KR100350341B1 - 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법 및 이동 환경용 수신기 - Google Patents

Abstract

수신기가 이동체로서 비교적 고속으로 이동되며, 수신기의 내부 복조 발진기가 주파수 오프셋을 유발하며 주파수 오프셋 및 채널 특성 추정 모두에 대한 알고리즘의 공유를 처리하는 상황에서 효율적 수신기가 달성된다. 특히, LMS 알고리즘과 같은 공통으로 사용되는 알고리즘은 주파수 오프셋의 추정값을 계산하고, 채널 특성을 추정하는 데에도 사용된다. LMS 알고리즘이 사용될 때, 주파수 오프셋 추정값은 LMS 알고리즘의 실행중에 유도된 신호로부터 유도될 수 있다. 주파수 보상 계수가 제공되어 입력 신호에 인가됨으로써 감지할 수 있을 정도의 오프셋을 갖지 않는 신호를 생성한다. 그 신호는 예컨대, 비터비 알고리즘과 같은 검출 알고리즘과 함께 LMS 알고리즘을 또한 사용하는 처리에 적용되어 입력 신호로부터 그 입력 신호로 인코딩된 정보 신호를 복원한다.

Description

손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법 및 이동 환경용 수신기{Channel tracking a mobile receiver}

본 발명은 신호 검출에 관한 것으로서, 특히, 위상 변조된 신호를 수신하는데 적합한 이동 수신기에서의 채널 트래킹 기술에 관한 것이다.

이동 수신기에 정보를 송신하는 공지된 한 기술은 신호를 디지털 심벌로 변환하고, 이들 심벌을 이차원 공간상에 맵핑하고, 맵핑된 신호에 의해 반송파를 변조하고, 변조된 반송파를 수신기에 송신하는 것이다. 이차원 공간(x 및 y 좌표를 가짐)상에 맵핑된 심벌의 변조는, 반송파에 의해 심벌의 x 좌표를 진폭 변조하고, 90도 시프트된 반송파에 의해 심벌의 y 성분을 진폭 변조하고, 두 변조 결과를 가산함으로써 발생된다. 어떤 응용에서는, 맵핑이 원으로 제한되는데, 그것은 효과적으로 반송파의 위상 변조를 달성한다.

이동 단말은 열잡음 뿐 아니라 심벌간 간섭(inter-symbol interference: ISI)에 의해 손상된 신호를 수신하므로, 그렇게 왜곡된 심벌을 검출하려고 시도된다. ISI는 이동 유닛이 이동하고 있는 경우의 비정지 과정이다. 즉, 채널의 특성은 수신기에 대한 이동 단말의 상대 위치에 기초하며, 위치가 변할 때, 채널 특성이 변한다. 종래의 시스템은 채널 특성에 대한 수신기의 응답을 순응시킬 수 있도록 하지만, 이 순응에는 처리를 필요로 하며, 처리에는 시간이 필요하다. 채널 특성이 천천히 변하는 한, 문제는 없다. 이동 단말의 위치가 신속히 변할 때(예컨대, 이동 단말이 차 또는 비행기 안에 있을 때)와 같이, 채널 특성이 신속히 변할 때, 현재 사용된 순응 처리는 이상적인 조건들하에서 그 변경들을 따라갈 수 있다.

변경되는 채널 특성을 트래킹하려는 시도는, 이동 단말이 송신기의 변조기에 심벌이 인가되는 정확한 시간에 대한 정보를 갖고 있지 않으며 따라서 수신된 신호를 언제 샘플링 할지를 정확히 모른다는 사실로 인해 번거로워 진다. 또한, 수신기는 수신기의 반송파 주파수를 명목상 알고 있기는 하지만, 실제 반송파 주파수는어긋날 수도 있으며, 여하튼, 수신기의 국부 주파수는 통상의 제조상 공차 문제, 온도 변수 등으로 인해 지정된 값에서 벗어날 수 있다.

수신기의 국부 발진기가 송신기의 발진기와 다를 때, 주파수의 오프셋이 존재한다고 한다. 주파수에 오프셋이 존재하지 않을 경우, 수신된 신호는 샘플링되고, 디지털 형태로 변환되어 검출 알고리즘에 인가된다. 검출 알고리즘은 채널에 의해 도입된 ISI를 제거해야 하고, 이동 단말의 이동에 기인한 채널의 특성 변화(예컨대, 시간당 60 마일로 이동하는 차안에서, 채널 특성은 아주 신속히 변한다)를 보상해야 한다. 채널 트래킹을 달성하는 한가지 기술은 최소 제곱 평균(Least-Mean-Squared: LMS) 알고리즘이다. 그러나, LMS 알고리즘은 상당한 오프셋이 존재할 때 채널 특성의 변화를 조절할 수 있다고 생각되지 않는다.

수신기의 주파수가 상당한 오프셋을 가질 때, 주파수 오프셋을 추정하여 그것을 보상하기 위해 종래의 미분 검출기가 사용될 수 있다. 미분 검출기는 예컨대, 프로아키스(Proakis)에 의한 "Digital Communication"(McGraw Hill, 1989, Chapter 4.2.6)에 설명되어 있다. 그러나, 미분 검출기는 채널 특성이 신속히 변할 경우에는 적절히 동작하지 않는다.

주파수 오프셋 및 신속한 채널 변경의 문제점을 극복하기 위해, 당업자들은 심벌 시퀀스에 트레이닝 워드를 포함시켰으며, 일단 트레이닝 워드가 검출되고 그 위치가 확인되면, 주파수 오프셋이 추출될 수 있다. 이것을 수행하는 알고리즘은 상당히 복잡하며, 예컨대 바하이(Bahai) 및 싸라프(Sarraf)에 의한 "A Frequency Offset Estimation for Nonstationary Channels"(Proc. of ICASSP 97, pp. 3897-3900, 1997년 4월)에 제공되어 있다.

사실상, 본원에 개시된 원리에 따르면, LMS 알고리즘과 같은 주어진 알고리즘이 주파수 오프셋의 추정값을 계산하고, 바로 그 알고리즘이 채널 특성의 추정에도 사용될 경우에, 보다 더 간단한 방법이 사용될 수 있다. LMS 알고리즘이 사용될 때, 주파수 오프셋 추정값은 알고리즘의 실행 중에 유도된 신호로부터 유도될 수 있다. 그 후, 주파수 보상 계수가 발생되고 제공되어 입력 신호에 인가됨으로써, 인식 가능한 주파수 오프셋을 갖지 않는 신호를 생성한다. 다음에 이 신호는, 예컨대 비터비 알고리즘과 같은 검출 알고리즘과 결합된 LMS 알고리즘을 또한 사용하는 처리에 인가되어, 입력 신호들에 인코딩된 정보 신호가 입력 신호로부터 복원된다. 트레이닝 기간동안 상기 처리의 수행에 부가하여, 이 처리는 데이터의 정상 송신 동안 수행될 수 있다.

따라서, 본 발명의 적어도 한 실시예에서는, 주파수 오프셋을 추정하기 위해 상당히 단순한 알고리즘이 사용된다. 또한, 채널 특성을 추정하기 위해 사용된 알고리즘은 주파수 오프셋을 보상하는데 사용된 알고리즘과 동일하다. 이로 인해 수신기의 구성이 단순화되고 수신기의 가격이 낮아진다.

도 1은 이동 수신기의 몇가지 특징적인 소자를 도시하는 도면.

도 2는 본 발명의 원리에 따른 선처리 모듈의 블록도.

도 3은 한 트랙킹법에 따른 처리기(231)내의 처리를 도시하는 도면.

도 4는 다른 트랙킹법에 따른 처리기(231)내의 처리를 도시하는 도면.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

100 : 채널 200 : 복조기

230 : 디지털 처리기 231 : 선처리 모듈

232 : LMS 알고리즘 모듈 233 : 비터비 알고리즘 모듈

234 : 후처리 모듈

도 1은 수신 처리의 다양한 소자의 블록도로서, 반송파상에 변조된 심벌이 인가되는 채널(100)을 포함한다. 채널(100)은 추가 잡음을 도입하고, 잡음이 추가된 신호는 국부 발진기를 사용하는 복조기(200)에 인가된다. 변조된 출력은 블록(220)에서 샘플링되어 디지털 형태로 변환되고, 디지털 신호는 디지털 처리기(230)에 인가된다. 처리기(230)는 선처리 모듈(231), LMS 알고리즘 모듈(232), 비터비 알고리즘 모듈(233), 후처리 모듈(234)를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 트레이닝 기간 동안, 처리기(230)는 종래와 같이 LMS 알고리즘(모듈 232)을 사용하여 채널 특성을 추정하고, 데이터 송신 기간 동안 심벌 검출 알고리즘에 의해 유도된 정보가 사용되어 송신된 데이터를 복원한다. 심벌 검출 알고리즘의 예로는 도 1에 모듈(233)로 도시된 비터비 알고리즘이 있다.

전술된 것처럼, LMS 알고리즘은, 주파수 오프셋이 존재할 경우 상당히 복잡한 추가 알고리즘 없이는 신속히 변하는 채널 특성을 보상할 수 없다. 예컨대, 전술된 바하이(Bahai) 등의 논문을 참조하기 바란다. 그러나 본원에 개시된 원리에 따르면, 주파수 오프셋을 추정하기 위해 상당히 간단한 알고리즘이 사용된다. 또한, 그 알고리즘은 채널 추정에 사용된 알고리즘과 동일하다. 이로써 수신기의 구성이 단순화되고 가격이 낮아진다.

본원에 개시된 원리에 따라 송수신 장치에 의해 수행된 처리는, 수신기에 알려져 있는 트레이닝 시퀀스가 송신기에 의해 이송되고, 그 시간동안 LMS 알고리즘이 이하의 방법으로 주파수 오프셋의 추정값을 구하는 처리이다. 이와 같은 처리는 처리 모듈(231)에서 수행된다. 그 후, 주파수 오프셋의 추정에 의해 입력 신호(데이터 및 트레이닝 시퀀스 신호)가 보상되고(이 또한 처리 모듈(231)에서 수행됨), 모듈(232 및 233)에 인가된다. 도 2는 모듈(231)을 더 상세히 도시하여 이것을 도식적으로 나타낸다. 모듈(231)은, 처리 모듈(236)과 협력하여 주파수 오프셋의 추정값을 산출하는 LMS 모듈(235)을 포함한다. 추정값 신호는 소자(237)의 입력 신호로 곱해지고 그 결과가 모듈(232 및 233)에 인가된다.

이하, LMS 알고리즘의 사용에 의해 주파수 오프셋을 추정하는 데 사용된 신호의 특성을 설명한다.

시간 k에서 소자(200)에 의해 수신된 신호 d(k)는 송신된 심벌 시퀀스(여기서는 트레이닝 시퀀스로 가정한다)u _k에 대응하는데, 이것은 먼저 반송파에 의해 변조되고(u _ke^jωk가 됨), 다음에 채널w ₀와 연관(convolve)되어u _k w ₀e^jωk가 되고, 마지막으로 추가 잡음 v'(k) 만큼 증가된다. 소자(200)에 의해 반송파 신호로부터 추출 즉, 변조되고, 수신기의 국부 발진기가 반송파에서 주파수 Ω만큼 오프셋될 때, 시간 k에서 수신된 신호는 다음과 같다.

w ₀의 시간 응답은 시간 제한(time-limited)되고, 시간 단위로 양자화 즉, 샘플링될 때, 채널 응답w ₀는 순서 M의 벡터로 표시된다. 따라서,u _k는 이동 수신기에 송신된 M개의 최후의 심벌을 포함하는 M 순서 벡터가 된다. 항 v(k)=v'(k)e^jΩk이며,u _k w ₀는 두 개의 성분 벡터의 도트 곱(dot product)이다. 수학식 1의 제 1 항은 송신된 심벌의 벡터와 주기적으로 변하는 채널 벡터와의 도트 곱으로, 또는 채널과, 변조 오프셋 주파수 e^jΩk를 포함하는 시퀀스u _k와의 도트 곱으로 볼 수 있다.

다음에, 채널의 추정과 주파수 오프셋의 추정이 요구된다. 시간에 따라 변하지 않는 채널을 추정하는 공지된 한가지 방법은, 새롭게 도착된 데이터와 결합되거나 또는 새롭게 도착된 데이터에 의해 수정된 채널의 바로 직전의 추정값로부터 채널의 개선된 현재의 추정값을 재귀적으로 유도하는 것이다. 다음 등식은 시간 k에서의 정보에 기초한 시간 k+1에서의 그러한 추정을 제공하며, 통상 LMS 알고리즘으로 언급된다.

수학식 2에서,w _k는 시간 k에서의 채널 추정값이며,u _k는, 트레이닝 동안 트레이닝 시퀀스의 k번째 항이 되는, 이동 수신기에서의 M 순서 벡터이다.

시간 k에서의 채널 추정값w _k는, 그 시간에서의 실제 채널 응답w ₀e^jΩk과 다르며, 다음과 같은 에러 벡터를 초래한다.

시간 k+1에서의 에러 벡터를 시간 k에서의 값들의 항으로 표현하기 위해, 수학식 2와 수학식 3을 결합시키고 그 기대값을 취하면 다음과 같다.

여기서R은 벡터u _k ^*와u _k의 도트 곱 외적(outer dot product)의 기대값으로 다음과 같이 표현된다.

이 재귀적 등식의 해답을의 형태로 표현하면, 다음과 같다.

두 개의 연속적인 추정값을 도트 곱으로 결합시키면, 다음과 같다.

수학식 8로부터, 두 개의 연속적 채널 추정값의 도트 곱을 그 크기로 나눔으로써 e^jΩ가 유도된다.

도 3은, 상기 분석과 일치시켜, 처리 모듈(235 및 236)에서 수행된 처리를 개시하는 블록도이다. 도 3에서, 수신된 샘플은, 도트 곱 신호u _k w _k가 감산되는 감산기에 인가된다. 차 신호는, 증배기(302)에 인가되고, 여기서, 차 신호에는 스텝 사이즈 μ가 곱해지고, 그 결과는 증배기(304)에 인가되어 ROM(303)으로부터 유도된 트레이닝 시퀀스의 공액 복소수u _k ^*이 곱해진다. 그 결과는 가산기(306)에서 신호w _k에 가산되어 시간 k+1에서의 채널 추정값w _k+1을 산출한다. 계산된w _k+1은 1 단위 지연 소자(307)에 인가된다. 이 때,w _k+1이 지연 소자(307)에 삽입되고, 지연 소자는 신호w _k를 출력하며, 이 신호는 가산기(306) 및 도트 곱 증배기(305)에 인가된다. 도트 곱 증배기(305)로의 다른 입력은 트레이닝 시퀀스를 포함하는 ROM(303)으로부터 유도된다. 증배기(305)로부터 제공된 도트 곱 신호는u _k w _k이며, 이것은 감산기(301)에 인가된다. 이로써 LMS 알고리즘이 완성된다.

수학식 8에 따라 주파수 추정을 제공하기 위해, 지연 소자(307)의 입력 및 출력에서의w _k및w _k+1신호가 각각 처리 모듈(236)에 인가되고, 여기서 이들은 도트 곱 증배기(308)에서 결합되어 처리 모듈(309)에 인가된다. 모듈(309)은 입력 신호를 신호의 크기로 나누어 페이저(phasor) e^-jΩ를 획득하고, 이 페이저는 지수 k로 회전되어 소자(237)에 인가되고, 소자(237)에서는 입력 신호에 주파수 오프셋 보상 계수 e^-jΩk가 곱해진다. 증배기(237)의 출력은 모듈(232 및 233)에 인가된다.

수학식 9의 각도의 추정값을 구함으로써 더 간단한 제 2 처리가 제공된다.

여기서, d^*(k)는 수신된 신호의 공액 복소수이다. d^*(k)(u _k w _k)의 기대값은 다음과 같다.

작은 값의 Ω과 너무 작지 않은 값의 μ에 대해, 이 기대값의 각도는 다음과 같이 근사화된다.

일단 Ω을 알면, e^jΩ을 구할 수 있고, 지수 k를 곱하여 오프셋 주파수 보상 계수 e^-jΩk를 유도할 수 있다. 이것은 도 4에 도시되는데, 여기서 모듈(235)은, 모듈(235)로부터 추출되는 출력이 입력 신호 d(k)와 증배기(305)의 도트 곱 신호u _k w _k라는 것을 제외하면 도 3에서와 동일하다. 이들 신호는 처리 모듈(236)에 인가되고, 여기서 처리 모듈(311)에 의해 공액 복소수 신호 d^*(k)가 계산된다. 모듈(311)의 출력은 처리 모듈(312)에서u _k w _k와 결합되어 e^-jΩk를 유도한다(이것은, d^*(k)와u _k w _k의 도트 곱에 스텝 사이즈 μ 및 지수 k 를 곱하고, 마지막으로 곱셈의 결과만큼 페이저 e^-jΩ를 회전시켜서 유도된다.).

전술된 처리는 특히 개시된 발명에 관련된 처리이며, 본원에 개시된 원리를 포함하는 수신기는 본원에 개시되지 않은 다른 제어 및 처리를 가질 수 도 있다는 것을 이해해야 한다. 예컨대, 수신기는 트레이닝 시퀀스가 수신되는 시간을 결정하는 처리를 가질 수 있다. 그런 처리는 (본원에 개시된 기술의 향상된 부분을 형성하지 않으므로) 처리 모듈(231)내에서 수행될 수도 있고 도 1에 도시되지 않은 다른 처리 모듈에서 수행될 수도 있다.

또한, 전술된 처리는 트레이닝 시퀀스 동안의 동작과 관련하여 설명되었지만, 본 발명은 여기게 한정되지 않는다. 트레이닝 시퀀스 동안 수신기는 기대되는 것을 알고 있기 때문에 전술된 개시에서 트레이닝 시퀀스의 사용은 알고리즘을 더 명료히 하기에 적절한 것으로 간주되었다. 그러나, 개시된 처리는 실제 데이터 신호에 대해서도 동일하게 성립된다. ROM(303)으로부터의 신호u _k및u _k ^*를 사용하는 것 대신, 모듈(233 및 234)에 의해 제공된 신호를 사용할 수도 있다. 이들 비-트레이닝 신호가 사용될 수 있는 이유는 추정된 신호의 대부분이 정확하고, 따라서 트레이닝 심벌만큼 적절하기 때문이다. 사실, 트레이닝 신호가 아닌 다수의 추정된 데이터 신호가 존재하며, 따라서, 트레이닝 심벌뿐 아니라 실제 데이터 심벌을 사용하면, 보다 짧은 시간에 보다 정확한 추정값이 제공된다.

마지막으로, 위에서 개시된 처리는 주로 처리기(230)에서 수행되는 것으로 도시되었는데, 이 처리기는 특수 목적 하드웨어 구현의 일부가 될 수도 있고 저장된 프로그램의 제어하에서 동작하는 종래의 마이크로 프로세서에 의해 실현될 수도 있다. 생성되어야 하는 특정 소프트웨어는 본원에 포함된 기능 설명을 바로 제공하며, 따라서 여기서 더 상세히 설명하지 않는다. 물론, 특수 목적 집적 IC에 의해 구현된 처리기(230)는, 주파수 오프셋 추정 및 채널 특성 추정이 주어진 알고리즘(위의 설명의 경우 LMS 알고리즘)에 의해 수행되는 점을 이용하려고 할 것이다. 즉, 제조자는 LMS IC를 가질 것이고, 그 IC를 주파수 오프셋 추정에 일단 사용하고 다음번에 채널 특성 추정에 사용할 것이다. 대안적으로 두가지 목적에 대해 시간 공유적인 단일 IC가 설계될 수도 있다.

개시된 설명은 본원의 원리를 설명한 것으로서, 본 발명의 정신 및 범위에서 벗어나지 않은 채, 제공된 예시적 실시예의 변형 및 다양한 다른 실시예들이 가능하다.

본 발명에 의하면, 수신기의 구성이 단순화되고 수신기의 가격이 낮아진다.

Claims (33)

1. 정보 신호들로 위상 변조된 반송파를 포함하는 입력 신호를 손상된 채널로부터 복원하는 방법에 있어서,

   상기 반송파 신호의 주파수와 가까운 주파수를 갖는 국부 발진기로 상기 입력 신호를 수신기내에서 복조함으로써, 상기 반송파의 주파수와 상기 국부 발진기의 주파수 간의 차이에 대응하는 오프셋 주파수를 갖는 신호를 생성하는, 상기 복조 단계와;

   상기 입력 신호에 대해 수행되는 특정 알고리즘으로 상기 오프셋 주파수를 추정하고, 그에 의해 오프셋 주파수 추정을 발생하는, 상기 오프셋 주파수 추정 단계와;

   상기 특정 알고리즘을 사용하여 상기 채널의 특성들을 추정하고, 그에 의해 채널 추정을 발생시키는, 상기 채널 특성들 추정 단계 및;

   상기 오프셋 주파수 추정 및 상기 채널 추정으로 상기 입력 신호를 처리하여 상기 정보 신호들을 복원하는 단계를 포함하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 특정 알고리즘은 LMS 알고리즘인, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 특성들 추정 단계는 상기 오프셋 주파수 추정으로 수정된 상기 입력 신호들에 대해 상기 특정 알고리즘을 수행함으로써 달성되는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 복원하는 단계는 상기 오프셋 주파수로 수정된 상기 입력 신호들에 대해 동작하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
5. 제 3 항에 있어서, 상기 채널 특성들 추정 단계 및 상기 복원하는 단계는 상기 오프셋 주파수로 수정된 상기 입력 신호들에 대해 동작하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 오프셋 주파수로 수정된 상기 입력 신호들은, 상기 오프셋 주파수 추정과 관련된 위상을 갖는 페이저(phasor)로 곱해진 상기 입력 신호들에 대응하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
7. 제 5 항에 있어서, 상기 오프셋 주파수로 수정된 상기 입력 신호들은 상기 오프셋 주파수 추정으로 복조된 상기 입력 신호들에 대응하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 오프셋 주파수 추정 단계는 상기 주파수 추정에 도달하도록 상기 선택된 알고리즘에 의해 발생된 출력 신호들을 후처리하는 단계를 포함하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 입력 신호들의 시퀀스{d(0), d(1), d(2),...d(k)}에 응답하여, 상기 특정 알고리즘은 채널 추정들w _k및w _k+1을 발생하며, 상기 후처리하는 단계는 상기w _k및w _k+1채널 추정들을 사용하고, 여기서w _k는 시간 k에서 상기 채널을 추정하는 M 순서 벡터이며, M은 정수인, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
10. 제 9 항에 있어서, 상기 후처리하는 단계는 상기w _k및w _k+1채널 추정의 도트 곱을 형성하는 단계를 포함하는, 상기 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 후처리하는 단계는 상기w _k및w _k+1채널 추정들의 도트 곱을 그 크기로 나눔으로써 페이저 e^jΩ를 형성하는 단계를 더 포함하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
12. 제 9 항에 있어서, 상기w _k및w _k+1채널 추정들은 등식w _k+1=w _k+ μ(d(k) -u _k w _k)u _k ^*를 통해 발생되며, 여기서, μ는 선택된 상수이고,u _k는 상기 수신기에 알려져 있는 트레이닝 시퀀스(벡터)({u(0), u(1), u(2),...u(k)})이며,u _k ^*는u _k의 공액 복소수이며,u _k w _k는 성분 벡터들의 도트 곱을 나타내는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
13. 제 9 항에 있어서, 상기w _k및w _k+1채널 추정들은 등식w _k+1=w _k+ μ(d(k) -u _k w _k)u _k ^*를 통해 발생되며, 여기서, μ는 선택된 상수이고,u _k는 심벌들의 사전 디코딩된 시퀀스(벡터)({u(0), u(1), u(2),...u(k)})이며,u _k ^*는u _k의 공액 복소수이며,u _k w _k는 성분 벡터들의 도트 곱을 나타내는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
14. 제 9 항에 있어서, 상기w _k및w _k+1채널 추정들은 등식w _k+1=w _k+ μ(d(k) -u _k w _k)u _k ^*를 통해 발생되며, 여기서, μ는 선택된 상수이고,u _k는 심벌들의 사전 디코딩된 시퀀스(벡터)와 공지된 트레이닝 시퀀스의 집합({u(0), u(1), u(2), ...u(k)})의 집합에 대응하며,u _k ^*는u _k의 공액 복소수이며,u _k w _k는 성분 벡터들의 도트 곱을 나타내는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
15. 제 9 항에 있어서, 상기 후처리하는 단계는, 적 d^*(k)(u _k w _k)(여기서 d^*(k)는 d(k)의 공액 복소수임) 을 형성하는 단계와, 상기 적 d^*(k)(u _k w _k)의 위상을 결정하는 단계와, 결정된 위상을 Ω/μ(여기서 μ는 선택된 상수임) 로 설정하는 단계 및, 페이저 e^jΩ를 형성하는 단계를 포함하는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
16. 제 1 항에 있어서, 상기 추정하는 단계들은 상기 입력 신호들이 트레이닝 시퀀스를 포함할 때 수행되는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 트레이닝 시퀀스는 상기 수신기에 선험적으로 알려져 있는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
18. 제 1 항에 있어서, 상기 추정하는 단계들은 상기 입력 신호들이 상기 수신기에 선험적으로 알려져 있는 상기 트레이닝 시퀀스를 포함할 때 뿐만 아니라, 상기 입력 신호들이 데이터 심벌들을 포함할 때도 수행되는, 손상된 채널로부터의 입력 신호 복원 방법.
19. 반송파 신호의 주파수와 가까운 주파수를 갖는 국부 발진기로 입력 신호가 복조되고, 복조기의 출력 신호에 응답하여 주어진 알고리즘에 따라 채널 특성들 추정이 발생되고, 검출기가 상기 채널 특성들에 따라 수정되는 상기 복조기의 출력 신호에 응답하는, 수신기에서 수행되는 방법에 있어서,

    상기 입력 신호에 대해 상기 주어진 알고리즘을 수행함으로써 오프셋 주파수 추정을 발생하는 단계와;

    상기 오프셋 주파수 추정으로 상기 복조기의 상기 출력 신호를 수정하는 단계 및;

    상기 수정하는 단계에 의해 수정된 복조기의 상기 출력 신호로부터 상기 채널 특성들 추정을 발생하는 단계를 포함하는 방법.
20. 제 19 항에 있어서, 상기 입력 신호는 트레이닝 시퀀스를 포함하는 방법.
21. 제 19 항에 있어서, 상기 입력 신호가 트레이닝 시퀀스를 포함할 때 수행되는 방법.
22. 정보 신호들로 위상 변조된 반송파를 포함하는 입력 신호를 손상된 채널로부터 복원하기 위해 수신기에서 수행되는 방법으로서, 상기 입력 신호는 상기 반송파 신호의 주파수와 가까운 주파수를 갖는 국부 발진기로 복조됨으로써 상기 반송파의 주파수와 상기 국부 발진기의 주파수 사이의 차이에 대응하는 주파수로 변조되는 신호를 생성하는 방법에 있어서,

    상기 입력 신호에 대해 수행된 특정 알고리즘으로 오프셋 주파수 추정을 발생하는 단계와;

    상기 특정 알고리즘을 사용하여 채널 특성들 추정을 발생하는 단계 및;

    상기 오프셋 주파수 추정과 상기 채널 특성들 추정으로 상기 입력 신호를 처리함으로써 상기 정보 신호들을 복원하는 단계를 포함하는 방법.
23. 제 22 항에 있어서, 상기 정보 신호들은 선험적으로 알려져 있는 방법.
24. 제 22 항에 있어서, 상기 정보 신호들은 트레이닝 시퀀스에 대응하는 방법.
25. 제 22 항에 있어서, 상기 정보 신호들은 트레이닝 시퀀스와 비-트레이닝 신호들을 둘다 포함하는 방법.
26. 이동 환경에서 사용하기 위해 적응되는 수신기로서,

    위상 변조된 반송파 신호를 수신하기 위한 수신기 프론트 엔드(front end)와, 반송파 신호의 주파수로부터 주파수 오프셋을 갖는 국부 발진기를 사용하는 수신된 신호에 응답하는 복조기와, 상기 수신기 프론트 엔드에 인가된 신호가 통과된 채널의 특성들을 추정하기 위해 상기 복조기의 출력 신호에 응답하고 주어진 알고리즘을 사용하는 처리기를 포함하는 수신기에 있어서,

    상기 복조기와 상기 처리기 사이에 삽입되어 상기 수신기에서 상기 채널의 특성들을 추정하고, 상기 주어진 알고리즘을 사용하여 상기 주파수 오프셋을 정정하는 주파수 오프셋 처리기 및;

    상기 주파수 오프셋 처리기 및 상기 처리기에 결합되어 상기 채널의 특성들을 추정하기 위한 검출기를 포함하는 수신기.
27. 제 26 항에 있어서, 상기 검출기는 비터비 알고리즘 모듈을 포함하는 수신기.
28. 제 26 항에 있어서, 상기 주어진 알고리즘은 LMS 알고리즘인 수신기.
29. 제 26 항에 있어서, 채널의 특성들을 추정하는 상기 처리기 및 상기 주파수 오프셋을 추정하는 상기 처리기는, 상기 채널의 특성들을 추정하는 상기 처리기 및 상기 주파수 오프셋을 추정하는 상기 처리기로서 기능하도록 시간 공유되는 동일 처리기인 수신기.
30. 제 29 항에 있어서, 상기 주어진 알고리즘은 LMS 알고리즘이며, 시간 공유되는 상기 처리기는 LMS 알고리즘을 수행하는 집적 회로를 포함하는 수신기.
31. 제 26 항에 있어서, 채널을 추정하기 위한 상기 처리기 및 상기 주파수 오프셋을 추정하기 위한 상기 처리기는 각각 상기 주어진 알고리즘을 수행하는 집적 회로를 사용하는 수신기.
32. 이동 환경에서 사용하기 위해 적응되는 수신기로서,

    위상 변조된 반송파 신호를 수신하기 위한 수신기 프론트 엔드와, 상기 반송파 신호의 주파수로부터 주파수 오프셋을 갖는 국부 발진기를 사용하는 수신된 신호에 응답하는 복조기와, 상기 수신기 프론트 엔드에 인가된 신호가 통과된 채널의 특성들을 추정하기 위해 상기 복조기의 출력 신호에 응답하고 주어진 알고리즘을 사용하는 처리기를 포함하는 이동 환경용 수신기에 있어서,

    상기 복조기와 상기 처리기 사이에 삽입되어, 상기 복조기의 출력 신호에 대해 상기 주어진 알고리즘을 수행함으로써 상기 주파수 오프셋의 측정값을 발생하고, 발생된 상기 측정값에 기초하여 주파수 보상된 신호를 발생하기 위한 제 1 수단 및;

    상기 제 1 수단 및 상기 처리기에 응답하여, 상기 위상 변조된 신호를 변조한 신호를 검출하는 제 2 수단을 포함하는 수신기.
33. 이동 환경에서 사용하기 위해 적응되는 수신기로서,

    위상 변조된 반송파 신호를 수신하기 위한 수신기 프론트 엔드와, 반송파 신호의 주파수로부터 주파수 오프셋을 갖는 국부 발진기를 사용하는 수신된 신호에 응답하는 복조기와, 상기 수신기 프론트 엔드에 인가된 신호가 통과된 채널의 특성들을 추정하기 위해 상기 복조기의 출력 신호에 응답하고 주어진 알고리즘을 사용하는 처리기와, 상기 처리기 및 상기 복조기의 상기 출력 신호에 응답하는 검출기를 포함하는 수신기에 있어서,

    상기 복조기와 상기 처리기 사이에 삽입되어, 상기 복조기의 출력 신호에 대해 상기 주어진 알고리즘을 수행함으로써 상기 주파수 오프셋의 측정값을 발생하고, 발생된 상기 측정값에 기초하여 주파수 보상된 신호를 발생하기 위한 수단을 포함하는 수신기.