WO2008029030A1 - Generateur de tension programmable - Google Patents

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WO2008029030A1
WO2008029030A1 PCT/FR2007/001447 FR2007001447W WO2008029030A1 WO 2008029030 A1 WO2008029030 A1 WO 2008029030A1 FR 2007001447 W FR2007001447 W FR 2007001447W WO 2008029030 A1 WO2008029030 A1 WO 2008029030A1
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voltage
voltage generator
programmable voltage
switching
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PCT/FR2007/001447
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Frédéric Chazallet
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Shaktiware (Sas)
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    • H03F2200/78—A comparator being used in a controlling circuit of an amplifier

Definitions

  • the field of the invention is the generation of voltages from a digital value or electrical amplification from an analog voltage.
  • amplifier but it is equivalent to use the term programmable voltage generator.
  • the invention can be applied to any type of load but is preferably used on essentially capacitive loads.
  • the phrase "essentially capacitive" may be expressed by the fact that at the working frequencies of the amplifier, the ratio of the impedance due to the capacitance to the ratio of the resistive and inductive impedance is at least one ratio equal to 5, preferentially greater than 20. Another aspect of this capacitive prevalence is that the working domain favors the voltage at the current. For example, if we consider a conventional amplifier of the audi ' o type, the load of the amplifier consists of one or more speakers constituting a conventional impedance of 4 to 16 Ohms which can be decomposed according to FIG. 1.
  • the typical ratio is 80% resistive load and 20% other, essentially inductive.
  • a conventional 100W amplifier will have to provide a voltage of 30V and a current of 3.5A.
  • the field of the invention relates rather to charges of the electrostatic type which may be, for example, electrostatic loudspeakers, MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems) components or piezoelectric charges.
  • electrostatic type may be, for example, electrostatic loudspeakers, MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems) components or piezoelectric charges.
  • MEMS Micro-Electro-Mechanical Systems
  • the electrostatic loudspeakers consist of a polarized conductive strip stretched between two electrodes and the required voltages are typically of the order of 1 kV for a negligible leakage current.
  • An integrated transformer generally makes it possible to use traditional amplifiers, but the proposed invention can make it possible to directly control the enclosure without a transformer allowing better accuracy and very low losses.
  • the MEMS 1 these devices are also based on movements obtained by electrostatic forces and allow the realization, for example, of deformable mirrors used in astronomy or ophthalmology.
  • piezoelectric devices use the fact that a voltage applied to the terminal of a piezoelectric material induces mechanical stresses for varying the dimensions of the component.
  • These systems are used, like MEMS, for the manufacture of deformable mirrors by stacking piezoelectric sheets, for translational devices of very high accuracy (typically the nanometer) or for ultrasonic devices.
  • amplifiers generally based on discrete or integrated semiconductor components. These amplifiers are grouped in class according to the type of amplification principle set up. Vacuum devices of the electronic tube type are also used but their use is mainly reserved for high-end audio amplifiers.
  • the invention relates to a remarkable programmable voltage generator in that it has at least one digital analog conversion element, in that it has at least two switching elements, in that it has at least one control member digital.
  • the switching members include a current limiting device.
  • the duration of application of the control vector can be variable.
  • the switching members integrate at least one enrichment MOSFET component.
  • the programmable generator has an acquisition mode of operation and a follow-up mode of operation. According to yet another advantageous characteristic of the invention, the programmable generator can operate without a filtering device between the switching member and the load.
  • FIG. 1 is an electric model of a speaker.
  • FIG. 2 represents the principle of a class D PWM amplifier (modulation by slot width).
  • FIG. 3 is a block diagram of the invention.
  • FIG. 4 is a flowchart of the invention in synchronous mode.
  • FIG. 5 is a flowchart of the invention in asynchronous mode.
  • FIG. 6 schematizes an implementation of the invention.
  • the invention proposed here makes it possible to produce amplifiers of high quality and low dissipation. It is particularly applicable to high voltage amplifiers with maximum voltages of between 10 and 10,000 V, preferably between 150 and 1500 V.
  • the invention is based on an integral feedback against a completely digital control element.
  • Figure 3 shows the block diagram of such an amplifier and the conditioning of the system is described in the flowcharts shown in Figures 4 and 5.
  • the operation of the device can be synchronous ( Figure 4) or asynchronous ( Figure 5).
  • the preferential mode is of the synchronous type and in this case a basic clock generates a periodic signal which triggers linking steps (31), (32) and (33).
  • Step (30) is generally also of the synchronous type with a period that is a multiple of the base period.
  • step (50) or included in (57) generates a cycle burst (51) to (55) with a complementary cycle control (53) which is that the measured voltage is judged correct with respect to the setpoint voltage.
  • the system then switches to tracking mode or conservation of the voltage by supplying the load the energy dissipated by the non-capacitive component.
  • the input setpoint is preferably digital but can also be presented in an analog manner and then converted. This is why the system can be perceived as an amplifier or as a simple digital-to-analog power converter.
  • the system does not use a time average to obtain the desired voltage. Indeed, these systems operate by chopping the voltage necessarily followed by a low-pass filter to obtain on the load the average value of the signal.
  • the invention makes it possible to propose a system that can operate without a filtering device between the switching member and its load.
  • the system proposed similarly to the class D systems has a working frequency and a refresh rate of the data set but preferably works in snap mode and tracking.
  • the working frequency is generally greater than the refresh rate of the data by a factor of between 1 and 100000, preferably between 20 and 200.
  • the working frequency corresponding to the frequency of the triangular signal used in the PWM devices and the frequency of refreshing the data set to the frequency spectrum of the input signal.
  • This latter analogy is imperfect because of the digital quality of the input signal which has a unique sampling frequency and a spectrum of the sampled signal, but shows the partial similarities of the characteristics.
  • the latching of the voltage is obtained when the difference between the setpoint value and the value obtained on the load is less than a desired value (53).
  • This hooking phase may require several sampling periods and is limited, considering a first-order model, by the current that can be discharged by the switching member.
  • the residual voltage considered to be correct is generally related to the accuracy of the analog-to-digital conversion unit.
  • the hooking performed when the error is equal to 1 or 2 bis (least significant bits).
  • the system returns to tracking ((56), (57)) and thus guarantees that the system remains hooked or obtains the hook before the new setpoint data. It is clear that there is a notion of bandwidth or maximum permissible variation of the data setpoint for the system is hooked before receiving a new setpoint.
  • This amplifier system comprises several nonlimiting preferred implantations that will be described below.
  • the simplest switching element (2i) consists of two electronic components each connected to a supply of generally opposite polarity ( Figure 6). These components are preferably of the semiconductor type and more particularly of the bipolar transistor type GBT (Isolated Triggered Bipolar Transistor), preferably of the MQSFET (Metal Oxide Transistor Field Effect Transducer) type, preferably of the enrichment MOSFET type. These components are indeed very reliable, withstand high voltages and are available at low cost.
  • GBT Insulated Triggered Bipolar Transistor
  • MQSFET Metal Oxide Transistor Field Effect Transducer
  • a preferential implementation uses a bridge consisting of N-type MOSFETs and P-type MOSFETs.
  • N-type MOSFETs For high voltages, current technology then favors N-type components.
  • FIG. 6 shows that the control of the bridge is In particular, one of the control voltages must be referenced to the load (higher MOSFET).
  • conventional techniques are the use of a bootstrap diode (closed circuit) or a floating power supply. The use of a bootstrap diode requires a hashing of the output voltage and is rather adapted to the conventional PWM control mode. A control obtained by means of a floating feed will therefore preferably be used.
  • the stages can be multiplied so as to be able to selectively actuate a stage comprising a given current limiting element.
  • One of the disadvantages of a simple switching component scheme implementing a resistive load is that the current available for charging or discharging the substantially capacitive load varies greatly depending on the operating point. To overcome this phenomenon, it is possible first of all to increase the value of the supply voltages with respect to the useful voltages. For example, if we consider that the desired maximum voltage is 500V, we can use an external power supply of 700V leading to a current iO for a charging voltage at 500V and 6 * 10 for a charging voltage of - 500V.
  • Another solution is to implement in the circuit an active component for limiting the current.
  • an active component for limiting the current.
  • a component based on JFET (Field Effect Transistor with Junction) or possibly depletion MOSFET may be inserted. These components then make it possible to work with low resistances or possibly to suppress the resistive load. In this case, the component must assume almost all of the voltage and it will preferably use a mixed mode implanting resistor and active current limiting component.
  • Figure 1 Electrical model of a speaker.
  • This figure shows a conventional modeling of a loudspeaker consisting mainly of a resistor coil Re and Lvc impedance and an electrical assembly equivalent to the onboard mechanical assembly (membrane, cone ...) consisting of three elements in parallel: Resistance Res, Capacity Cmes and Inductance Lces. Impedance naturally varies with frequency of the restored signal but the essential element remains always the resistive part of the coil, ie Re.
  • Figure 2 Principle of a class D PWM amplifier (Modulation by Width of Crenellations).
  • a class D PWM amplifier can be simply described by the architecture described in FIG. 2:
  • E1 and E2 input signals consisting for E1 of a preferentially triangular signal and for E2 of the signal to be amplified.
  • the comparator (9) makes it possible to generate a digital signal for controlling the switching elements (5) and (7). There is therefore at the input of (3) a chopped signal of amplitude close to V (6) -V (8) and whose average value is equal to the input signal E2. Then simply apply low-pass filtering to find the original signal.
  • This body can be implanted with processors, microcontrollers or other electronic computing component.
  • processors microcontrollers or other electronic computing component.
  • programmable components of the FPGA type Component
  • the control vector generally has one bit per switching element (open or closed) but can implement several bits if the switching member has several modes corresponding to different current limiters.
  • the switching member preferably integrates a current limiting device obtainable by a simple resistor, an active component of JFET type or any other active or passive system.
  • the number of switching members can be variable and is at least equal to 2. Multiplying the number of control members allows, for example, to have different current sources of different values in order to have snap times fast (significant current source) and accuracy during the tracking phases (low current source). These different sources can be obtained by structure of the switching member or by the voltage sources used (4i). • 40, 41, ... 4n: fixed voltage sources.
  • Figure 4 Flowchart of the invention in synchronous mode.
  • the sequence frequency of actions (31) to (34) is mainly chosen according to the desired accuracy across the load. Indeed, if the opening time of the switching elements is
  • the second data which should be taken into account is the maximum frequency of the input signal and more precisely the maximum variations of the desired amplitude as a function of the frequency.
  • This data is usually provided by the PSD (Spectrum Power Density) of the input signal.
  • PSD Spectrum Power Density
  • the sequence of tasks of the system consists in measuring the tension
  • the next task (33) calculates the control vector by means of an algorithm of variable complexity as described in the text of the invention. This vector is then applied to the switching members until the next period. The system then waits for the next cycle to repeat the sequence of operations (34).
  • Figure 5 Flowchart of the invention in asynchronous mode.
  • Asynchronous mode reflects the notion of snapping and tracking more than the previous mode. This flowchart is said to be asynchronous because the application of the control vector is performed for a variable time, unlike the previous algorithm.
  • the attachment phase consists of cycles (51) to (54).
  • the measurement of the voltage is performed only at the theoretical moment when the desired value is reached.
  • the system modeling can be simple, it is necessary to perform several cycles to compensate for modeling errors, but convergence is usually achieved quickly.
  • the system goes into tracking mode and merely performs load monitoring by tasks (56) and (57).
  • the system resumes its latching cycle.
  • FIG. 6 An implementation of the invention.
  • a non-limiting basic implantation of the invention consists of: - A computing element (12) receiving the set input voltage, the measured value of the load and controlling one of the switching members consisting of a MOSFET connected to a power supply.

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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

L'invention concerne un générateur programmable de tension remarquable en ce qu'il possède : au moins un organe de conversion analogique digital (16); au moins deux organes de commutation (2i); au moins un organe de commande numérique (12). L'invention ici proposée permet de réaliser des amplificateurs de grande qualité et faible dissipation. Elle s'applique particulièrement aux amplificateurs haute tension avec des tensions maximales comprises entre 10 et 10000 V, préférentiellement comprises entre 150 et 1500 V.

Description

Générateur de tension programmable
Description
Domaine technique de l'invention.
Le domaine de l'invention est la génération de tensions à partir d'une valeur numérique ou l'amplification électrique à partir d'une tension analogique. Nous utiliserons dans le reste du document le terme amplificateur, mais il est équivalent d'utiliser le terme générateur de tension programmable. L'invention peut s'appliquer sur tout type de charge mais est préférentiellement utilisée sur des charges essentiellement capacitives.
La locution « essentiellement capacitive » peut être exprimée par le fait qu'aux fréquences de travail de l'amplificateur, le rapport de l'impédance due à la capacité sur le rapport de l'impédance résistive et selfique est d'un rapport au moins égal à 5, préférentiellement supérieur à 20. Un autre aspect de cette prévalence capacitive est que le domaine de travail privilégie la tension au courant A titre d'exemple, si l'on considère un amplificateur classique de type audi'o, la charge de l'amplificateur est constituée d'un ou plusieurs haut-parleurs constituant une impédance classique de 4 à 16 Ohms qui peut être décomposé selon la figure 1. A titre d'exemple, un boomer classique fournit les valeurs suivantes : Re=6.5Ohms, Lces=80mH, Cmes=350μF, Res=38Ohms, Lvc=1mH. Le ratio typique est 80% de charge résistive et 20% autre, essentiellement inductif. Pour activer une telle charge de typiquement 8 Ohms, un amplificateur classique de 100 W devra fournir une tension de 30 V et un courant de 3.5 A.
Le domaine de l'invention concerne plutôt des charges de type électrostatique qui peuvent être, par exemple, des haut-parleurs électrostatiques, des composants de type MEMS (Systèmes Micro-Electro- Mécanique) ou des charges piézo-électriques. Etat de la technique.
Les haut-parleurs électrostatiques sont constitués d'un ruban conducteur polarisé tendu entre deux électrodes et les tensions requises sont typiquement de l'ordre de 1 kV pour un courant de fuite négligeable. Un transformateur intégré permet généralement d'utiliser des amplificateurs traditionnels mais l'invention proposée peut permettre de commander directement l'enceinte sans transformateur permettant une meilleure précision et des très faibles pertes. En ce qui concerne les MEMS1 ces dispositifs sont également basés sur des mouvements obtenus par des forces électrostatiques et permettent la réalisation, par exemple, de miroirs déformables utilisés en astronomie ou en ophtalmologie.
En ce qui concerne les dispositifs piézo-électriques, ils utilisent le fait qu'une tension appliquée au borne d'un matériau piézo-électrique induit des contraintes mécaniques permettant de faire varier les dimensions du composant. Ces systèmes sont utilisés, comme les MEMS, pour la fabrication de miroirs déformables par empilement de feuilles piézo-électriques, pour des dispositifs de translation de très grande précision (typiquement le nanomètre) ou pour des dispositifs ultrasonores.
Il est connu d'utiliser des amplificateurs à base généralement de composants semi-conducteurs discrets ou intégrés. Ces amplificateurs sont regroupés en classe selon le type de principe d'amplification mis en place. Les dispositifs à vide de type tubes électroniques sont également utilisés mais leur utilisation est principalement réservée aux amplificateurs audio haut de gamme.
Ces dernières années ont vu l'émergence d'amplificateurs à mode commuté permettant ainsi de marier les qualités des mondes numériques et analogiques. En particulier, de nombreux amplificateurs de classe D ont vu le jour dans des applications tant audio que radio-fréquence. Ces amplificateurs sont basés sur des dispositifs de commutation commandés par un organe de type PWM ou pus récemment Sigma-Delta. Nous ne détaillerons pas les principes de ces systèmes, ceux-ci étant abondamment décrits dans la littérature mais donnons simplement le schéma de principes d'un amplificateur classe D de type PWM (figure 2).
De manière simplifiée, une différence fondamentale entre la nature d'une charge de type principalement capacitive et une charge résistive est que les actions de mise en tension et conservation de la tension sont relativement différentes. En effet, dans une charge résistive, la dissipation d'énergie est constante au cours du temps, même lorsque la valeur consigne est atteinte. D'un autre côté, pour une charge capacitive, il faut éventuellement dépenser beaucoup d'énergie pour atteindre la valeur de consigne mais en revanche conserver cette valeur revient à simplement fournir l'énergie d'entretien consommée par la partie résistive. Des solutions utilisant des dispositifs de commutation sont alors particulièrement bien adaptées permettant d'excellents rendements et une très faible consommation statique.
Divulgation de {'invention.
L'invention concerne un générateur programmable de tension remarquable en ce qu'il possède au moins un organe de conversion analogique digital, en ce qu'il possède au moins deux organes de commutation, en ce qu'il possède au moins un organe de commande numérique.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les organes de commutation intègrent un dispositif limiteur de courant.
Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, la durée d'application du vecteur de commande peut être variable.
Selon encore une autre caractéristique avantageuse de l'invention, les organes de commutation intègrent au moins un composant MOSFET à enrichissement.
Selon encore une autre caractéristique avantageuse de l'invention, le générateur programmable possède un mode de fonctionnement acquisition et un mode de fonctionnement suivi. Selon encore une autre caractéristique avantageuse de l'invention, le générateur programmable peut fonctionner sans dispositif de filtrage entre l'organe de commutation et la charge.
Présentation des dessins.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront mieux à Ia lecture de la description d'un mode de réalisation préférée qui va suivre, en référence aux dessins annexés, réalisés à titre d'exemples indicatifs et non limitatifs et sur lesquels :
- la figure 1 est un modèle électrique d'un haut-parleur.
- la figure 2 représente le principe d'un amplificateur classe D PWM (Modulation par Largeur de Créneaux).
- la figure 3 est un synoptique de l'invention. - la figure 4 est un organigramme de l'invention en mode synchrone.
- la figure 5 est un organigramme de l'invention en mode asynchrone.
- la figure 6 schématise une implantation de l'invention.
Modes de réalisation de l'invention.
L'invention ici proposée permet de réaliser des amplificateurs de grande qualité et faible dissipation. Elle s'applique particulièrement aux amplificateurs haute tension avec des tensions maximales comprises entre 10 et 10000 V, préférentiellement comprises entre 150 et 1500 V. L'invention est basée sur une contre-réaction intégrale avec un organe de commande complètement numérique. La figure 3 montre le synoptique d'un tel amplificateur et le conditionnement du système est décrit dans les organigrammes représentés en figures 4 et 5.
Le fonctionnement du dispositif peut être synchrone (figure 4) ou asynchrone (figure 5). Le mode préférentiel est de type synchrone et dans ce cas une horloge de base génère un signal périodique qui déclenche renchaînement des étapes (31), (32) et (33). L'étape (30) est généralement également de type synchrone avec une période multiple de la période de base.
Un fonctionnement asynchrone est possible et dans ce cas l'étape (50) ou incluse en (57) génère une salve de cycle (51) à (55) avec un contrôle complémentaire en cycle (53) qui est que la tension mesurée est jugée correcte par rapport à la tension consigne. Le système bascule alors en mode suivi ou conservation de la tension en fournissant à la charge l'énergie dissipée par la composante non capacitive.
La consigne d'entrée est préférentiellement numérique mais peut également être présentée de manière analogique puis convertie. C'est pourquoi le système peut être perçu comme un amplificateur ou comme un simple convertisseur numérique-analogique de puissance. Contrairement aux systèmes classe D utilisant un organe PWM ou Delta-Sigma, le système n'utilise pas de moyenne temporelle pour l'obtention de la tension désirée. En effet, ces systèmes fonctionnent par hachage de la tension suivi nécessairement d'un filtre passe-bas permettant d'obtenir sur la charge la valeur moyenne du signal. L'invention permet en particulier de proposer un système qui peut fonctionner sans dispositif de filtrage entre l'organe de commutation et Sa charge. Le système proposé, de manière similaire aux systèmes classe D possède une fréquence de travail et une fréquence de rafraîchissement des données consigne mais fonctionne préférentiellement en mode accrochage et suivi. La fréquence de travail est généralement supérieure à la fréquence de rafraîchissement des données d'un facteur compris entre 1 et 100000, préférentiellement entre 20 et 200. La fréquence de travail correspondant à la fréquence du signal triangulaire utilisé dans les dispositifs PWM et la fréquence dé rafraîchissement des données consigne au spectre fréquentiel du signal d'entrée. Cette dernière analogie est imparfaite du fait de la qualité numérique du signal d'entrée qui possède une fréquence unique d'échantillonnage et un spectre du signal échantillonné, mais montre les similitudes partielles des caractéristiques. En ce qui concerne l'invention, l'accrochage de Ia tension est obtenu lorsque la différence entre la valeur consigne et la valeur obtenue sur la charge est inférieure à une valeur souhaitée (53). Cette phase d'accrochage peut nécessiter plusieurs périodes d'échantillonnage et est limitée, en considérant un modèle au premier ordre, par le courant que peut débiter l'organe de commutation. La tension résiduelle considérée comme correcte est généralement liée à la précision de l'organe de conversion analogique-digital. Préférentieilement, on considérera l'accrochage réalisé lorsque l'erreur est égale à 1 ou 2 bis (bits les moins significatifs). Après cette phase, le système rentre en poursuite ((56), (57)) et garantit donc que le système reste accroché ou obtient l'accroche avant la nouvelle donnée consigne. Il est clair qu'il existe une notion de bande passante ou variation maximale admissible des données consigne pour que le système soit accroché avant la réception d'une nouvelle consigne.
Ce système amplificateur comporte plusieurs implantations préférentielles non limitatives que l'on va décrire ci-après.
L'organe de commutation (2i) le plus simple est constitué de deux composants électroniques reliés chacun à une alimentation généralement de polarité opposée (fig. 6). Ces composants sont préférentieilement de type semiconducteur et plus particulièrement de type transistor bipolaire !GBT (Transistor Bipolaire à Gâchette isolée), préférentieilement de type MQSFET (Semi conducteur Oxyde Métal Transistor à Effet de Champ), préférentiellement de type MOSFET à enrichissement. Ces composants sont en effet très fiables, supportent des hautes tensions et sont disponibles à faible coût.
Pour la commande de ces composants de nombreuses solutions existent et peuvent être implantées de manière discrète ou intégrée. Pour les tensions moyennes, une implantation préférentielle utilise un pont constitué de MOSFET de type N et de MOSFET de type P. Pour les hautes tensions, la technologie actuelle favorise alors les composants de type N. Si l'on considère la version simple décrite dans la figure 6, on voit que la commande du pont est djssymétrique et qu'en particulier, l'une des tensions de commande doit être référencée par rapport à la charge (MOSFET supérieur). Pour cela, les techniques classiques sont l'utilisation d'une diode de bootstrap (circuit fermé) ou une alimentation flottante. L'usage d'une diode de bootstrap nécessite un hachage de la tension de sortie et est plutôt adapté au mode classique de commande PWM. On utilisera donc préférentiellement une commande obtenue par l'intermédiaire d'une alimentation flottante.
En ce qui concerne l'algorithme de commande ((33) ou (54)), on peut utiliser par exemple le simple schéma suivant :
- si la différence entre la valeur mesurée et la consigne est positive : ouverture de l'organe de commande connectée à l'alimentation négative.
- si la différence entre la valeur mesurée et la consigne est négative : ouverture de l'organe de commande connectée à l'alimentation positive.
A partir de cet algorithme de base, on peut apporter différentes améliorations :
- connaissant la différence de tension, il est possible de considérer que le courant sera constant entre deux instants d'échantillonnage et de calculer ainsi un temps d'ouverture théorique. Si ce temps d'ouverture est supérieur à la durée de l'échantillonnage, on ouvre simplement l'organe de commande. Si ce temps est inférieur à la durée de l'échantillonnage, on applique l'ouverture de l'organe de commutation uniquement pendant la durée théorique calculée.
- connaissant les valeurs numériques de consigne des instants précédents, on peut appliquer un filtre numérique à la commande avant application. Ceci est particulièrement utile si l'on veut appliquer un filtre passe-bas à la commande et un filtre numérique de type FIR (Filtre à Réponse Finie) sera préférentiellement utilisé.
- si la charge présente une inductance conduisant à une surtension importante, on pourra modéliser plus finement la charge pour déterminer la commande à appliquer correspondant à un amortissement souhaité. - dans les cas où l'organe de commutation est un composant de type MOSFET associé à une résistance, on peut multiplier les étages afin de pouvoir actionner sélectivement un étage comportant un organe de limitation de courant donné. - Un des inconvénients d'un simple schéma composant de commutation implantant une charge résistive est que le courant disponible pour charger ou décharger la charge essentiellement capacitive varie fortement selon le point de fonctionnement. Pour pallier ce phénomène, on peut tout d'abord augmenter la valeur des tensions d'alimentation par rapports aux tensions utiles. A titre d'exemple, si l'on considère que la tension maximale désirée est de 500V, on pourra utiliser une alimentation externe de 700V conduisant à un courant iO pour une tension de charge à 500V et 6*iO pour une tension de charge de - 500V.
Une autre solution est d'implanter dans le circuit un composant actif permettant de limiter le courant. On pourra par exemple insérer un composant à base de JFET (Transistor à Effet de Champ avec Jonction) ou éventuellement de MOSFET à déplétion. Ces composants permettent alors de travailler avec de faibles résistances ou éventuellement de supprimer la charge résistive. Dans ce cas, le composant doit assumer la quasi-intégralité de la tension et l'on utilisera préférentiellement un mode mixte implantant résistance et composant actif limiteur de courant.
Description des dessins. Figure 1 : Modèle électrique d'un haut-parleur.
Cette figure montre une modélisation classique d'un haut-parleur constitué principalement d'une bobine de résistance Re et d'impédance Lvc et d'un ensemble électrique équivalent à l'ensemble mécanique embarqué (membrane, cône...) constitué de trois éléments en parallèle : Résistance Res, Capacité Cmes et Inductance Lces. L'impédance varie naturellement avec la fréquence du signal restitué mais ['élément essentiel reste toujours la partie résistive de la bobine, soit Re.
Figure 2: Principe d'un amplificateur classe D PWM (Modulation par Largeur de Créneaux).
Un amplificateur classe D PWM peut être simplement décrit par l'architecture décrite dans la figure 2 :
• 1 : charge de l'amplificateur constituée d'un ensemble de haut-parleurs.
• 2 et 3 : filtre nécessaire pour atténuer les harmoniques du système composé d'une capacité (2) et d'une inductance (3). Des filtres plus complexes peuvent être appliqués mais la fonctionnalité de filtre passe-bas est identique.
• 4 : masse électrique du système
• 5 et 7 : organe de commutation c'est-à-dire système ou composant commandé numériquement et pouvant, dans le cas idéal, être assimilé à un interrupteur à commande numérique. Les composants les plus classiques sont les JFET pour les basses tensions et les MOSFET pour les tensions élevées.
• 6 et 8 : alimentations généralement symétriques.
• 9 : comparateur.
• E1 et E2 : signaux d'entrée constitués pour E1 d'un signal préférentiellement triangulaire et pour E2 du signal à amplifier. Le comparateur (9) permet de générer un signal numérique de commande des organes de commutation (5) et (7). On retrouve donc en entrée de (3) un signal haché d'amplitude proche de V(6)-V(8) et dont la valeur, moyenne est égale au signal d'entrée E2. II suffit ensuite d'appliquer un filtrage passe-bas pour retrouver le signal original.
Figure 3". Synoptique de l'invention.
• 11 : valeur d'entrée consigne numérique pouvant provenir d'un signal analogique échantillonné ou, par exemple, d'un résultat de calcul.
• 12 : organe de calcul permettant : - d'effectuer la différence entre le signal d'entrée et le signal sur la charge mesurée par (16). - de générer un vecteur de commande permettant la commande des organes de commutation (2i).
Cet organe peut être implanté avec des processeurs, des microcontrôleurs ou autre composant électronique de calcul. Préférentiellement, il sera réalisé avec des composants programmables de type FPGA (Composant
Mer de Portes Programmable) afin de pouvoir gérer en parallèle de nombreuses voies de commande. Il peut implanter des fonctions de filtrage, de modélisation du processus de charge et décharge ou toute autre fonction permettant d'améliorer le fonctionnement du système. Le vecteur de commande possède généralement un bit par organe de commutation (ouvert ou fermé) mais peut implanter plusieurs bits si l'organe de commutation possède plusieurs modes correspondant à des limiteurs de courant différents.
• 20, 21 , ... 2n : organes de commutation, c'est-à-dire système ou composant commandé numériquement et pouvant, dans le cas idéal, être assimilé à un interrupteur à commande numérique. En ce qui concerne l'invention, l'organe de commutation intégrera préférentiellement un dispositif de limitation de courant pouvant être obtenu par une simple résistance, un composant actif de type JFET ou tout autre système actif ou passif. Le nombre d'organes de commutation peut être variable et est au moins égal à 2. Multiplier le nombre d'organes de commande permet, par exemple, d'avoir des sources de courant de valeurs différentes afin d'avoir des temps d'accrochage rapide (source de courant important) et de la précision lors des phases de suivi (source de courant faible). Ces différentes sources peuvent être obtenues par structure de l'organe de commutation ou par la sources de tension utilisée (4i). •- 40, 41 , ... 4n : sources de tensions fixes.
• 15 : élément commun à tous les organes de commutation situé en amont de la charge. Cet élément optionnel peut intégrer une limitation de courant commune, un dispositif de filtrage ou protection de la charge.
• 16 : système de mesure de la tension aux bornes de la charge. Préférentiellement, on utilisera un composant intégré de type ADC
(Convertisseur Analogique Numérique) de précision (soit essentiellement le nombre de bits réels du composant) compatible avec l'application, il est à noter que l'invention peut être considérée comme un composant DAC (Convertisseur Numérique Analogique) de précision équivalente à la précision de l'ADC utilisé. • 17 : charge préférentiellement essentiellement capacitive. 5
Figure 4 : Organigramme de l'invention en mode synchrone.
En mode synchrone, la fréquence d'enchaînement des actions (31) à (34) est principalement choisie en fonction de la précision souhaitée aux bornes de la charge. En effet, si le temps d'ouverture des organes de commutation est
10 égal à la période du timer, plus ce temps sera faible plus la variation de tension aux bornes de la charge sera faible. Il est évident qu'il existe une corrélation directe avec le courant débité par l'organe de commutation étant donné qu'au premier ordre la variation de tension aux bornes de la charge essentiellement capacitive est égaie au produit du courant par le temps d'ouverture. Une
15 deuxième donnée qu'il convient lors de prendre en considération est la fréquence maximale du signal d'entrée et plus précisément les variations maximales de l'amplitude souhaitée en fonction de la fréquence. Cette donnée est généralement fournie par la PSD (Densité de la Puissance Spectrale) du signal d'entrée. De manière plus simple, on utilise également la notion de
20. « slew rate » (rampe maximale du signal) qui, bien que plus simpliste, permet généralement un bon dimensionnement du système. Ces considérations conduisent à utiliser des courants élevés et donc des temps de cycle courts pour obtenir la précision. Le problème essentiel des cycles courts est que les organes de commutation sont limités en vitesse de commutation et que de
25 nombreux effets non linéaires apparaissent lors de ces commutations. C'est pourquoi, il peut être intéressant d'avoir plusieurs organes de commutation fournissant des courants différents afin d'obtenir un bon compromis entre temps de cycle et précision.
L'enchaînement des tâches du système consiste à mesurer la tension
30 sur la charge (31) puis à calculer l'erreur de tension (32) entre cette valeur et la tension d'entrée consigne. II est à noter que l'entrée d'une nouvelle valeur de consigne est généralement synchrone du fonctionnement de l'ensemble afin de garantir que le calcul de l'erreur de tension est correct. La tâche suivante (33) calcule le vecteur de commande moyennant un algorithme de complexité variable comme décrit dans le texte de l'invention. Ce vecteur est ensuite appliqué aux organes de commutation jusqu'à la période suivante. Le système attend alors le prochain cycle pour répéter l'enchaînement des opérations (34).
Figure 5: Organigramme de l'invention en mode asynchrone.
Le mode asynchrone reflète plus la notion d'accrochage et de suivi que le mode précédent. Cet organigramme est dit asynchrone parce que l'application du vecteur de commande est effectuée pendant un temps variable, contrairement à l'algorithme précédent. La phase d'accrochage est constituée des cycles (51) à (54). La mesure de la tension n'est effectuée qu'à l'instant théorique où la valeur désirée est atteinte. La modélisation du système pouvant être simple, il est nécessaire d'effectuer plusieurs cycles afin de compenser les erreurs de modélisation, mais la convergence est généralement obtenue rapidement. Lorsque l'erreur est inférieure à un seuil fixé, le système passe en mode suivi et se contente d'effectuer la surveillance de la charge par les tâches (56) et (57). Lorsqu'une nouvelle valeur d'entrée consigne est appliquée ou que les courants de fuite ou courant résistif de la charge ont fait dévier la tension au-delà d'une limite fixée, le système reprend son cycle d'accrochage. Il est clair que de nombreuses améliorations peuvent être apportées telles que : - si la consigne est modifiée pendant la phase d'acquisition, une nouvelle commande est générée. - on peut effectuer dans tous les cas un suivi de la charge et relancer une nouvelle commande si la déviation au modèle théorique de charge ou décharge est trop importante.
Figure 6: Une implantation de l'invention. Une implantation basique non limitative de l'invention est constituée de : - un organe de calcul (12) recevant la tension d'entrée consigne, la valeur mesurée de la charge et commandant l'un des organes de commutation constitués d'un MOSFET relié à une alimentation.
- une résistance de limitation de courant (18). - une charge capacitive (19).
- un convertisseur analogique-digital (16).

Claims

Reveπdications
1. Un générateur programmable de tension caractérisé en ce que :
- il possède au moins un organe de conversion analogique digital (16),
- il possède au moins deux organes de commutation (2i),
- il possède au moins un organe de commande numérique (12).
2. Un générateur programmable de tension selon la revendication 1 caractérisé en ce que les organes de commutation (2i) intègrent un dispositif limiteur de courant.
3. Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la durée d'application du vecteur de commande peut être variable.
4. Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les organes de commutation (2i) intègrent au moins un composant MOSFET à enrichissement.
5. Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il possède un mode de fonctionnement acquisition et un mode de fonctionnement suivi.
6. Un générateur programmable de tension selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il peut fonctionner sans dispositif de filtrage entre l'organe de commutation (2i) et la charge.
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