CN101938278B - 高性能数控转换电路及其方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种新型数控转换电路及其方法。所述数控转换电路及其方法通过对系统状态的判断产生系统状态信号，根据该系统状态信号采用不同的控制模式以生成不同的数字占空比，从而调节转换电路的输出电压。利用该新型数控转换电路，系统瞬态响应性能以及输出电压精度均得到提高且不会产生极限环振荡。因而该新型数控转换电路解决了传统数控转换电路中为避免极限环振荡而牺牲系统性能的问题。

Description

高性能数控转换电路及其方法
技术领域
本发明涉及一种转换电路，更具体地，本发明涉及一种高性能数控转换电路。
背景技术
当今，数控转换电路由于其具有的许多独特优点，如其采用的先进控制算法、较强的通信能力及高抗干扰能力等，而广受欢迎。数控转换电路中包含有模数转换器（analog to digital converter，ADC）和数字脉宽调制器（digital pulse width modulator，DPWM）等量化器件。如图1所示，传统地，如果DPWM的分辨率NDPWM低于ADC的分辨率NADC，即DPWM的一个单位分辨率（Least Significant Bit，LSB）所产生的电压ΔVDPWM大于ADC的一个LSB所产生的电压ΔVADC，则DPWM的一个LSB所导致的输出电压VO与额定输出电压VREF的差值将大于ADC能够检测到的最小变化值ΔVADC，这会使得系统无法锁住输出电压VO，输出电压VO将在额定输出电压VREF附近发生弹跳而一直改变，这种现象称之为“极限环振荡”。它会导致输出电压VO大幅振荡，很难分析和补偿输出电压VO的噪声干扰和转换器带来的电磁干扰（Electro Magnetic Interference，EMI）。也就是说，在传统数控转换电路中，DPWM的分辨率NDPWM必须高于ADC的分辨率NADC，否则将产生极限环振荡。
传统的DPWM结构是基于计数器的。该种结构的DPWM的分辨率和系统的时钟频率有关。以降压型转换器中基于计数器的DPWM为例，由DPWM的一个LSB所产生的输出电压ΔVO为：
ΔVO＝Vin·ΔD＝Vin·fSW/fclock                    （1）
其中，Vin为系统输入电压，ΔD为占空比分辨率，fSW为开关频率，fclock为系统时钟频率。
在实际应用中，开关频率fSW高频化趋势越来越明显，一般大于500KHz，而系统时钟频率fclock大于200MHz时成本将大幅增加，因而系统中采用的系统时钟频率fclock一般小于200MHz，所以由DPWM的一个LSB所产生的输出电压ΔVO较大，即DPWM的分辨率NDPWM较低。例如，开关频率fSW取为500KHz，系统时钟频率fclock取为200MHz，设系统输入电压Vin为12V，则由DPWM的一个LSB所产生的输出电压ΔVO为30mV。对于常见的数控转换电路来说，这样的输出电压较大，其对应的DPWM的分辨率NDPWM较低。
为提高DPWM的分辨率，现有技术中提出了许多方法，如采用延迟线结构、混合法、恒定导通时间法、抖动法等等。但这些方法不仅复杂，还需更换硬件设备，不适于普遍应用。另外，这些方法有时还会使得系统瞬态响应性能变差。因此，现有技术中很难得到具有较高分辨率的DPWM，即使能够获得，其成本也非常昂贵。
在现有技术中，为避免极限环振荡，ADC的分辨率要低于DPWM的分辨率，而DPWM的分辨率较低，因而ADC的分辨率也相应更低。较低的ADC分辨率使得系统瞬态响应变差且输出电压的精度变低。
发明内容
本发明的一个目的在于解决传统数控转换电路中为避免极限环振荡而降低系统性能的问题。
为解决上述问题，本发明提出了一种新型数控转换电路。所述新型数控转换电路包括转换电路，所述转换电路提供输出电压；模数转换电路，所述模数转换电路接收所述输出电压与一参考电压且所述模数转换电路根据所述输出电压与所述参考电压产生数字误差信号；数字控制电路，所述数字控制电路对系统状态进行判断并根据系统状态产生占空比信号；数字脉宽调制电路，所述数字脉宽调制电路接收所述占空比信号并根据所述占空比信号产生模拟占空比信号以控制所述转换电路。
为解决上述问题，本发明还提出了一种用数字控制电路控制转换电路的方法。所述方法包括接收输出电压和参考电压并产生数字误差信号；判断系统状态并产生系统状态信号；根据所述系统状态信号和所述数字误差信号采用系统控制模式；利用所述系统控制模式调节输出电压。
本发明采用上述结构的电路和/或上述步骤的方法，其采用的模数转换器（analog to digital converter,ADC）的分辨率可以比数字脉宽调制器（digital pulse width modulator,DPWM）的分辨率更高，电路易于实现且系统瞬态响应性能以及输出电压精度均得到提高，同时，输出电压不会产生极限环振荡。
附图说明
图1示出传统数控转换电路中极限环振荡产生的波形示意图。
图2示出根据本发明一实施例的新型数控转换电路10。
图3示出图2所示数控转换电路10中占空比生成器的一种结构20。
图4示出数控转换电路中系统单位阶跃响应示意图。
图5示出图2所示数控转换电路10工作时的输出电压波形示意图以及系统状态判断示意图。
图6示出根据本发明一个实施例的用数控方法控制转换电路的流程图。
图7(a)示出采用传统数控转换电路及其方法的输出电压的实验波形示意图。
图7(b)示出根据本发明一个实施例的数控转换电路的输出电压的实验波形示意图。
图8示出系统状态转换以及系统控制模式转换过程。
图9(a)示出采用传统数控转换电路及其方法的输出电压的瞬态响应示意图。
图9(b)示出根据本发明一个实施例的数控转换电路的输出电压的瞬态响应示意图。
图10(a)示出在传统数控转换电路中采用非线性控制器的输出电压波形示意图。
图10(b)示出在根据本发明一个实施例的数控转换电路中采用非线性控制器的输出电压波形示意图。
具体实施例
本发明提出了一种新型数控转换电路及其方法。和传统数控转换电路相比，本发明提出的新型数控转换电路采用的模数转换器（analog to digital converter,ADC）的分辨率可以比数字脉宽调制器（digital pulse width modulator,DPWM）的分辨率高，电路易于实现且系统瞬态响应性能以及输出电压精度均得到提高，同时，输出电压不会产生极限环振荡。
图2示出根据本发明一个实施例的数控转换电路10。如图2所示，数控转换电路10包括转换电路101以及数字控制电路103。转换电路101的输出电压VO与额定输出电压VREF的差值经ADC模块采样转换后得到数字误差信号eA/D(k)。系统状态判断器接收数字误差信号eA/D(k)以及一量化参考信号Vacc并根据eA/D(k)和Vacc对系统状态进行判断，产生系统状态信号s(k)。在本实施例中，当系统处于稳态时，s(k)＝0；当系统处于动态时，s(k)=1。本技术领域的技术人员应当理解，系统状态信号s(k)也可以取其它值来分别表示系统处于稳态和动态。系统误差产生器接收数字误差信号eA/D(k)以及系统状态信号s(k)并根据eA/D(k)和s(k)产生系统误差信号e(k)，该系统误差信号e(k)控制占空比生成器以得到数字占空比信号d(k)。数字占空比信号d(k)经DPWM模块转换后得到模拟占空比信号以控制转换电路101，从而对输出电压VO进行调节。
电路在工作时，系统状态判断器首先判断系统状态，然后再相应地改变系统控制模式。当系统状态判断器判定系统处于稳态时，由系统误差产生器产生的系统误差信号e(k)为0，即e(k)＝0。此时，占空比生成器将产生一占空比信号。然后，系统控制模式转换为稳态控制模式。此时，占空比信号经DPWM模块转换后得到一模拟占空比信号去控制转换电路101，以使得输出电压VO保持在额定输出电压VREF附近，输出电压VO与额定输出电压VREF的差值经ADC模块量化的量化值后不会超过量化参考信号Vacc，其中，量化参考信号Vacc应为小于系统输出电压额定误差范围的自然数。在稳态时，系统采用稳态控制模式，无论数字误差信号eA/D(k)为何值，系统输出电压VO与额定输出电压VREF的差值量化值都保持在Vacc内，不会产生极限环振荡。
当系统状态判断器判定系统处于动态时，系统误差产生器输出的系统误差信号e(k)等于数字误差信号eA/D(k)，即e(k)＝eA/D(k)，系统控制模式转换为动态控制模式。此时，占空比生成器产生占空比信号d(k)。当系统处于动态时，一旦输出电压VO发生变化，系统将调节占空比信号d(k)以对输出电压VO进行调节。在动态时，系统采用动态控制模式对输出电压进行及时调节，亦不会产生极限环振荡。
可见，系统通过判断系统状态以相应地采取稳态控制或动态控制对输出电压VO进行调节，从而避免了极限环振荡的产生。
应当注意，在系统被判定为处于动态时，电路控制模式立即转换为动态控制模式，而在系统被判定为处于稳态时，占空比生成器首先产生一占空比信号，在占空比信号产生后，电路控制模式才转换为稳态控制模式。
图3示出图2所示数控转换电路10中占空比生成器的一种结构20。如图3所示的实施例，所述占空比生成器包括DUTY模块和两阶比例积分微分（Proportion Integration Differentiation，PID）模块。系统误差产生器首先产生系统误差信号e(k)，当e(k)=0时，即系统被判定为处于稳态时，DUTY模块生成一定值占空比信号D提供至DPWM模块；当e(k)＝eA/D(k)时，即系统被判定为处于动态时，PID模块给出一实时占空比信号d(k)=d(k-1)+ae(k)+be(k-1)+ce(k-2)提供至DPWM模块。其中，d(k-1)为k-1时刻的实时占空比信号，e(k)、e(k-1)和e(k-2)分别为k、k-1和k-2时刻的系统误差信号，a、b和c为两阶PID的控制参数。应当注意，系统状态一旦被判定出来后将被锁存，直到系统被判定为进入另一状态。
DUTY模块产生定值占空比信号D是通过下述方式实现的。DUTY模块接收k-2,…,k时刻的数字误差信号eA/D(k-2)、eA/D(k-1)、eA/D(k)和k-1时刻的实时占空比信号d(k-1)，当由ADC模块产生的数字误差信号满足条件：
eA/D(k)=eA/D(k-1)=eA/D(k-2)=0            （1）
时，所获得的实时占空比信号d(k-1)便为所述的合适的定值占空比信号D，即D=d(k-1)。
本技术领域的技术人员应当明白，在图3所示的实施例中，实时占空比信号由两阶比例积分微分电路产生，而在其它实施例中，实时占空比信号也可以由m阶比例积分微分电路产生，相应地，该实时占空比信号由k-m,…,k时刻的系统误差信号以及k-1时刻的实时占空比信号和m阶比例积分微分电路的控制参数决定，而定值占空比信号的产生条件为eA/D(k)=eA/D(k-1)=…=eA/D(k-m)=0。
本技术领域的技术人员还应当明白，在图3所示的实施例中，实时占空比信号由PID产生，而在其它实施例中，实时占空比信号也可以由其它具有类似功能的补偿网络产生，如在Z域里补偿的n零点n极点网络。
在另一实施例中，图2所示数控转换电路10中的占空比生成器包括补偿网络而不包括DUTY模块。不管系统被判定为稳态或动态，占空比信号都由补偿网络产生。以两阶PID作为补偿网络为例，当系统被判定为处于动态或者稳态时，PID模块均给出一实时占空比信号d(k)=d(k-1)+ae(k)+be(k-1)+ce(k-2)提供至DPWM模块。
在一个实施例中，系统状态判断器对系统状态的判定过程如下。
如果系统最初处于动态，当输出电压VO在额定输出电压VREF附近的一定范围内保持了一段时间Tdt，则系统将被判定为进入稳态。其中，所述额定输出电压VREF附近的一定范围应使得系统输出电压VO与额定输出电压VREF的差值经ADC模块采样后获得的数字误差信号eA/D(k)保持在-p到p之间，即：
-p≤eA/D(k)≤p                  （2）
其中，p为小于量化参考信号的非负整数，p的取值可以视系统精度要求而定，如p取为1。
而所述一段时间Tdt可以大于输出电压VO做阻尼振荡的周期。对于本系统来说，单位阶跃输入是最恶劣的工作条件。因此，只要所述一段时间Tdt大于单位阶跃响应的周期，则该时间Tdt将大于在其它输入条件下输出电压VO做阻尼振荡的周期。图4示出系统单位阶跃响应示意图。如图4所示，所述一段时间Tdt远大于Td1和Td2的最大值，即：
Tdt>>Td1                       （3）
Tdt>>Td2                       （4）
如上所述，系统进入稳态的条件为公式（2）、（3）、（4）。
如果系统最初处于稳态，则一旦输出电压VO上出现扰动，则系统将被判定为进入动态。一种扰动判断方法是当输出电压VO与额定输出电压VREF的差值量化值超出Vacc的范围，即：
|eA/D(k)|≥Vacc                （5）
则输出电压VO上出现扰动。
在另一实施例中，若输出电压VO与额定输出电压VREF的差值经ADC模块采样后获得的数字误差信号eA/D(k)比起上一时刻的数字误差信号eA/D(k-1)的变化大于q，即：
|ΔeA/D(k)|>q                  （6）
则输出电压VO上出现扰动，其中，q为自然数。
本技术领域的技术人员应当理解，上述关于系统状态的判定只是示例性的。系统状态的判定也可以通过其它条件实现。
图5示出图2所示数控转换电路10工作时的输出电压波形示意图以及系统状态判断示意图。如图5所示，在T1时段，系统处于稳态，系统控制模式为稳态控制模式，输出电压VO在额定输出电压VREF附近设定的量化参考信号Vacc内。在进入T2时段时，输出电压VO的变化值超出Vacc的范围，即输出电压VO满足出现扰动的条件|eA/D(k)|≥Vacc，系统被判定为进入动态，此时，系统控制模式立即转换为动态控制模式。在进入T2时段后，输出电压VO在额定输出电压VREF附近变化，输出电压VO与额定输出电压VREF的差值经ADC模块采样后获得的数字误差信号eA/D(k)保持在在-1到1之间，即-1≤eA/D(k)≤1范围内一段时间，系统被判定为进入稳态。在T3时段，系统再次处于稳态，输出电压VO在额定输出电压VREF附近设定的量化参考信号Vacc内，此时，占空比生成器产生占空比信号，然后，系统控制模式转换为稳态控制模式。
图6示出根据本发明一个实施例的用数控方法控制转换电路的流程图。如图6所示，系统电路开始工作时，DPWM的占空比由补偿网络给出，系统工作在动态控制模式。在一实施例中，补偿网络可以为PID。接下来，系统误差产生器判断系统是否处于稳态，若系统不满足上述公式（2）、（3）、（4）所表示的稳态条件（其中q值取为1），则系统仍将工作在动态控制模式；若系统满足稳态条件（2）、（3）、（4），则DUTY模块开始找寻定值占空比信号D，若DUTY模块判断出系统不满足上述公式（1）所表示的定值占空比产生条件，DUTY模块继续找寻定值占空比信号D，若DUTY模块判断出系统满足定值占空比产生条件（1），则DUTY模块给出定值占空比D。此后，系统进入稳态控制模式。此后，系统误差产生器判断系统是否进入动态，若系统不满足上述公式（5）和（6）所表示的动态条件（其中q值取为1），则系统仍工作在稳态控制模式；若系统满足动态条件（5）或（6），则系统立即进入动态工作模式，此时，占空比由补偿网络给出，系统开始新一轮判断。
应当注意，上述实施例中稳态条件（2）、（3）、（4），动态条件（5）和（6）以及定值占空比产生条件（1）只是示例性的。根据对系统要求，也可以通过其它条件进行判断。
应当注意，本发明提出的数控转换电路及其方法可以用于各种转换电路，如降压型转换电路、升压型转换电路以及其他类似转换电路。
图7-10示出根据本发明一实施例的实验结果。该实验采用降压型转换器作为转换电路，在Xilinx Spantan3A FPGA上进行编程。系统输入电压、输出电压及输出电流分别为：Vin=12V,Vo=3.3V,Io=3A；开关频率、采样频率及系统时钟频率分别为：fsw=586kHz，fs=586kHz，fclock=150MHz；采用PID作为补偿网络，其带宽为50KHz，比例参数KP=0.433，积分参数KI=2.033e4，微分参数KD=1.195e-5；DPWM和ADC的一个LSB所产生的电压分别为：ΔVo＝15mV，ΔVADC＝5mV；输出电压VO设定的电压变化范围为：ΔVacc=25mV。
图7(a)示出采用传统数控转换电路及其方法的输出电压的实验波形示意图。图7(b)示出根据本发明一个实施例的数控转换电路的输出电压的实验波形示意图。由图7(a)和7(b)对比可见，本发明提出的新型数控转换电路中不会产生传统数控转换电路中产生的极限环振荡。
图8示出系统状态转换以及系统控制模式转换过程。如图8所示，频道1为输出电压波形。频道2为控制模式波形，其中高电平为稳态控制模式，低电平为动态控制模式。频道3为系统状态波形，其中高电平为稳态，低电平为动态。如图8所示，当输出电压VO发生扰动时，系统被判定为处于动态，系统控制模式立即转换为动态控制模式。当输出电压VO在额定输出电压VREF附近设定的范围内保持了一段时间，则系统被判定为处于稳态，由图8可知，系统处于稳态一段时间后，系统控制模式才转换为稳态控制模式。
图9(a)示出采用传统数控转换电路及其方法的输出电压的瞬态响应示意图。图9(b)示出根据本发明一个实施例的数控转换电路的输出电压的瞬态响应示意图。由图9(a)和10(b)对比可见，虽然在传统数控转换电路和本发明提出的新型数控转换电路中采用的DPWM的分辨率一样，由于在本发明提出的新型数控转换电路中采用的ADC的分辨率提高了，系统输出电压的瞬态响应性能得到了提高。
图10(a)示出在传统数控转换电路中采用非线性控制器的输出电压波形示意图。图10(b)示出在根据本发明一个实施例的数控转换电路中采用非线性控制器的输出电压波形示意图。由图10(a)和10(b)对比可见，当补偿网络采用非线性控制器时，利用本发明提出的新型数控转换电路及其方法，由于采用的ADC具有更高的分辨率，非线性控制器可以检测到更小的输出电压误差且非线性控制器的响应更加灵敏。

Claims (18)

1.一种数控转换电路，其特征在于，所述数控转换电路包括：
转换电路，所述转换电路提供输出电压；
模数转换电路，所述模数转换电路接收所述输出电压与一参考电压且所述模数转换电路根据所述输出电压与所述参考电压产生数字误差信号；
数字控制电路，所述数字控制电路对系统状态进行判断并根据系统状态产生占空比信号；
数字脉宽调制电路，所述数字脉宽调制电路接收所述占空比信号并根据所述占空比信号产生模拟占空比信号以控制所述转换电路；
其中，所述数字控制电路包括：系统状态判断电路，所述系统状态判断电路对所述数控转换电路的状态进行判断并产生系统状态信号；
系统误差产生电路，所述系统误差产生电路接收所述数字误差信号与所述系统状态信号并根据所述数字误差信号与所述系统状态信号产生系统误差信号；
占空比生成电路，所述占空比生成电路接收所述系统误差信号并根据所述系统误差信号产生占空比信号。
2.如权利要求1所述的数控转换电路，其特征在于，所述系统状态判断电路接收所述数字误差信号与一量化参考信号并根据所述数字误差信号和所述量化参考信号产生稳态信号或动态信号，其中，所述量化参考信号为自然数。
3.如权利要求2所述的数控转换电路，其特征在于，若所述数字误差信号的绝对值在一设定时间内小于等于第一设定值，则所述系统状态判断电路产生稳态信号，其中，所述第一设定值为小于所述量化参考信号的非负整数。
4.如权利要求2所述的数控转换电路，其特征在于，若所述数字误差信号在n时刻的值和在n+1时刻的值的差值的绝对值大于第二设定值，则所述系统状态判断电路产生动态信号，其中，n以及第二设定值均为自然数。
5.如权利要求2所述的数控转换电路，其特征在于，若所述数字误差信号的绝对值大于等于所述量化参考信号，则所述系统误差产生电路产生动态信号。
6.如权利要求2所述的数控转换电路，其特征在于，所述系统状态信号为稳态信号时，所述系统误差信号为0；所述系统状态信号为动态信号时，所述系统误差信号为所述数字误差信号。
7.如权利要求6所述的数控转换电路，其特征在于，所述系统误差信号为0时，所述占空比生成电路产生一定值占空比信号；所述系统误差信号为所述数字误差信号时，所述占空比生成电路产生一实时占空比信号。
8.如权利要求7所述的数控转换电路，其特征在于，所述占空比生成电路包括：m阶补偿网络，以用于产生所述实时占空比信号；以及定值占空比生成电路，以用于产生所述定值占空比信号，其中，m为自然数。
9.如权利要求8所述的数控转换电路，其特征在于，所述补偿网络为比例积分微分电路。
10.如权利要求8所述的数控转换电路，其特征在于，所述定值占空比生成电路接收k-m,……,k时刻的数字误差信号和k-1时刻的实时占空比信号，若所述数字误差信号在k-m,……,k时刻都为0，则所述定值占空比生成电路产生k时刻的定值占空比信号且所述k时刻的定值占空比信号为k-1时刻的实时占空比信号，其中，k为大于m的整数。
11.如权利要求6所述的数控转换电路，其特征在于，所述占空比生成电路包括m阶补偿网络以用于产生所述占空比信号，其中，m为自然数。
12.如权利要求11所述的数控转换电路，其特征在于，所述占空比生成电路接收k-m,……,k时刻的系统误差信号和k-1时刻的占空比信号并根据k-m,……,k时刻的系统误差信号和k-1的占空比信号产生k时刻的占空比信号，其中，k为大于m的整数。
13.一种用数字控制电路控制转换电路的方法，其特征在于，所述方法包括：接收输出电压和参考电压并产生数字误差信号；
判断系统状态并产生系统状态信号；
根据所述系统状态信号和所述数字误差信号采用系统控制模式；
利用所述系统控制模式调节输出电压；
其中，若所述系统状态信号为稳态信号，则采用稳态控制模式，若所述系统状态信号为动态信号，则采用动态控制模式；若采用稳态控制模式，则系统产生一定值占空比信号或一实时占空比信号中的一种调节输出电压，若采用动态控制模式，则系统产生所述实时占空比信号调节输出电压。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，系统状态的判断以及系统状态信号的产生是通过对所述数字误差信号的监测实现的。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，若所述数字误差信号在一设定的时间内小于等于第一设定值，则系统处于稳态且所述系统状态信号为稳态信号；若所述数字误差信号在n时刻的值和在n+1时刻的值的差值的绝对值大于第二设定值或所述数字误差信号大于等于一设定的量化参考信号，则系统处于动态且所述系统状态信号为动态信号，其中，n、所述量化参考信号以及所述第二设定值均为自然数且所述第一设定值为小于所述量化参考信号的非负整数。
16.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述实时占空比信号由m阶补偿网络产生，其中，m为自然数。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述补偿网络为比例积分微分电路。
18.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述实时占空比信号由m阶补偿网络产生，所述m阶补偿网络接收k-m,……,k时刻的系统误差信号和k-1时刻的实时占空比信号并根据k-m,……,k时刻的系统误差信号和k-1的实时占空比信号产生k时刻的实时占空比信号；所述定值占空比信号由定值占空比生成电路产生，所述定值占空比生成电路接收k-m,……,k时刻的系统误差信号和k-1时刻的实时占空比信号，且若所述系统误差信号在k-m,……,k时刻都为0，则定值占空比生成电路产生k时刻的定值占空比信号且所述k时刻的定值占空比信号为k-1时刻的实时占空比信号，其中，m为自然数，k为大于m的整数。
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