KR100350005B1 - 집적된고역필터를구비한주파수반전스크램블러 - Google Patents

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Abstract

무선 전화에서의 주파수 반전 스크램블러(frequency inversion scrambler)는 제 1 단계 저역 필터(12)와 변조기(16) 사이의 집적된 고역 필터(14)를 이용하여 오디오 신호에서의 낮은 그룹 지연(group delay)을 유지하는 동안 필터 차수를 감소시킨다. 제 1 단계 저역 필터와 고역 필터는 필터링된 오디오 신호로부터의 고주파수 성분과 DC 오프셋을 제거한다. 변조기는 필터링된 신호의 스펙트럼을 합과 차(sum and difference) 주파수로 변환한다. 나온 주파수 스펙트럼이 원래 오디오 신호에 대해 반전되어 무선 전화의 핸드셋과 베이스 유닛 사이 송신의 도청을 방지하는 식으로 제 2 단계 저역 필터(18)가 스펙트림의 상부를 제거한다. 베이스 유닛의 다른 주파수 반전 회로(30, 32, 34, 36)가 주파수 스펙트럼을 다시 원래 상태로 반전하여 전화선을 따라 송신한다.

Description

집적된 고역 필터를 구비한 주파수 반전 스크램블러
본 발명은 일반적으로 무선 전화 시스템에 관한 것으로, 특히 무선 전화기에서의 주파수 반전 스크램블러(frequency inversion scrambler)에 관한 것이다.
무선 전화기는 사용자가 대화시에 베이스 유닛(base unit)으로부터 떨어져서 사용할 수 있는 유연성 때문에 주택가와 상업용으로 널리 이용된다. 사용자는 핸드셋 마이크로폰으로 말하고 음성 데이타는 RF 링크에 의해 베이스 유닛으로 전송된다. 베이스 유닛은 유선 전화선을 통해 음성 데이타를 상대쪽에 보낸다. 상대편으로부터 나온 음성 데이타는 베이스 유닛에 의해 역시 수신되어 RF 링크를 통해 핸드셋에 전송되어 양방향 대화를 완료한다.
많은 무선 전화기에서의 공통적인 문제는 대화시에 비밀과 사생활이 보장안되는 것이다. 통화 당사자가 아닌 사람(non-parties)이 동일한 RF 통신 링크를 골라서 다른 무선 전화 또는 다른 RF 수신기를 통해 도청하는 것이 가능하다. 종래 기술에서, 주파수 반전 스크램블러(scramblers)는 RF 링크상에 송신된 음성 데이타를 스크램블하므로서 전화 도청을 방지해 왔다. 간략하게, 주파수 반전 스크램블러(frequency inversion scrambler)는 송신된 주파수 스펙트럼을 반전하여 표준 무선 전화기를 갖는 비-통화자가 도청할 수 없도록 하였다. 핸드셋용 베이스 유닛은 주파수 스펙트럼을 다시 반전하여 음성 데이타를 전화선상에서 전송되는 원래 상태로 언스크램블(unscramble)한다.
종래 기술의 주파수 반전 스크램블러는 오디오 신호를 수신하는 저역 필터와, 저역 필터와 변조기 사이의 직렬 콘덴서로 이루어진다. 직렬 콘덴서는 적당한 변조에 필요하게끔 오디오 신호의 DC 오프셋(offset)을 차단한다. 변조는 변조 주파수에 대한 합 및 차이 주파수(sum and difference frequencies)를 발생한다. 변조된 음성은 다시 저역 필터링 되어 베이스 유닛에 송신되기 전에 변조 주파수와 더 높은 주파수를 제거한다. 나머지 주파수 스펙트럼은 원래 음성 신호에 대해 반전되어 표준 무선 전화기로는 알아들을 수 없다. 베이스 유닛은 변조기 속으로 직렬 콘덴서와 유사한 저역 필터를 포함하여 스펙트럼을 다시 원래 상태로 재-반전한다. 변조기의 출력단에 연결된 다른 저역 필터는 변조 주파수와 더 높은 주파수를 제거하고 통상의 전화선상의 전송을 위해 베이스-대역 음성 데이타를 제공한다.
주파수 반전 스크램블러에서의 저역 필터는 통상적으로 높은 차수 즉 10-14차수로서 적당한 주파수 응답을 제공한다. 변조기 뒤의 저역 필터는 반전된 주파수 스펙트럼을 분리시키기 위해 변조 주파수와 더 높은 주파수가 억제되도록 높은 차수일 필요가 있다. 불행히도, 더 높은 차수의 필터는 역시 음질을 저하시키는 필터를 통해 그룹 지연(group delay)을 증가시키기 쉽다. 저주파수 음성 데이타가 제한된 주파수 동작 대역에 따라 없어지기 때문에 베이스 밴드에서 변조 주파수를 제거하여 더 낮은 차수의 저역 필터를 사용하는 것은 실용적이지 못하다. 게다가, 직렬 콘덴서가 상당히 커서 외부에 위치시킬 필요가 있다.
그러기에, 변조 주파수와 더 높은 주파수를 적당히 억제하는 동안에 그룹 지연을 감소시키도록 더 낮은 차수의 필터를 갖는 주파수 반전 스크램블러의 필요성이 대우된다.
제 1 도에 대해, 무선 전화에 사용되는 주파수 반전 스크램블러 회로(10)가 도시된다. 주파수 반전 스크램블러(10)는 무선 전화 핸드셋에서의 마이크로폰으로부터 나온 오디오 데이타로서 아나로그 입력 신호(TX IN)를 수신하는 저역 필터(12)를 포함한다. 저역 필터(12)의 출력단은 고역 필터(14)의 입력단에 연결된다. 고역-필터(14)의 출력단은 변조기(16)의 제 1 입력단에 연결된다. 변조기(16)의 제 2 입력단은 3.96KHz 에서 동작하는 주파수 변조 신호를 수신한다. 변조기(16)의 출력단은 저역 필터(18)의 입력단에 연결된다. 지역 필터(18)의 출력단은 FM 송신기(20)의 입력단에 연결되고 상기 FM 송신기(20)는 무선 전화의 베이스 유닛에서 FM 수신기(24)에 통상 46 내지 49MHz 의 변조된 RF 신호를 공중으로 송신 매체(22)상에 송신한다. FM 수신기(24)의 복조된 출력단은 저역 필터(30)의입력단에 연결된다. 저역 필터(30)의 출력단은 고역 필터(32)의 입력단에 연결된다. 고역 필터(32)의 출력단은 변조기(35)의 제 1 입력단에 연결된다. 변조기(34) 제 2 입력단은 3.96KHz 에서 동작하는 유사한 주파수 변조 신호를 수신한다. 변조기(34)의 출력단은 저역 필터(36)의 입력단에 연결된다. 저역 필터(36)의 출력단은 RX OUT 출력 음성 데이타를 제공하여 통상의 TIP 및 RING 전화선상에 송신한다.
주파수 반전 스크램블러(10)의 기능은 송신된 오디오 신호를 스크램블(scramble)하는 것으로, 무선 전화처럼 동일한 주파수 범위에서 동작하는 베이비 모니터(baby monitors), RF 스캐너(scanner) 또는 어떤 다른 FM 수신기, 다른 무선 전화를 동작하는 비-통화자가 알아들을 수 없는 것이다. 대부분의 경우에, 두개 주파수 반전 스크램블러가 하나는 무선 전화에 사용되고 하나는 베이스 유닛에 사용된다. 저역 필터(12), 고역 필터(14), 변조기(16), 저역 필터(18) 및 FM 송신기(20)는 무선 전화 핸드셋의 송신측의 일부이다. FM 수신기(24), 저역 필터(30), 고역 필터(32), 변조기(34)와 저역 필터(36)는 무선 전화 베이스 유닛의 수신측의 일부이다. 다른 주파수 반전 스크램블러는 베이스 유닛의 송신측과 무선 전화의 핸드셋의 수신측 즉 베이스 유닛을 통한 전화선으로부터 핸드셋상의 수화기까지에 대해 필요하다는 것을 이해할 것이다.
주파수 반전 스크램블러(10)의 동작은 다음과 같이 진행된다. 핸드셋의 사용자는 전화 통화시에 마이크에 말한다고 가정한다. 오디오 대역 대략 0.3 내지 3.3kHz 에서 음성 신호는 마이크에 연결되고 이것은 보조 회로로 증폭되어 저역 필터(12)의 입력단에 TX IN 으로서 인가된다. TX IN 신호는 저역 필터(12)를 통과하고 여기서 오디오 대역보다 더 높은 주파수가 감쇄된다. 저역 필터(12)는 3.5kHz 의 코너 주파수(corner frequency)를 갖는 4 차 타원 스위치된 콘덴서 필터(Elliptic switched-capacitor filter)이다. 코너 주파수는 RX OUT 에 대한 높은 주파수 코너의 마지막 주파수 응답을 결정하고 처리 변화 결과로서 사용할 수 있는 스펙트럼 제거를 피하기 위해 3.3kHz 보다 약간 더 높도록 선택된다. 저역 필터(12)의 코너 주파수가 변조 주파수로부터 충분히 제거되어 그룹 지연을 증가시키고 음질을 감소시키는 다수의 극을 사용하지 않고 변조 신호가 감쇄된다. 저역 필터(12)는 통과 대역상의 0.4dB 의 리플과 30dB 의 정지-대역 감쇠를 한다. 저역 필터(12)를 통한 그룹 지연은 0.12ms 이다. 저역 필터(12)는 미분 또는 단일-단부 형태로 구현된다. 저역 필터(12)의 전압 이득(Av)은 미분에는 2 이고 단일-단부에는 1 이다. 165.16kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서를 제어한다. 4 차 저역 타원 스위치된-콘덴서 필터를 구성하는 것은 앞에 기술된 것으로 결정된다.
본 발명의 일부로서, 저역 필터(12)의 출력단에서의 저역 필터링된 신호는 집적된 고역 필터(14)에 인가된다. 본 실시예에서, 고역 필터(14)는 165Hz 의 코너 주파수를 갖는 집적된 제 2 차 체비 체프 스위치된 콘덴서(chebychev switched-capacitor) 필터이다. 고역 필터(14)의 코너 주파수는 가장 낮게 필요한 저주파수 응답 아래 설정되어 오디오 대역내에 그룹 지연을 감소시킨다. 고역 필터(14)는 그것의 통과 대역상에 0.4dB 의 리플, 0.03ms 의 한 그룹 지연, 및 Av=1 을 갖는다. 23.59kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서를 제어한다. 고역 필터(14)는 오디오 범위하의 저주파수를 감쇄시키고 오디오 신호의 DC 오프셋을 차단한다.고역 필터(14)는 자동-제로 특징을 포함하여 내부 DC 오프셋을 감소시킨다. 집적된 고역 필터를 이용하므로서, 종래 기술로 사용된 두개 IC 핀과 한개 외부 콘덴서가 제거된다. 집적된 2 차 고역 체비체브 스위치된-콘덴서 필터의 상세 구조는 전술의 설명에 의해 결정된다.
제 2 도는 고역 필터(14)의 출력단에서 오디오 신호의 주파수 스펙트럼을 예시한다. 3.5kHz 이상과 165Hz 이하의 주파수 위에 언급한 것처럼 감쇄된다. 음의 주파수 스펙트럼은 양의 주파수 오디오 신호의 거울 영상(mirror image)을 나타낸다.
고역 필터(14)의 출력단에서의 필터링된 신호는 대칭(double-blanced) 변조기(16)에 인가되고 이것은 베이스 밴드 스펙트럼의 높은 코너 주파수보다 약간 더 큰 변조 주파수와 합쳐진다. 본 실시예에서, 변조 주파수는 3.96kHz 이다. 변조기(18)는 이것에 필터링된 입력 신호의 주파수 ± 변조 주파수와 동일한 주파수로 필터링된 입력 신호의 스펙트럼을 변환한다. 변조기(18)는 통상적으로 2/π 의 전압 이득을 갖는다. 제 3 도는 저역 필터(12)와 고역 필터(14)에 의해 정의된 스펙트럼에서 모든 주파수를 합치는 응답을 예시한다. 7.46kHz 차단은 3.96kHz + 3.51kHz 로부터 나오는 반면 460Hz 차단은 3.96kHz - 3.5kHz 에서 나온다.
변조기(16)의 출력은 저역 필터(18)에 인가된다. 낮은 코너 주파수가 변조 주파수와 저역 필터(18)의 코너 주파수 사이의 차이 즉 3.96kHz - 3.7kHz 이라는 점에서 마지막 응답 RX OUT 의 필요한 낮은 코너 주파수(260Hz)에 의해 저역 필터(18)의 코너 주파수(corner frequency)는 결정된다. 그 결과, 저역 필터(18)의코너 주파수는 저역 필터(12)의 것보다 더 크게 설정되어서 역으로 그룹 지연에 영향을 주지 않고 저주파수 성능을 최적화한다.
본 실시예에서, 저역 필터(18)는 3.7kHz 의 코너 주파수를 갖는 6 차 타원 스위치된 콘덴서 필터이다. 저역 필터(18)는 통과 대역상에 50dB 의 정지 대역 감쇄와 0.6dB의 리플을 갖는다. 저역 필터(18)를 통한 그룹 지연은 변조기(16)로부터의 2/π 전압 이득을 계수하도록 0.175ms 와 Av=π/2 이다. 165.16kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서 필터를 제어한다. 6 차 저역 타원 스위치된 콘덴서 필터를 구성하는 것은 전술의 내용에 의해 결정된다.
제 4 도는 저역 필터(18)의 출력단에서의 스펙트럼을 도시한다. 주파수 스펙트럼은 오디오 입력 신호(TX IN)에서의 스펙트럼의 반전된 영상이다. 주파수 반전된 스크램블된 신호는 종래 기술을 이용하여 RF 로 변조된 주파수로 핸드셋에서 송신 매체(22)상에 FM 송신기(20)에 의해 송신되고 베이스 유닛에서 FM 수신기(24)에 의해 수신된다. 표준의 무선 전화 또는 다른 RF 수신기를 동작시키는 비-통화자는 주파수 반전된 음성 신호들 알아들을 수 없다. 이렇게 통화는 도청되지 않고 유지된다. 베이스 유닛에서 수신된 주파수 반전된 스크램블된 신호는 먼저 FM 수신기(24)에 의해 베이스 대역으로 다시 복조된다. 베이스 유닛에서 저역 필터(30), 고역 필터(32), 변조기(34) 및 저역 필터(36)의 기능은 전화선상에서의 송신을 위해 오디오 신호를 다시 원래 상태로 복원하므로서 오디오 신호를 반대 스크램블하는 것이다.
저역 필터(30)는 3.7kHz 와 동일한 코너 주파수를 갖는 제 2 차 타원 스위치된 콘덴서 필터이다. 저역 필터(30)는 3.7kHz 이상의 주파수를 감쇄하여 전송 동안에 필요한 고주파수를 제거하는 반면에 부가적인 그룹 지연을 최소화시킨다. 저역 필터(30)는 그것의 통과 대역상에 0.6dB 의 리플과 22dB 의 정지대역 감쇄를 갖는다. 저역 필터(30)를 통한 그룹 지연은 0.4ms 로 미분 적용에는 Av=2 이고 단일 단부의 응용에는 Av=1 이다. 165.16kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서를 제어한다. 제 2 차 저역 타원 스위치된 콘덴서 필터를 구성하는 것은 앞에 기술되었다.
본 발명의 다른 부분은 저역 필터(30)의 출력단에서의 저역 필터링된 신호는 집적된 고역 필터(32)에 인가된다. 본 실시예에서, 고역 필터(32)는 165Hz 의 코너 주파수를 갖는 집적된 제 2 차 체비체브 스위치된 콘덴서 필터이다. 고역 필터(32)의 코너 주파수는 가장 낮은 필요한 저주파수 응답(260Hz)하에 설정되어 오디오 대역내에 그룹 지연을 감소시킨다. 고역 필터(32)는 통과 대역상에 0.4dB 의 리플과 0.03ms 의 그룹 지연 및 Av=1 을 갖는다. 23.59kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서를 제어한다. 고역 필터(32)는 오디오 범위하에 저주파수들 감쇄시키고 오디오 신호에서의 DC 오프셋을 차단한다. 고역 필터(32)는 자동-제로 특징을 포함하여 공지되었듯이 어떤 내부 DC 오프셋을 감소시킨다. 집적된 고역-필터를 이용하여, 종래 기술로 사용된 두개 IC 핀과 한개 외부 연결의 콘덴서가 제거된다. 집적된 제 2 차 고역 체비체브 스위치된 콘덴서 필터의 구조는 이미 기술된 내용으로 결정된다.
제 5 도는 저역 필터(18)의 출력단에서의 주파수 스펙트럼과 유사한 저역 필터(30)의 출력단의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 460Hz 이하와 3.7kHz 이상의 주파수는 위에 기술되듯이 감쇄된다.
고역 필터(32)의 출력단에서의 필터링된 신호는 대칭 변조기(34)에 인가되고 여기서 그것은 베이스 대역 스펙트럼의 높은 코너 주파수보다 약간 더 큰 변조 주파수와 합쳐진다. 본 실시예에서, 변조 주파수는 3.96kHz 이다. 변조기(18)는 필터링된 입력 신호의 스펙트럼을 변조기로 필터링된 입력 신호에 주파수 ± 변조 주파수와 동일한 주파수로 변환한다. 변조기(34)는 통상적으로 2/π 의 전압 이득을 갖는다. 제 6 도는 저역 필터(30)와 고역 필터(32)로 정의된 스펙트럼에서의 모든 주파수 합성 응답을 예시한다. 더 낮은 코너의 주파수 스펙트럼을 저역 필터(18, 30)의 변조 주파수와 코너 주파수 사이의 차이에 의해 정의되었다. 7.66kHz 차단은 3.96kHz + 3.7kHz 로부터 나오고 260Hz 차단은 3.96kHz - 3.7kHz 로부터 나온다.
변조기(34)의 출력은 저역 필터(36)에 인가된다. 저역 필터(36)의 코너 주파수는 마지막 주파수 응답의 높은 코너 주파수를 결정하고 처리 변동의 결과로서 어떤 사용가능한 스펙트럼의 제거를 피하기 위해 3.3kHz 보다 약간 더 높게 선택된다. 저역 필터(36)의 코너 주파수는 변조 주파수로부터 충분히 제거되어 적당히 변조 주파수를 억제하는 반면 불필요한 긴 그룹 지연을 피하므로서 음질을 유지한다.
본 실시예에서, 저역 필터(36)는 상부 코너의 마지막 주파수 응답 RX OUT 을 정의하도록 3.5kHz 의 코너 주파수를 갖는 8 차 타원 스위치된 콘덴서 필터이다. 저역 필터(36)는 어떤 변조 주파수, 베이스 대역 주파수 또는 내부 변조 생산물 폭주를 제거하여서 음질을 향상시킨다. 저역 필터(36)는 0.6aB 의 리플을 통과 대역상에 갖고 50dB 의 정지 대역 감쇄를 갖는다. 저역 필터(18)를 통한 그룹 지연은 변조기(34)의 전압 이득을 계수하기 위해 0.25ms 및 Av=π/2 이다. 제로는 변조 주파수를 더 감쇄시키기 위해 변조 주파수 3.96KHz 에서의 주파수 응답에 위치한다. 165.16kHz 에서 동작하는 클럭 신호는 스위치된 콘덴서를 제어한다. 8 차 저역 타원 스위치된 콘덴서 필터를 이루는 구조는 이미 기술된 내용에 의해 결정된다.
제 7 도는 저역 필터(36)의 출력단에서 나온 스펙트럼을 도시한다. 주파수 스펙트럼은 그것의 원래 형태로 재반전 되었다는 것을 주지하라. 오디오 신호 RX OUT 는 통상의 전화선상에 송신된다. 다른 주파수 반전 스크램블러는 베이스 유닛의 송신측과 핸드셋의 수신측에 필요하여 양방향 통신을 완료한다.
이제까지 제 1 단계 저역 필터와 변조기 사이에 집적된 고역 필터를 갖는 주파수 반전 스크램블러가 제공되었다. 고역 필터를 갖는 주파수 반전 스크램블러는 그룹 지연을 감소시키므로서 음질을 향상시키는 반면 더 작은 차수의 저역 필터를 이용한다. 더우기, 고역 필터의 집적된 성질은 다이(die) 크기를 감소시키고 종래 기술에 공통인 외부 콘덴서와 연관된 IC 핀을 제거한다.
제 1 도는 주파수 반전 스크램블러를 예시한 블럭도.
제 2 내지 7 도는 제 1 도를 설명하는데 유용한 파형 구성.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
12, 18, 36 : 저역 필터 14, 32 : 고역 필터
20 : FM 송신기 24 : FM 수신기

Claims (5)

  1. 집적된 주파수 반전 스크램블러 회로에 있어서,
    오디오 입력 신호를 수신하도록 연결된 입력단을 갖는 제 1 저역 필터(12)와,
    상기 제 1 저역 필터의 출력단에 연결된 입력단을 갖는 제 1 고역 필터(14)와,
    제 1 및 제 2 입력단과 출력단을 갖는 제 1 변조기(16)로서, 상기 제 1 입력단은 상기 제 1 고역 필터의 출력단에 연결되고 상기 제 2 입력단은 제 1 변조 신호를 수신하도록 연결되는 상기 제 1 변조기와,
    주파수 반전된 오디오 신호를 제공하도록 출력단을 갖고 상기 제 1 변조기의 상기 출력단에 연결된 입력단을 갖는 제 2 저역 필터(18)를 포함하는 집적된 주파수 반전 스크램블러 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    RF 주파수 반전된 오디오 신호를 전송하기 위한 출력단을 갖고 상기 제 2 저역 필터의 상기 출력단에 연결된 입력단을 갖는 FM 송신기(20)를 더 포함하는 집적된 주파수 반전 스크램블러 회로.
  3. 집적 회로에서의 주파수 반전 스크램블 방법에 있어서,
    오디오 입력 신호를 저역 필터링하여 제 1 필터 신호를 제공하는 단계와,
    상기 제 1 필터 신호를 고역 필터링하여 제 2 필터 신호를 제공하는 단계와,
    제 1 변조 신호와 상기 제 2 필터 신호를 주파수 합성하여 제 1 주파수 합성된 필터 신호를 제공하는 단계와,
    상기 제 1 주파수 합성된 필터 신호를 저역 필터링하여 주파수 반전된 오디오 신호를 제공하는 단계를 포함하는 집적 회로에서의 주파수 반전 스크램블 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    RF 링크상에서 상기 주파수 반전된 오디오 신호를 RF 주파수 반전된 오디오 신호로서 전송하는 단계를 더 포함하는 집적 회로에서의 주파수 반전 스크램블 방법.
  5. 무선 전화 핸드셋내의 제 1 집적된 주파수 반전 스크램블러 회로로서,
    오디오 입력 신호를 수신하도록 연결된 입력단을 갖는 제 1 저역 필터(12)와,
    상기 제 1 저역 필터의 출력단에 연결된 입력단을 갖는 제 1 고역 필터(14)와,
    제 1 및 제 2 입력단과 출력단은 갖는 제 1 변조기 (16)로서, 상기 제 1 입력단은 상기 제 1 고역 필터의 출력단에 연결되고 상기 제 2 입력단은 제 1 변조 신호를 수신하도록 연결된 상기 제 1 변조기(16)와,
    상기 제 1 변조기의 출력단에 연결된 입력단을 갖고 주파수 반전된 오디오 신호를 제공하기 위한 출력단을 갖는 제 2 저역 필터(18)와,
    상기 제 2 저역 필터의 상기 출력단에 연결된 입력단을 갖고 RF 주파수 반전된 오디오 신호를 송신하기 위한 출력단을 갖는 FM 송신기(20)를 포함하는 무선 전화 핸드셋내의 제 1 집적된 주파수 반전 스크램블러 회로.
KR1019950010791A 1994-05-03 1995-05-03 집적된고역필터를구비한주파수반전스크램블러 KR100350005B1 (ko)

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