement l'organe de commande. Si ce temps est inférieur à la durée de l'échantillonnage, on applique l'ouverture de l'organe de commutation uniquement pendant la durée théorique calculée. 30 -Connaissant les valeurs numériques de consigne des instants précédents, on peut appliquer un filtre numérique à la commande avant application. Ceci est particulièrement utile si l'on veut appliquer un filtre passe- bas à la commande et un filtre numérique de type FIR (Filtre à Réponse Finie) sera préférentiellement utilisé. Si la charge présente une inductance conduisant à une surtension importante, on pourra 35 modéliser plus finement la charge pour déterminer la commande à appliquer correspondant à un amortissement souhaité. Dans le cas ou l'organe de commutation est un composant de type MOSFET associé à une résistance, on peut multiplier les étages afin de pouvoir actionner sélectivement un étage comportant un organe de limitation de courant donnée 40 Un des inconvénients d'un simple schéma composant de commutation implantant une charge résistive est que le courant disponible pour charger ou décharger la charge essentiellement capacitive varie fortement selon le point de fonctionnement. Pour pallier ce phénomène, on peut tout d'abord augmenter la valeur des tensions d'alimentation par rapport aux tensions utiles. A titre 45 d'exemple, si l'on considère que la tension maximale désirée est de 500V, on pourra utiliser une alimentation externe de 700V conduisant à un courant i0 pour une tension de charge à 500V et 6*i0 pour une tension de charge de -500V. Une autre solution est d'implanter dans le circuit un composant actif permettant de limiter le courant. On pourra par exemple insérer un composant à base de JFET (Transistor à Effet de Champ 50 avec Jonction) ou éventuellement de MOSFET à déplétion. Ces composants permettent alors de travailler avec de faibles résistances ou éventuellement de supprimer la charge résistive. Dans ce cas le composant doit assumer la quasi-intégralité de la tension et l'on utilisera préférentiellement un mode mixte implantant résistance et composant actif limiteur de courant. 2905774 -4- Description des figures 5 Figure 1 : Modèle électrique d'un haut-parleur Cette figure montre une modélisation classique d'un haut-parleur constitué principalement d'une bobine de résistance Re et d'impédance Lvc et d'un ensemble électrique équivalent à l'ensemble mécanique embarqué (membrane, cône, ...) constitué de trois éléments en parallèle : Résistance Res, Capacité Cmes et Inductance Lces. L'impédance varie naturellement avec la fréquence du 10 signal restitué mais l'élément essentiel reste toujours la partie résistive de la bobine, soit Re. Figure 2 : Principe d'un amplicateur classe D PWM (Modulation par Largeur de Créneaux) Un amplificateur classe D PWM peut être simplement décrit par l'architecture décrite dans la figure 2 15 1 : charge de l'amplificateur constituée d'un ensemble de haut-parleurs 2 et 3 : filtre nécessaire pour atténuer les harmoniques du système composée d'une capacité (2) et d'une inductance (3). Des filtres plus complexes peuvent être appliqués mais la fonctionnalité de filtre passe-bas est identique. 4 : masse électrique du système 20 5 et 7 : organe de commutation c'est à dire système ou composant commandé numériquement et pouvant, dans le cas idéal, être assimilé à un interrupteur à commande numérique. Les composants les plus classiques sont les JFET pour les basses tensions et les MOSFET pour les tensions élevées. 6 et 8 : alimentations généralement symétriques 9 : comparateur 25 El et E2 :signaux d'entrée constitué pour El d'un signal préférentiellement triangulaire et pour E2 du signal à amplifier. Le comparateur (9) permet de générer un signal numérique de commande des organes de commutation(5) et (7). On retrouve donc en entrée de (3), un signal haché d'amplitude proche de V(6)-V(8) et dont la valeur moyenne est égale au signal d'entrée E2. Il suffit ensuite d'appliquer un filtrage passe-bas pour retrouver le signal original 30 Figure 3 : Synoptique de l'invention 11 : valeur d'entrée consigne numérique pouvant provenir d'un signal analogique échantillonné ou, par exemple, d'un résultat de calcul 12 : organe de calcul permettant 35 - d'effectuer la différence entre le signal d'entrée et le signal sur la charge mesurée par (16) de générer un vecteur de commande permettant la commande des organes de commutation 2i. Cet organe peut être implanté avec des processeurs, des microcontrôleurs ou autre composant électronique de calcul. Préférentiellement, il sera réalisé avec des composants programmables de 40 type FPGA (Composant Mer de Portes Programmable) afin de pouvoir gérer en parallèle de nombreuses voies de commande. Il peut implanter des fonctions de filtrage, de modélisation du processus de charge et décharge ou tout autre fonction permettant d'améliorer le fonctionnement du système. Le vecteur de commande possède généralement un bit par organe de commutation (ouvert ou fermé) mais peut implanter plusieurs bits si l'organe de commutation possède plusieurs mode 45 correspondant à des limiteurs de courant différents. 20, 21, --- 2n : organes de commutation c'est à dire système ou composant commandé numériquement et pouvant, dans le cas idéal, être assimilé à un interrupteur à commande numérique. En ce qui concerne l'invention, l'organe de commutation intégrera préférentiellement un dispositif de limitation de courant pouvant être obtenu par une simple résistance, un composant 50 actif de type JFET ou tout autre système actif ou passif. Le nombre d'organes de commutation peut être variable et est au moins égal à 2. Multiplier le nombre d'organe de commande permet, par exemple, d'avoir des sources de courant de valeurs différentes afin d'avoir des temps d'accrochage rapide (source de courant important) et de la précision lors des phases de suivi (source de courant faible). Ces différentes sources peuvent être 2905774 -5- obtenues par structure de l'organe de commutation ou par la source de tension utilisée (4i). 40, 41,

. 4n : sources de tensions fixes 15 : élément commun à tous les organes de commutation situé en amont de la charge. Cet élément optionnel peut intégrer une limitation de courant commune, un dispositif de filtrage ou protection de 5 la charge. 16 : système de mesure de la tension aux bornes de la charge. Préférentiellement, on utilisera un composant intégré de type ADC (convertisseur analogique numérique) de précision (soit essentiellement le nombre de bits réel du composant) compatible avec l'application, . Il est à noter que l'invention peut être considérée comme un composant DAC (convertisseur numérique 10 analogique) de précision équivalente à la précision de l'ADC utilisé. 17 : charge préférentiellement essentiellement capacitive. Figure 4 : Organigramme de l'invention en mode synchrone En mode synchrone, la fréquence d'enchaînement des actions 31 à 34 est principalement choisie en 15 fonction de la précision souhaitée aux bornes de la charge. En effet, si le temps d'ouverture des organes de commutation est égal à la période du timer, plus ce temps sera faible plus la variation de tension aux bornes de la charge sera faible. Il est évident qu'il existe une corrélation directe avec le courant débitée par l'organe de commutation étant donné qu'au premier ordre la variation de tension aux bornes de la charge essentiellement capacitive est égale au produit du courant par le 20 temps d'ouverture. Une deuxième donnée qu'il convient alors de prendre en considération est la fréquence maximale du signal d'entrée et plus précisément les variations maximales de l'amplitude souhaitée en fonction de la fréquence. Cette donnée est généralement fournie par la PSD (Densité de la Puissance Spectrale) du signal d'entrée. De manière plus simple, on utilise également la notion de slew rate (rampe maximale du signal) qui, bien que simpliste, permet généralement un bon 25 dimensionnement du système. Ces considérations conduisent à utiliser des courants élevés et donc des temps de cycle court pour obtenir la précision. Le problème essentiel des cycles courts est que les organes de commutation sont limités en vitesse de commutation et que de nombreux effets non linéaires apparaissent lors de ces commutations. C'est pourquoi, il peut être intéressant d'avoir plusieurs organes de commutation fournissant des courants différents afin d'obtenir un bon 30 compromis entre temps de cycle et précision. L'enchaînement des taches du système consiste à mesurer la tension sur la charge (31) puis à calculer l'erreur de tension entre cette valeur et la tension d'entrée consigne. Il est à noter que l'entrée d'une nouvelle valeur de consigne est généralement synchrone du fonctionnement de l'ensemble afin de garantir que le calcul de l'erreur de tension est correct.

35 La tache suivante (32) calcule le vecteur de commande moyennant un algorithme de complexité variable comme décrit dans le texte de l'invention. Ce vecteur est ensuite appliqué aux organes de commutations jusqu'à la période suivante. Le système attend alors le prochain cycle pour répéter l'enchaînement des opérations.

40 Figure 5 : Organigramme de l'invention en mode asynchrone Le mode asynchrone reflète plus la notion d'accrochage et de suivi que le mode précédent. Cet organigramme est dit asynchrone parce que l'application du vecteur de commande est effectuée pendant un temps variable, contrairement à l'algorithme précédent. La phase d'accrochage est constituée des cycles (51) à (54). La mesure de la tension n'est effectuée qu'à l'instant théorique ou 45 la valeur désirée est atteinte. La modélisation du système pouvant être simple, il est nécessaire d'effectuer plusieurs cycles afin de compenser les erreurs de modélisation mais la convergence est généralement obtenue rapidement. Lorsque l'erreur est inférieure à un seuil fixé le système passe en mode suivi et se contente d'effectuer la surveillance de la charge par les taches (56) et (57). Lorsqu'une nouvelle valeur d'entrée consigne est appliquée ou que les courants de fuite ou courant 50 résistif de la charge ont fait dévier la tension au-delà d'une limité fixée, le système reprend son cycle d'accrochage. Il est clair que de nombreuses améliorations peuvent être apportées telles que : - si la consigne est modifiée pendant la phase d'acquisition, une nouvelle commande est générée 2905774 -6- - on peut effectuer dans tous les cas un suivi de la charge et relancer une nouvelle commande si la déviation au modèle théorique de charge ou décharge est trop importante Figure 6 : Une implantation de l'invention 5 Une implantation basique non limitative de l'invention est constituée de : un organe de calcul (12) recevant la tension d'entrée consigne, la valeur mesurée de la charge et commandant l'un des organes de commutations constitués d'un MOSFET relié à une alimentation. - une résistance de limitation de courant (18) 10 - une charge capacitive (19) - un convertisseur analogique-digital (16) 15..FT: GENERATEUR DE TENSION PROGRAMMABLE

Claims

Revendications

1) Un générateur programmable de tension caractérisé en ce que : - il possède au moins un organe de conversion analogique digital (16) - il possède au moins deux organes de commutation (2i) il possède au moins un organe de commande numérique (12)

2) Un générateur programmable de tension selon la revendication 1) caractérisée en ce que les organes de commutation intègrent un dispositif limiteur de courant

3) Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications de 1) à 2) caractérisée en ce que la durée d'application du vecteur de commande peut être variable

4) Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications de 1) à 3) caractérisée en ce que les organes de commutation intègrent au moins un composant MOSFET à enrichissement.

5) Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications de 1) à 4) caractérisée en ce qu'il possède un mode de fonctionnement acquisition et un mode de fonctionnement suivi.

6) Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications de 1) à 5) caractérisée en ce qu'il peut fonctionner sans dispositif de filtrage entre l'organe de commutation et la charge. 20 25