KR100287764B1

KR100287764B1 - 최적의dc모우터/콘트롤러구조

Info

Publication number: KR100287764B1
Application number: KR1019940703437A
Authority: KR
Inventors: 로버트란킨
Original assignee: 핼디크아웃,체오; 에스알이 컨트롤즈 인코포레이티드
Priority date: 1992-03-30
Filing date: 1993-03-30
Publication date: 2001-04-16
Also published as: ATE181019T1; EP0633844A1; NZ251286A; DE69325268T2; WO1993019949A1; DK0633844T3; CA2133471C; AU668155B2; EP0633844B1; GR3031197T3; DE69325268D1; CA2133471A1; AU3883593A; KR950700833A; US5332954A; ES2135471T3

Abstract

두 개의 모터/콘트롤러 구조(20)에 대한 최적 구조가 개시되어 있다. 콘트롤러 구조는 MOSFET(58,60,61,64) 장치의 동기-정류를 사용하여 계자 전류를 제어하기 위하여 H-브리지와, 하프-브리지내에 배열되어 있는 MOSFET(44,46)의 동기-정류를 사용하여 전기자(36) 전류를 쵸핑하는 회로를 포함한다. 상기 콘트롤러(20)는 직렬로 감은 또는 타려식 DC 모터로서 구성될 수 있다. 직권 모터/콘트롤러 구조에서는, 상기 계자 권선(38)과 상기 전기자(36) 전류가 분리로 제어된다. 타려식 모터/콘트롤러 구조에서는, 상기 모터의 계자 권선(38)이 우선적으로 권선되어 정격 전류가 정격 전지 전위의 20% 정도에서 달성된다. 이것은 계자 전류가 상수 5로서 부스트될 수 있는 별도로 여기 모터를 제공하여 비슷한 작동 조건하에 있는 직권 모터의 토크 출력과 겨룰만한 빠른 시동과 저속을 달성하게 한다.

Description

[발명의 명칭]

최적의 DC모터/콘트롤러 구조

[기술적 배경]

본 발명은 직류 전기 견인 모터용 솔리드 스테이트 전기 콘트롤러에 관한 것으로서, 더욱 상세히는 전동 차량의 적용에서 사용되는 직류 견인 모터용 콘트롤러에 관한 것이다. 본 발명은 나아가 효율적인 전력구동을 제공하기 위하여 설계되는 최적의 직류 모터/콘트롤러의 구조에 관한 것이다.

[발명의 배경]

포크리프트(forklift) 등과 같은 전기적으로 구동되는 차량들은, 차량의 가속, 부하 상승 정도의 추진, 부하하에서의 느린 진행등을 위한 빠른 시동 및 저속 토크를 전달할 수 있는 구동 체계를 요구한다. 직권 DC 모터(series-wound DC moter)들은 매우 빠른 시동과 저속 토크를 생산할 수 있다. 따라서, 대부분의 전기적으로 구동되는 차량용으로 선택되는 구동 모터에 직권 DC 모터가 선택되어 왔다.그럼에도 불구하고, 직권 DC 모터들은 유리하지 않은 점들로 인식되는 점들을 많이 가지고 있다. 예를 들어, 직권 DC 모터의 속도는 부하에 따라서 현저하게 변화한다. 또한, 반대로, 직렬 모터를 제동시키거나 장력을 약화시키기 위해서는 전기자 전류를 충분히 제어할 수 있는 강력한 접촉체를 필요로 한다. 그러나 접촉체들은 설치 및 유지에 비용이 많이 든다.

직권 DC 모터에 대체될 수 있는 것으로 타려식 DC 모터(separately excited DC moter)가 있다. 타려식 모터들은 직권 DC 모터들이 가지는 단점들을 가지지 않지만 직권 모터가 제공할 수 있는 빠른 시동 및 저속 토크의 장점을 제공할 수 없다.

직권 모터들을 계자와 전기자 전류를 독립적으로 제어할 수 있도록 타려식으로 조작할 것이 제안되고 있다. 1987년 11월의 IEEE Transactions on Industrial Electronics, IE-34호의 제 4 권에서 “Microprocessor-Based High-Effiency Drive Of A DC Moter”라는 제목의 홍(Hong)과 박(Park)의 논문에서는 전기자 전류에 대한 계자 전류(field current)의 최적비가 모터의 회전속도작용에 기초한다는 것을 찾는 표가 있는 마이크로 프로세서에 기초한 제어 알고리듬을 사용한 직권 및 타려식 전기 모터들의 작동에 대하여 논하고 있다. DC 기기에서는, 원하는 모터 속도와 토크를 제공할 수 있는 계자 및 전기자 전류의 많은 조합들이 있다. 계자 및 전기자 전류의 한 조합은 원하는 모터 속도와 토크를 가장 효율적으로 제공할 것이다. 전기자 전류에 대한 계자 전류의 상승비“k”가 최적 계자 및 전기자 전류를 결정하는데 사용될 수 있다는 것을 제안하고 있다. 홍과 박은,“k”는 모터의 회전속도의 작용에 따라 변화하여야 한지만, 부하에 관계되어서는 안 된다고 하였다. 그에 따라, 따라서 최적 콘트롤러는 모터의 속도의 작용으로서 “k”를 구동할 것이다.

계자 권선 모터의 회전을 반전시키는 제어 체계라는 제목의 웨버(Weber) 등의 유럽 특허출원 0 216 039 호가 1987년 4월 1일에 공개되었다. 이 출원은 수력 핸들 체계에서 사용되는 계자 권선 모터의 회전을 반전시키는 제어 체계를 설명하고 있다. 제어 체계는 가벼운 부하의 타려식 전기 모터에 흐르는 계자 전류를 제어하는 간단한 H-브리지 회로를 포함한다. H-브리지 회로는 네개의 N 채널 전계 효과(FET) 상승형 트랜지스트를 포함한다. 제어는 또한 DC 전류를 전기자로 펄스시키기 위하여 전기자와 직렬로 접속된 다수개의 병렬 접속된 FET들을 포함하는데, FET의 수는 필요한 전기자 전류의 양에 의존한다. 전기자와 병렬로 접속된 전기자 접속 분류기(shunt) 다이오드(72)는 전기자 권선에서 발생되는 자계에 의하여 생성되는 전류를 자계가 붕괴됨에 따라 흩어지도록 한다. 이러한 제어형상이 비록 가벼운 부하의 타려식 모터의 조작에 적절하다 하더라도, 그것은 무거운 부하의 직권 모터의 통제에는 적절하지 못하다. 또한, 높은 부차적인 스위칭 회로(42,44,48, 50,54)는 다수개의 FET의 접속에 부적절한데 이는 과다한 손실없이 고전류 고주파수에서 다수개의 FET을 스위칭시키기 위한 충분히 낮은 구동 임피던스를 제공할 수 있는 실질적인 조성치가 없기 때문이다.

글레놀 등의 병렬 MOSFET 파워 스위치 회로라는 제목의 국제 특허출원 PCT/US84/00672이 1985년 1월 17일에 공개되었다. 이 특허출원은 DC 전원으로 부터 나와 재생 부하로 가는 파워를 제어하기 위한 파워 스위칭 회로를 개시하고 있다. 스위칭 회로는 다수개의 병렬 접속된 MOSFET을 포함한다. 그 출원은 그러한 파워 스위칭 회로에서의 MOSFET의 실패점 들에 관한 문제를 해결하고자 하는 것을 지향하고 있다. 파워 MOSFET은 전원과 드레인(drain) 요소들 사이에 고유의 역전 다이오드 집합을 가진다. MOSFET의 역전 접합의 저항은 실질적으로 다를 수 있다. 병렬로 접속된 다수개의 MOSFET에서, 재생 부하로부터의 역전위는 역전정합저항에 대하여 반대방향으로 나뉜다. 전류는 따라서 역접합 전류에까지 연장되고, MOSFET 실패를 야기한다. 이 문제를 극복하기 위하여, 글레놀 등은 제 1 다이오드를 MOSFET 스위치들에 병렬로 접속하였고 그것을 부하로부터 역전류를 전도하기 위하여 극화한다. MOSFET과 직렬로 접속된 제 2의 다이오드는 MOSFET을 통한 역전류의 흐름을 막는다. 따라서, 제 1 및 제 2의 다이오드들은 재생 부하로부터의 전류의 정류를 조정하고 또한 스위칭 회로에서의 파워 MOSFET의 드레인 요소들과 전원사이의 고유 역전 다이오드 접합의 실패를 방지한다.

1991년 8월 13일에 특허 사정된 아비탄의 미국특허 5,039,924 호는 타려식 DC 모터의 제어의 적정화를 위한 체계를 나타내고 있는데, 여기서 적정화는 쵸퍼(전기자)와 H-브리지(자계)의 마이크로 프로세서에 기초한 독립 PWM 제어를 통하여 이루어진다. 이 체계의 단점은 타려식 모터들이 측정되는 토크상에서 조작될 때 훨씬 높은 전기자 전류를 요구한다는 것인데, 이것은 대부분의 전기적으로 구동되는 차량들의 적용에서 요구되는 최상 토크를 달성하기 위하여 필요하다. 높은 전기자 전류는 정류자와 브러쉬 웨어에서 나타나는데 이것은 파워의 손실이 I²R비로 흐르기 때문이며, 따라서 전류가 두배로 되면, 저항손실은 네배로 되고, 이것이 타려식 모터의 브러쉬 웨어와 정류자에서의 시기상조의 그리고 과도한 마모를 일으키게 된다.

1989년 3월 8일에 특허 사정된 플로리등의 미국특허 제 4,730,151 호는 작동자에 의하여 제어되고 전기적으로 구동되는 차량용 전기 제어 체계를 조작하기 위한 방법을 설명하고 있는데, 여기서 모터는 하나의 직렬 또는 하나의 타려식 형식중의 하나로서 작동된다. 직렬 형식의 조작은 빠른 시동 토크를 제공하기 위하여 선택되는 한편, 타려식 형식의 조작은 효율적인 고속작동을 제공하기 위하여 선택된다. 이 제어 체계에서의 단점은 에너지 효율이 좋지 않은 SRC 쵸퍼회로, 한 형식에서 다른 형식으로의 스위칭용의 비효율적인 접속체, 그리고 낮은 모터 회전속도에서의 재생적 제동의 불가능성 등을 포함한다는 것이다.

전통적인 종래 기술의 제어기들은 보통 “플러그 제동(plug braking)”으로 알려진 방법을 사용하는데, 여기서 전기적으로 구동되는 차량의 관성은 계자 전류의 방향을 모터의 방향(전기자의 회전방향)에 대하여 역전시키므로써 제동한다. 그러한 제어기들에 접속된 모터의 전기자와 병렬로 접속된 “플러그 제동 다이오드들”은 계자 전류가 역전될 때 전기자의 출력을 위하여 짧은 회로를 제공한다. 플러그 제동 다이오드가 플러그가 제동되는 동안 비스듬한 방향을 향하기 때문에, 제어기는 전지로부터 모터 자계내로 곧바로 쵸핑되고, 결과적으로 순간적으로 큰 계자 전류로 되어 이것이 매우 강한 제동반응을 얻는다. 플러그 제동이 관성을 극복하는데 매우 효과적이라 해도, 그것은 실질적으로 전지 전류를 소비시킨다. 한편, 재생 제동은 관성을 쌓는데 사용되는 전지전류의 일부분을 대체한다. 따라서, 가능한 때라면 언제나 재생 제동을 사용하는 것이 바람직하다.

종래 기술상의 재생 제동기술의 단점은, 미국특허 4,730,151에서 나타난 바와 같이 그들이 모터의 낮은 회전속도에서는 효과적인 재생 제동을 제공하는 방법을 제시하지 못한다는 것이다. 따라서 그들은 전기적으로 구동되는 차량이 일단 그 차량의 속도가 일정한 한계 이하로 떨어지게 되면 관성을 효과적으로 재생적 제동하지 못한다.

[발명의 개시]

본 발명의 목적은 모터의 전기자 전류와 자계 모두를 스위칭하는데 오직 MOSFET 장치만을 사용하는 직권 또는 타려식 견인 모터용 전기적 콘트롤러를 제공하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 직권 또는 타려식 직류 견인 모터중의 어느 하나를 제어하기 위한 접촉체용의 모든 요구사항들을 제거하는 DC 여기 모터용의 전기적 콘트롤러를 제공하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 모터의 낮은 회전속도에서도 재생적인 제동을 효과적으로 제공할 수 있는 직권 또는 타려식 견인 모터중의 하나와 사용되기 위한 전기적 콘트롤러를 제공하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 실질적인 전류의 손실없이 직권 직류 견인 모터의 계자 전류를 직접적으로 제어할 수 있는 콘트롤러를 제공하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 직권 또는 타려식 모터의 속도를 초과하도록하는 지속적인 “자계 감소(field weakening)”를 제공하는 DC 견인 모터용 콘트롤러를 제공하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 직권 모터/콘트롤러를 위한 최적의 구조를 제공하는 것으로서, 여기서 모터 자계는 동기 정류기술을 사용하여 스위칭되는 MOSFET 장치만을 포함하는 H-브리지에 의하여 독립적으로 제어되도록 하는 것이다.

본 발명의 또하나의 목적은 정류 한계가 정류자의 과열 및 시기 상조적인 마모를 경감시키도록 제한하는 한편 순간적으로 큰 토크를 얻기 위하여 계속적인“자계 부스트(field boost)” 기구를 제공하는 타려식 모터/콘트롤러 조합의 최적의 구조를 제공하는 것이다.

따라서, 본 발명은 모터의 계자 전류를 제어하기 위한 H-브리지 회로를 포함하여 구성되며, 상기 H-브리지 회로는 제 1 및 2 상부 레그들과 제 1 및 2 하부 레그의 대향하는 쌍으로 배열되는 네 개의 레그들을 포함하여, 각 레그는 계자 권선상의 전류를 제어하기 위한 다수개의 병렬로 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들을 포함하며, 상기 전계 효과 트랜지스터들은 상기 계자 권선과 직렬로 접속되도록 배열되고, 각각의 다수개의 전계 효과 트랜지스터의 하나의 전계 게이트 전극이 상기 트랜지스터들을 통하여 도전의 온/오프 사이클에서의 트랜지스터들을 스위칭하기 위하여 분리된 공통의 제어 라인에 접속되어 있는, 높은 토크 부하를 견딜 수 있는 직류 전류 견인 모터용의 전기적 콘트롤러에 있어서,

계자 권선에 흐르는 전류및 계자 권선으로서의 전류의 차단에 의해 생성된 정류 전류는 H-브리지내의 전계 효과 트랜지스터에 의해서만 제어되며, 상기 정류 전류는 도전되도록 스위치 온된 H-브리지의 양쪽의 상부 레그들내의 전계 효과 트랜지스터를 통하여 정류되고, 상기 분리된 제어 라인은, 양쪽 상부 레그내의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 상기 정류된 전류를 정류하도록 스위치 온 될 때, 양쪽 하부 레그내의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 단락을 방지하도록 스위치 오프 되도록 구동되며, H-브리지 FET들의 동기 정류 스위칭이 이루어지며, 상부 레그들 및 하부 레그들의 FET에 대한 PWM 듀티 사이클의 스위칭은 제어 논리 회로에 의해 조정됨으로써 상부 레그의 FET가 하부 레그의 FET의 스위치 장치 시간이 경과한 후 수십 나노세컨드가지 스위치 온 되지 않도록 하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 콘트롤러는 따라서 모터의 계자 전류를 제어하기 위한 “풀- 브리지(full-brige)” 또는 “H-브리지” 회로와, 전기자 전류를 제어하기 위한 “하프 브리지(half-brige)” 회로를 포함한다. 전기자 전류와 계자 전류는 접속체 없이 독립적으로 제어된다. 전기자 전류를 제어하기 위한 하프-프리지는 모터의 전기자와 직렬로 접속된 제 1의 다수개의 병렬 접속 파워 전계 효과 트랜지스터와 모터의 전기자와 병렬로 접속된 제 2의 복수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들로 구성된다. 장치의 이러한 구조는 “관련 출원들”이라는 제목의 장에서 상기에서 언급한 동시 출원된 특허출원에서 기술된 동기-정류기술에 따라서 스위칭 되는데, 이 동시 출원은 여기서 참고로서 사용된다.

독립 계자 제어법은 통하여 얻을 수 있는 일정한 장점들을 실현시키기 위하여 독립 계자 전류 제어를 제공하는 콘트롤러로서 현존하는 직권 모터들을 지지하는 것도 바람직하기는 하나, 직렬 권선 자계는 H-브리지로부터 특별히 제어에 적용되지는 않는다. H-브리지는 다양한 스위칭 구조들을 사용하여 스위칭 될 수 있다. 본 발명에 따른 스위칭 구조는 브리지의 각 레그에서 오직 금속-산화물-반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFETs)만을 포함한다. 펄스폭 변조된(pulse width modulated : PWM) 게이트 신호가 H-브리지의 하부 레그에 우선적으로 적용되고, 동기-정류 게이트 신호는 상부 레그에 적용된다. 보다 낮은 마력의 직권 모터에 대해서는, 모터의 자계를 제어하는데 H-브리지를 사용하면 비용에 있어 효과적인데, 그로 인해 릴레이와 접촉체들을 제거할 수 있는 것이다. 직권 모터의 자계를 파워화하는데 필요한 전류가 상담함에도 불구하고, 적절한 스위칭 배열을 사용하므로써 직렬 계자 권선에서 달성될 수 있는 전류의 증폭에 의하여 직렬 자계를 통하여 전류를 스위칭하는데 요구되는 MOSFET의 수는 생각하는 것만큼 크지 않다. 예를 들어, 2Hp 36V의 전형적인 직렬 모터는 약 64Amp 정도의 연속 전류 정격과 320Amp까지의 최상 정격을 요한다. 이러한 전류를 스위치하기 위하여, 전기자 전류를 스위치하기 위하여 약 16개의 전형적인 MOSFET 장치들(IRFZ44 타입)이 필요하다. H-브리지는 그러나, 그 장치들의 숫자의 네배만큼을 필요로 하지 않는다. 적절히 스위칭된 직렬 자계로 실질적인 전류를 곱함으로써, 매우 낮은 듀티 사이클에서 더욱 적은 수의 H-브리지 레그들이 작동되며, 따라서 높은 전도손실을 가지지 않는다.

또한, 본 발명에 따른 이 콘트롤러에서 H-브리지의 하나의 상부 레그는 모터의 회전방향이 바뀔 때에만 스위칭되고, 한편 반대편 상부 레그는 동기-정류의 배열에서 스위칭된다. 따라서, H-브리지에서의 전체 MOSFET 수는 기대한 것과 마찬가지로, 전기자 뱅크에 대하여 네배가 아니라 오직 약 두배 정도이다. 따라서 본 발명의 또하나의 측면에 따라 H-브리지가 계자 전류를 제어하고, 하프-브리지가 전기자 전류를 제어하는 최적의 직권 모터/콘트롤러를 제공하게 되는데, 여기서 각 브리지는 에너지의 손실을 최소화하고 열 발생을 제거하기 위하여 동기-정류방식을 사용하여 독립적으로 스위칭된다.

오직 경제적인 이유로 인하여, 5마력 이상의 모터가 요구되는 경우, 타려식 모터를 사용하는 것이 바람직한데, 이것은 타려식 모터가 계자 전류를 위하여 훨씬 적은 스위칭 용량을 요구하기 때문이다. 타려식 모터가 계자 제어에 보다 적은 스위칭 장치를 요하기는 하나, 종래의 타려식 모터들은 높은 최상 토크의 요구하에 빨리 마모된다.

모터가 안전하게 정류되는 최상 전류는 정류자의 설계에 의하여 제한된다. 실질적인 전기적으로 구동되는 차량의 설계에 있어서, “정격 전류(rated current)”와 피크전류(peak current)” 사이의 승수효과는 전지의 파워에 의해 일반적으로 제한되고, 안전한 모터의 조작은 대략 5 정도의 인수로 제한한다.

따라서, 본 발명의 또 하나의 측면에 따라, 전지의 최상 전위의 20% 정도의 정격 계자 전류를 권선하는 타려식 모터를 사용하여 얻어진 최적은 DC 모터/콘트롤러 구조가 제공된다. 모터 정격을 상회하는 피크 토크가 필요할 때에는, PWM 제어의 H-브리지 스위칭이 최대 100%까지 그에 따라 증가하고 그리하여 정격 계자 전류의 다섯배가 되고 따라서 다섯배의 정격 전류에서의 직권 모터와 같은 토크를 생산하게 된다. 이러한 모터 설계는 경제적으로 설계된 H-브리지의 사용을 허용하는데 이것은 H-브리지내에서의 전류 스위칭 장치의 개수가 최소화되기 때문이다.

본 발명의 또하나의 측면에 따라서, 모터/콘트롤러 조합을 작동하는 형식을 제공하는데, 여기서 모터의 제동은 필수적으로 완전한 재생 제동과정이다. 재생 제동은 충진된 자계를 같은 방향으로 떠남으로써 달성될 수 있는데, 여기서 전기자는 작동자에 의하여 선택된 트래블(travel) 방향에 상관없이 회전하고 있다. 작동자가 방향 선택자 스위치를 트래블 방향으로부터의 역전에 의하여 제동을 선택한다면, 방향 선택자 스위치를 자계 방향을 유지하도록(전기자를 정방향으로 회전시키고, 정방향 자계가 적용되는 등… ) 번복하므로써 콘트롤러가 자동으로 재생 제동 형식으로 스위칭된다.

PWM 신호는 모터의 전기자와 병렬로 접속된 동기-정류 MOSFET에 적용고, 이들 FET들은 재생 제동 스위치로서 작용한다. 동기-정류(SR) FET들이 닫혔을 때, 전기자가 순간적으로 쇼트되고 전기자 전류가 재빨리 증가하게 된다.

SR FET가 개방되면, 전기자 플라이백 전위(V=-Ldi/dt)는 전지의 전위보다 높은 하나의 다이오드 강하인 전체 전기자 전위를 생산하는 모터의 백 emf에 추가된다. SR FET가 개방된 상태로 있는 동안에는, 생성된 전류는 SR FET와 함께 배열되어 있는 동기-정류 순환에서는 닫혀 있는 모터의 쵸퍼 MOSFET를 통하여 전지를 도로 정류시키고, 따라서 전지를 재충전시킨다.

동기-정류 FET에 대한 PWM의 제어와 H-브리지에 대한 PWM의 제어에 의한 자계 강도의 부스팅에 의하여, 모터가 완전히 멈추는 지점에서 강한 재생 제동 반응을 얻을 수 있다.

[도면의 간단한 설명]

본 발명은 이하에서 도면을 참고하여 예로서만 설명하겠다.

제 1 도는 본 발명에 따른 DC 모터/콘트롤러에 대한 최적 구조의 위상을 나타낸 개략도이고;

제 2 도는 본 발명에 따른 H-브리지를 정방향으로 작동시키는 개략도이며; 그리고

제 3 도는 본 발명에 따른 H-브리지를 역방향으로 작동시키는 개략도이다.

제 4A 및 B도는 제 1 도에 나타난 모터/콘트롤러에 의하여 구동되는 차량의 작동자가 제동옵션을 선택하고 그리하여 트래블 선택자의 방향이 차량이 움직이는 동안 실질적인 트래블 방향으로부터 역전될 때의 재생 제동방법을 나타내는 흐름도이다.

[본 발명을 수행하기 위한 최적 형식]

제 1 도는 본 발명에 다른 DC 모터/콘트롤러의 최적 구조를 (20)으로서 일반적으로 나타내고 있다. 최적 모터/콘트롤러 구조(20)는 정방향 스위치(24), 역방향 스위치(26), 그리고 가속 전위차계(28)로부터 입력을 수용하는 제어논리회로(22)를 포함한다. 제어논리회로(22)는 또한 체계의 무능한 작동에 사용되는 키이 인에이블 스위치(key enable switch)(30)로부터의 입력을 더욱 수용한다. 제어논리회로(22)는 또한 이하에서 더욱 상세히 설명하게 될 계자 전류 센서(32)와 전기자 전류 센서(34)를 포함한다. 모터/콘트롤러 구조(20)는 전기자(36)와 계자 권선(38)을 포함하는 직류 견인 모터의 제동을 제어한다. 전기자(36)와 계자 권선(38)은 직권 또는 타려식 직류 견인 모터중의 하나로 될 수 있다. 전기자(36)와 계자 권선(38)은 전지(40)에 의해 공급되는 전력으로 충진되고 시스템을 오류 조건에 의한 손상으로부터 보호하기 위하여 설계된 퓨즈(42)에 의하여 보호된다.

전기자에 흐르는 전류는 병렬로 접속된 다수개의 파워 MOSFET 장치들에 의해 제어되고, 이하에서는 모터 FET(44)으로 표시된다. 모터 FET(44)이 스위치 오프될 때 전기자(36)에 의하여 생성된 전위는 전기자와 병렬로 접속되고 이하에서는 SR FET(46)로 표시되는 다수개의 병렬 접속된 MOSFET 장치들에 의해 정류된다. 계자 권선(38)에 흐르는 전류는 참고번호(48)로서 일반적으로 표시되는 H-브리지 회로에 의하여 제어된다. H-브리지 회로(48)는 한쌍의 대향선 상부 레그(50)과 (52)를 각각 포함한다. H-브리지 회로는 또한 한쌍의 대향하는 하부 레그(54)와 (56)을 각각 포함한다. H-브리지 회로의 각 레그들은 총제적으로 H-브리지 FET로 언급되며 참고번호(58),(60),(62) 및 (64)로서 나타나는 복수개의 병렬 접속 MOSFET 장치들을 포함한다. 각각의 복수개의 MOSFET 장치들은 그들 각각의 게이트 전극들과 직렬로 접속된 공통의 분리된 제어라인에 의하여 스위치된다. 각각의 분리된 제어라인은 제어논리회로(22)에 의하여 개별적으로 구동된다. 모터 FET(44)들은 제어라인(45)에 의하여 스위칭된다. SR FET(46)은 제어라인(47)에 의하여 스위칭되고, H-브리지 FET들(58),(60),(62) 및 (64)은 제어라인(59),(61),(63) 및 (65)에 의하여 각각 스위칭된다.

제 1 도에 나타난 바와 같이, 본 발명에 따른 모터/콘트롤러 구조는 어떠한 접촉체도 포함하고 있지 않다. 모든 전류의 스위칭은 오직 MOSFET 장치들 만을 이용한 콘트롤러에 의하여 직접 조작되고, 따라서 접속체를 스위치를 마련 및 유지에 드는 비용을 제거할 수 있다.

제 2 도는 모터가 정방향으로 충전되었 때 H-브리지 회로(48)를 통한 전류의 흐름을 나타내는 개략도이다. 이 조건하에서, H-브리지(48)의 상부 왼쪽 레그(50)에 있는 H-브리지 FET(58)들은 제어라인(59)을 높게 구동하는 제어논리회로(22)에 의하여 스위치 온되는 한편, 하부 왼쪽의 레그에 있는 H-브리지 FET(62)들은 제어라인(63)을 낮게 구동하는 제어논리회로(22)에 의하여 스위치 오프된다. 하부 오른쪽 레그(56)에 있는 H-브리지 FET(64)들은 전기자 전류센서(34)를 사용하여 전기자 전류를 감지하고 또한 모터가 만약 직류 접속 모터라면 자계에 분배되는 전류가 동량이 되도록 PWM 듀티 사이클을 조정하는 알고리듬에 의하여 결정되는 듀티 사이클을 가지는 PWM 신호에 의하여 스위치된다. 선택적으로, 알고리듬은 홍과 박에 의하여 설명된 바와 같이 최적의 비로서 I_f/I_a를 결정할 수 있다. H-브리지 FET(64)들이 스위치 오프되어 있는 기간동안 H-브리지 FET(60)들의 전체 바디 다이오드(H-브리지 FET(60) 바로 옆에 가선으로 나타나 있는)를 통하여 계자 전류를 정류될 수 있다. 바람직하게는 PWM 동기-정류 듀티 사이클은 H-브리지 FET(64)들이 스위치 오프되어 있는 기간동안 H-브리지의 최상부 왼쪽 레그(52)에 있는 H-브리지 FET(60)을 스위치 온하는데 사용된다. 계자 전류는 따라서 정류되고 순간적인 전위 스파이크가 최소화된다. PWM 듀티 사이클의 H-브리지 FET들 (60)과 (64)로의 스위칭은 제어논리회로(22)에 의하여 통합되어 H-브리지 FET(60)들이 H-브리지 FET(64)의 스위치 장치 시간이 지난 뒤 수십 나노세컨드(nanosecond) 까지 스위치 온되지 않도록 한다. 이것은 만약 H-브리지 FET(60)과 (64)가 동시에 전도된다면 발생하게 될 H-브리지 내에서의 쇼트(short)를 방지한다.

상술한 H-브리지의 동기-정류 스위칭은 특히 직권 모터가 제어될 때 중요하다. 직권 모터의 자계는 H-브리지 회로부터의 제어에 특히 잘 적용되지 못하기 때문에, 직권 자계에서 달성될 수 있는 전류의 증폭이라는 장점을 취하는 스위칭 배열을 사용할 필요가 있다. 상술한 스위칭 배열을 채택하므로써, 계자 전류를 제어하는 H-브리지 FET(64)용의 매우 낮은 듀티 사이클을 요하는 최적의 구조를 달성할 수 있다. 이것은 H-브리지의 하부 레그들(54),(56)에서 요구되는 FET들의 수를 줄이게 한다. 일반적인 법칙으로서, 하부 레그들(54),(56)은 상부 레그들(50),(52)보다 약 네배 적은 수의 FET를 필요로 한다. 하부 레그들(54),(56)에 있어서의 FET 수의 절약은 그러나, 모터/콘트롤러 체계의 에너지 효율적인 작동을 위하여 FET(60)의 동기-정류 스위칭을 필수 불가결 한 것으로 하고 있다. 예를 들어, 일정한 부하 조건하에 있는 2마력의 직권 모터는 계자 전류를 조절하기 위하여 H-브리지 FET(64)들에 적용되는 5%의 듀티 사이클을 요구할 수도 있다. H-브리지 FET(60)의 전체 바디 다이오드들이 H-브리지 FET(64)들이 스위치 오프되어 있을 때 계자 전류를 정류하기 위하여 사용된다면, 평균 계자 전류를 100mA, 그리고 다이오드를 통한 평균 전위 강하를 약 0.7V라고 가정하면, 다이오드 손실은 약:

V_출력= PWM * V_전지= 0.05 * 36V = 1.8V

P_출력= 100A * 1.8V = 180와트; 및

다이오드 손실 = 100A * 0.7 * 0.95 = 66.5와트;

따라서 손실을 %로 나타내면

H-브리지 FET(60)의 동기-정류 스위칭을 사용한 손실은, 그러나 약 50%로 상당히 낮은데, 이를 동기-정류되는 H-브리지 FET(60)에 있어서의 손실은 0.7V의 다이오드 접합 강하를 포함하지 않기 때문이다. 상술한 최적 구조에 따라 스위치되는 MOSFET H-브리지 구조의 사용은 따라서 직권 자계의 에너지 효율적인 독립 제어를 허용한다.

제 3 도는 모터가 역방향으로 자동되고 있을 때의 자계를 통한 전류의 흐름을 나타내는 개략도이다. 이 경우에, H-브리지는 스위치 온되고 H-브리지의 상부 오른쪽 레그(52)내의 H-브리지 FET(60)들은 스위치 온되고, H-브리지의 하부 오른쪽 레그(54)내의 H-브리지 FET(64)들은 스위치 오프된다. 마찬가지로, H-브리지의 하부 오른쪽 레그(56)내의 H-브리지 FET(62)들은 상술한 바와 같이 작동하는 알고리듬에 의하여 구동되는 PWM 듀티 사이클에 의하여 제어되는 온/오프 사이클에서 스위치된다. H-브리지 상부 왼쪽 레그내의 H-브리지 FET(58)들은 H-브리지 FET(62)들이 스위치 오프될 때 계자 전류를 정류하기 위하여 온/오프 동기-정류 사이클에서 마찬가지로 스위치된다.

대형 모터용의 콘트롤러들의 H-브리지에서 요구되는 MOSFET 장치들의 수를 감소하기 위하여는, 타려식 모터를 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 타려식 10마력, 36V의 모터라면 계자 전류를 오직 약 14amp 밖에 요구하지 않게되고, 따라서 그 모터에 대한 H-브리지는 오직 4개의 MOSFET 장치들만을 필요로 할 뿐이다. 종래의 권선 타려식 모터들은 그러나, 계자 전류가 계산되는 값에 한정된다는 단점이 있었다. 따라서, 종래의 권선 타려식 모터들은 직권 모터로써 달성할 수 있는 것과 같은 시동과 저속을 제공하기 위하여 계산된 토크를 상회하여 작동될 때에는 훨씬 높은 전기자 전류를 요구한다. 상술한 바와 같이, 더 높은 전기자 전류는 시기상조의 정류자와 브러쉬 마모를 초래한다. 따라서, 타려식 모터가 스위칭 장치들을 보다 적은 수를 필요로 하지만, 콘트롤러의 H-브리지에서는, 타려식 모터가 높은 토크가 요구될 때에는 빨리 마모된다.

모터가 안전하게 정류될 수 있는 피크 전류 정류자의 설계에 의하여 제한된다. 실질적인 전기 차량의 디자인에서는, “정격” 전류와 “피크” 전류사이의 승수는 종종 전지의 파워 용량과 안전한 모터의 작동 한계인 약 5 정도의 상수에 의하여 제한된다. 본 발명에 따른 최적 DC 모터는 전지의 전위의 20%에서 추정되는 계자 전류에 대하여 권선되는 타려식 모터에 의하여 얻어진다. 이것은 이 분야의 기술자라면 이해할 수 있는 바와 같이, 모터의 자계를 더 무거운 게이지로서 덜 권함으로써 달성된다. 따라서 H-브리지의 듀티 사이클을 구동하는 PWM을 맞추는 제어 알고리듬은 정상적인 작동조건보다 20% 정도 낮은 데에서 작동된다. 모터의 정격보다 높은 피크 토크가 필요할 때에는 H-브리지 1WM이 계산되는 계자 전류의 5배인 최대 100%까지 따라서 증가하고, 그로 인해 직렬 모터의 계산되는 전류의 5배와 같은 순간적인 피크 토크를 생산하게 된다.

상술한 모터/콘트롤러 구조의 또하나의 장점은 종래에 이것의 작용에서 사용되는 자계 감소 접촉체/저항체 세트를 사용하지 않고서도 모터를 가동시키기 위하여 자계를 감소시키는 것을 달성할 수 있다는 것이다. 제어논리회로(22)(제 1 도를 보라)는 회전 속도계(도시 않됨) 또는 이 분야의 통상의 기술자에게 잘 알려져 있는 컴퓨터 알고리듬을 사용하여 규칙적으로 모터의 속도를 기록하고, 전기자 전류 센서(34)를 사용하여 전기자 전류를 측정한다. 모터의 속도는 미리 정해진 RPM 이상인 반면 전기자 전류가 미리 정해진 수준 이하로 강하한다면, 제어논리회로(22)는 H-브리지 계자 전류 FET(62),(64)을 트래블 방향에 의존하여 제어하는 PWM을 차단하므로써 그 분야의 통상의 기술자에게 알려져 있는 바와 같은 알고리듬에 따라서 자계를 감소시키고, 그리하여 계자 전류를 직접 제어에 의하여 모터의 과속을 수용한다.

상술한 모터/콘트롤러 구조의 또하나의 장점은 어떠한 종류의 최적의 모터/콘트롤러 구조에 의하여 구동되는 전기적으로 파워를 받는 차량이 마치 내연기관에 의하여 구동되는 차량과 같이 행동한다는 것이다. 이러한 행동은 감속전위차계(28)의 위치가 감속의 상태를 나타낼 때마다 작동되는 재생 제동 체계에 의하여 달성된다. 종래에는, 재생 제동 체계는 “약한” 제동효과를 나타내어 왔다. 본 발명에 따른 최적의 모터/콘트롤러 구조는 재생 제동이 재동 효과를 상승시키는 동안 자계 강도가 “부스트”될 수 있기 때문에 “강한” 재생 제동효과를 제공한다.

제어논리회로(22)(제 1 도를 보라)는 최소 재생 제동 자계 강도를 결정하는 변수를 채택하는 프로그램을 짤 수 있는 마이크로 프로세서(도시 않됨)를 포함한다.최소 재생제도 자계 강도 변수는 재생 제동 반응의 강도를 결정한다. 재생 제동은 전기자(35)가 회전하는 (정방향 전기자 회전, 정방향 자계의 적용) 방향과 같은 방향으로 충전되는 계자 권선(38)(제 1 도를 보라)를 유지하므로써 달성된다. 제동중에는 PWM은 감속 조건하에서는 제동 FET로서 작용하는 SR FET(46)에 적용된다. 감속중에 SR FET가 닫히면, 전기자(36)는 순간적으로 짧아지고, 재빠른 전류의 생산을 낳는다. SR FET(46)가 개방되면, 생성된 전류는 제어논리회로(22)에 의하여 SR FET(46)가 개방됨과 함께 통합되는 동기-정류 사이클에서는 닫혀 있는 모터 FET(44)를 통하여 전지(40)에 도로 정류하며, 따라서 전지(40)를 재충전한다. 재생 제동중에는, 전기자 플라이백 전위(V=-Ldt/di)가 모터의 백 emf에 부가되어 전지보다 큰 하나의 다이오드 강하인 전체 전기자 전위를 생성한다. 재생 제동을 위한 역전류 승수 계산이 다음과 같이 주어진다;

I_{모터-재생}= I_{전지-재생}/ PWM_재생

V_전기자= V_전지* PWM_재생

I_{모터-재생}= (V_전기자- K * 속도)/R_전기자

이러한 계산은 일정한(정격) 계자 권선(38)과 100% 효율을 가정한다. 최적의 직권 모터 구조, 또는 본 발명에 따른 최적 타려식 모터 구조를 사용하면, 계자 권선(38)의 강도가 정격 강도보다 증가할 수 있고 따라서 강한 재생 제동을 달성할 수 있다.

차량의 작동중에, 제어논리회로(22)는 규칙적으로 제도센서(68)(제 1 도를 보라)를 체크한다. 제동센서(68)는 전기자 전위를 공급전위에 비교하므로써 재생 제동을 효과적으로 하는데 필요한 방향으로 자계가 적용되고 있는지를 결정하는데 사용된다. 전기자 전위가 공급전위보다 크다면 모터의 백 emf는 재생 제동에 효과를 일으키기 위하여 전체의 극성을 역전시키므로써 역전되어야만 한다. 작동자가 차량을 제동조건으로 강요한다면(방향 선택자 스위치를 전환시키고 가속기를 저하시켜서) 제어논리회로는 제동 실행루프로 들어가고 방향 스위치(24)와, (26)을 트래블의 실제방향을 거스르게 되어, 전기자(36)의 회전방향에 적용되는 계자 권선(38)을 유지하고 따라서 그 체계가 재생 제동형식으로 되도록 한다.

제 4 도에 나타난 바와 같이, 재생 제동형식은 제동신호가 감지되면 제동 감지결정(70)과 함께 시작되고, 감속 전위차계가 제동 토크 설정점(72)을 얻기 위하여 읽혀진다. 그렇지 않으면 제어는 드라이브 배열(74)로 되돌아간다. 제동이 선택되면 제동 토크는 드로틀 위치(throttle position)에 따르게 될 것이라는 것이 자명하다. 다시 말하면, 감속을 더하는 것은 제동 토크를 더욱 요하게 된다는 것이다.전기자 전류 설정점은 (76)에서의 감속 전위차계로부터 얻어지는 값에 “k”배를 한 값으로 결정되는데, 여기서 K는 제동반응을 제어하여 조정할 수 있는 변수이다. 이 분야의 통상의 기술자에게는 자명할 것으로서, 페달의 위치사이에서의 다른 관계들은 보통 “페달 느낌”이라고 하는 또다른 페달반응을 일으킬 수가 있다.

전기자 전류의 설정점이 정해지고 나면, PWM 제동신호는 (78)의 단계에서 SR FET(46)(제 1 도를 보라)에 적용된다. 레전(regen) 전기자 전류는 그 후 전기자 센서(34)를 사용하여 그것이 과정(80)에서 정해진 전기자 전류 설정점보다 큰지를 결정하기 위하여 테스트된다. 그것에 만약 전기자 전류 설정점보다 작으면 SR FET(46)에 대한 PWM이 (82)에서 증가된다. 그렇지 않으면 SR FET에 대한 PWM이 (84)에서 감소되고 (80)에서의 결정으로의 복귀를 제어한다. (86)단계에서는, 제동 PWM이 그것이 100%의 최대치에 있는지를 결정하기 위하여 테스트된다. 만약 그렇지 않다면, 제어는 (80)에서의 결정으로 복귀한다.

제동 PWM이 최대치에 있다면, 계자 전류는 (88)에서 증가하고 계자 전류는 계자 전류 센서(32)를 사용하여 그 계자 전류가 (90) 단계에서 최대치에 있는지를 결정하기 위하여 테스트된다. 만약 계자 전류가 자계 최대에 도달하지 않았다면, 제어는 (78) 단계로 복귀하고 제동 PWM은 SR FET(46)에 적용된다. 계자 전류가 최대치에 있다면, 전기자 전류는 그것이 (92)에서 결정적 전기자 전류치에 있는지를 결정하기 위하여 테스트된다. 전기자 전류가 결정적 값보다 아래로 강하되어 있으면 차량이 정지하게 되므로 제어는 (94)에서 드라이브 배열로 복귀한다. 그렇지 않으면, 전기자 전류가 차량의 관성이 정지된 것을 가리키는 결정치 아래로 떨어질 때까지 대기상태가 실행된다. 이러한 간단한 재생제동배열은 작동자가 반대의 제동옵션을 선택하는 경우에 효과적인 재생제동을 허용한다.

재생제동배열동안에 H-브리지와 하프-브리지의 스위칭 배열이 자동재생 제동에 대해서도 전술한 바와 같아서, 모터 FET(44)의 승위칭을 SR FET(46)와 통합하기 위하여 동기-정류기술이 사용되고 있다. 상술한 바와 같이, 재생 제동은 전술한 최적의 모터/콘트롤러 구조에서 상기 모터들 중의 하나에 의하여 구동되는 차량의 작동자가 가속 전위차계(28)를 차량의 감속을 나타내는 위치로 움직이기만 하면 자동으로 일어난다.

[산업적 응용]

상술한 모터/콘트롤러 구조는 전기적으로 구동되는 차량용의 파워구동을 위하여 산업적으로 널리 응용될 수 있다. 모터/콘트롤러 구조는 포오크 리프트, 전기트럭, 그리고 저속하에서 높은 토크를 일으킬 필요가 있는 상황에서 작동해야만 하는 이들과 비슷한 작업용 차량에 특히 유용하다.

본 발명에 따른 모터/콘트롤러 구조는 전기 라이딩 잔디 무어, 골프 카트, 그리고 그외의 비교적 가벼운 차량들로서 구동 모터의 지속적인 과속을 요구하는 차량들에서의 사용에도 또한 적용된다.

상술한 모터/콘트롤러 구조가 전지 파워의 전기적인 구동이 필요하거나 유리한 경우에는 실질적으로 어떠한 적용에도 사용될 수 있음은 이 분야의 통상의 기술자에게는 자명한 일일 것이다. 상기 구조의 효율성으로 인하여, 전기 소비는 최소화되고, 종래 기술상의 모터/콘트롤러 구조에서의 역학적 에너지는 전지 파워의 재생에 사용되기 때문에, 에어지의 보존과 직접 또는 간접적으로 자원보존 및 환경보호에 기여하게 되는 것이다.

상술한 모터/콘트롤러 구조가 종래 기술상의 모터/콘트롤러 구조보다 많은 장점을 가지고 있다는 것은 확실하다. 상기에서 기술하지 않았거나 아직 실현되지 않은 자점들도 여전히 나타날 수 있다.

이상의 본 발명의 바람직한 실시예들은 오직 예로서만 주어진 것이며, 본 발명의 범위는 첨부된 청구범위에 의해서만 제한된다.

Claims

모터의 계자 전류를 제어하기 위한 H-브리지 회로(48)를 포함하여 구성되며, 상기 H-브리지 회로(48)는 제 1 및 2 상부 레그들(50,52)과 제 1 및 2 하부 레그들(54,56)의 대향하는 쌍으로 배열되는 네 개의 레그들(50,52,54,56)을 포함하며, 각 레그는 계자 권선(38)상의 전류를 제어하기 위한 다수개의 병렬로 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(58,60,62,64)을 포함하며, 상기 전계 효과 트랜지스터들(58,60,62,64)은 상기 계자 권선(38)과 직렬로 접속되도록 배열되고, 각각의 다수개의 전계 효과 트랜지스터의 하나의 전계 게이트 전극이 상기 트랜지스터들을 통하여 도전의 온/오프 사이클에서의 트랜지스터들을 스위칭하기 위하여 분리된 공통의 제어 라인(59,61,63,65)에 접속되어 있는, 높은 토크 부하를 견딜 수 있는 직류 전류 견인 모터용의 전기적 콘트롤러에 있어서,

계자 권선에 흐르는 전류 및 계자 권선으로서의 전류의 차단에 의해 생선된 정류 전류는 H-브리지내의 전계 효과 트랜지스터에 의해서만 제어되며, 상기 정류 전류는 도전되도록 스위치 온된 H-브리지의 양쪽의 상부 레그들내의 전계 효과 트랜지스터를 통하여 정류되고, 상기 분리된 제어 라인(59,61,63,65)은, 양쪽 상부 레그들(50,52)내의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 상기 정류된 전류를 정류하도록 스위치 온 될 때, 양쪽 하부 레그(54,56)내의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 단락을 방지하도록 스위치 오프 되도록 구동되며, H-브리지 FET들의 동기 정류 스위칭이 이루어지며, 상부 레그들 및 하부 레그들의 FET에 대한 PWM 듀티 사이클의 스위칭은 제어 논리 회로(22)에 의해 조점됨으로써 상부 레그(50,52)의 FET가 하부 레그(54,56)의 FET의 스위치 장치 시간이 경과한 후 수십 나노세컨드까지 스위치 온 되지 않도록 하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 전기적 콘트롤러.
제 1 항에 있어서, 직권 모터용 콘트롤러(20)의 H-브리지(48) 내의 상기 상부 레그(50,52)는 상기 H-브리지 내의 상기 하부 레그(54,56)보다 많은 파워 전계 효과 트랜지스터들(58,60,62,64)을 포함하며, 그에 의하여 상기 직권 모터의 계자 권선(38) 내에서의 전류의 증가가 상기 모터의 계자 전류를 스위칭 하기 위해 필요한 수의 전계 효과 트랜지스터들을 유지하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 2 항에 있어서, 상기 상부 레그(50,52) 내의 파원 전계 효과 트랜지스터의 수가 하부 레그(54,56) 내의 파워 전계 효과 트랜지스터 수의 약 네 배가 되는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 1 항에 있어서, 상기 콘트롤러는,

각각의 제 1 전계 효과 트랜지스터(44)의 전계 게이트 전극이, 제 1 전계 효과 트랜지스터들(44)을 통하여 도전의 온-오프 사이클을 제어하기 위하여 제 1의 공통 제어라인(45)에 접속되어 직류 전류 전원으로부터 모터의 전기자(36)에 구동 전류를 제공하도록 하는, 모터의 전기자(36)와 직렬로 접속되도록 배열된 제 1 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터(44)과;

상기 제 1의 병렬 접속된 전계 효과 트랜지스터들(44)이 스위치 오프될 때, 각각의 제 2 전계 효과 트랜지스터(46)의 전계 게이트 전극이, 전기자 전류를 정류하는 제 2 의 전계 효과 트랜지스터들(46)을 통하여 도전의 동기-정류 온-오프 사이클을 제어하기 위하여 제 2 의 공통 제어라인(47)에 접속되며, 상기 모터의 전기자(36)와 병렬로 접속되도록 배열된 제 2 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(46)을 더욱 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 4 항에 있어서, 제동은 재생 공정이며, 견인 모터가 드로틀 위치에 의해 표시되는 바와 같은 감속 상황에 있을 때 모터의 전기자(36)와 병렬로 접속되도록 배열된 제 2의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(46)이 재생 제동 스위치로서 작용하며, 그에 의하여 작동자가 모터를 감속하고 있는 동안에 계자 권선(38)이 전기자(36)가 회전하는 방향으로 충전되어, 모터의 전기자(36)와 병렬로 접속되도록 배열된 제 2 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(46)이 닫혔을 때 상기 전기자(36)가 순간적으로 쇼트되고 상기 전기자 상에 전류가 생성되며, 상기 제 2 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(46)이 개방되면 상기 전기자 상에 생성된 전류가 모터의 전기자(36)와 직렬로 접속되도록 배열된 제 1의 다수개의 전계 효과 트랜지스터들(44)을 통하여 전지에 도로 정류되며, 폐쇄되면 동기-정류 사이클 시에 전지(40)의 전하를 재생하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 5 항에 있어서, 제 2 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터(44)들이 최대 듀티 사이클에서 구동될 때, 최대 계자 전류중의 하나로 될 때 까지 또는 제동중의 차량의 관성이 멈추는 것을 나타내는 소정의 임계 한계 이하로 전기자 전류가 강하할 때까지 계자 전류가 점점 증가하게 되며, 그로 인해 모터의 회전 속도가 낮을 때에도 강한 제동 반응을 제공하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 5 항에 있어서, 상기 콘트롤러의 마이크로프로세서 부분(22)이 모터가 감속되는 동안에 모터의 최소 자계 강도를 결정하는데 사용되는 변수를 받아들여 저장하며, 그에 의하여 사용자로 하여금 선택 가능한 재생 제동 반응을 제공하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 7 항에 있어서, 상기 콘트롤러가 직권 모터와 접속되고, 모터가 감속되는 동안에 상기 모터의 계자 전류가 사용자로 하여금 선택 가능한 재생 제동 반응을 제공하는 변수에 의하여 정해지는 최소 자계 강도로 계자 전류가 강하될 때까지 전기자 전류로 유지되는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 콘트롤러.
제 1 항에 있어서, 상기 레그들 중의 제 1 의 쌍(50,52) 중 하나의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 스위치 온 될 때, 레그들(50,52)의 제 1 쌍의 다른 하나에 있는 다수개의 전계 효과 트랜지스터들이 스위치 오프 되도록 분리된 제어라인(59,61,63,65)가 구동되며, 또한, 레그들(54,56)의 반대편 쌍에서, 제 1 쌍의 하나와 대각선으로 마주하고 있는 레그내의 파워 전계 효과 트랜지스터들이 계자 권선(38)을 충전하도록 도전의 펄스 폭 변조 온/오프 사이클 내에서 스위칭 되는 한편, 레그들의 반대편에 쌍의 다른 하나의 레그내의 다수개의 파워 전계 효과 트랜지스터들은 계자 전류를 정류하도록 도전의 동기-정류 온/오프 사이클 내에서 스위치 되도록 하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 전기적 콘트롤러.
상기 항들 중의 어느 하나에 있어서, 상기 콘트롤러는 모터의 전기자 전류를 제어하는 하프-브리지를 더욱 구비하여, 상기 하프-브리지는,

각각의 제 1 전계 효과 트랜지스터의 전계 게이트 전극이 제 1 전계 효과 트랜지스터들(44)을 통한 도전의 온-오프 사이클을 제어하기 위하여 제 1 의 공통 제어라인(45)에 접속되어 직류 전류 전원으로부터 모터의 전기자(36)에 구동 전류를 제공하도록 하는, 모터의 전기자(36)와 직렬로 접속되도록 배열된 제 1 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(44)과;

상기 제 1 의 병렬 접속된 전계 효과 트랜지스터들(44)이 스위치 오프될 때 각각의 제 2 전계 효과 트랜지스터의 전계 게이트 전극이 전기자 전류를 정류하는 제 2 의 전계 효과 트랜지스터들(46)을 통하여 도전의 동기-정류 온-오프 사이클을 제어하기 위하여 제 2 의 공통 제어라인(47)에 접속되며, 모터의 전기자(36)와 병렬로 접속되도록 배열된 제 2 의 다수개의 병렬 접속된 파워 전계 효과 트랜지스터들(46)을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 전기적 콘트롤러.
제 10항에 있어서, 상기 모터는 타려식 모터이며, 상기 타려식 모터는 모터용 직류 전원(40)의 피크 전위 출력과 동일한 전계 전위에서 정격 계자 전류가 얻어지도록 권선된 계자 권선(38)을 가지는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 전기적 콘트롤러.
상기 항들 중의 어느 하나에 있어서, 상기 콘트롤러는 전기자(36)상의 전류를 감지하는 센서(34)와 상기 모터의 계자 권선(38) 상의 전류를 감지하는 센서(32)를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류 전류 견인 모터용 전기적 콘트롤러.
상기 항들 중의 어느 하나에서와 같은 전기적 콘트롤러를 가진 직류 전류 견인 모터에 의하여 구동되는 차량의 관성을 제동하기 위한 방법에 있어서,

모터의 방향 및 속도를 제어하기 위하여 가속 전위차계(28)의 상태 또는 트래블(travel) 표시기(68)의 방향을 각각 모니터링 함으로써 브레이크의 상태를 감지하는 단계;

브레이크의 상태를 감지함에 있어서, 브레이크 토크 설정점을 얻기 위하여 감속 전위차계(28)를 읽는 단계;

사용자에 의하여 정해진 제동 반응 상수와 감속 전위차계의 값을 곱함으로써 전기자 전류의 설정점을 계산하는 단계;

전기자(36)로의 전류의 흐름을 제어하기 위하여 펄스폭 변조된 신호를 인가하는 단계;

전기자 전류가 전기자 전류 설정점을 초과하는지의 여부를 확인하기 위하여 테스트 하는 단계;

전기자 전류가 설정점을 초과할 때까지 또는 펄스폭 변조 신호가 최대치를 얻을 때까지 전기자 전류를 올리도록 조정하기 위하여 펄스폭 변조된 신호를 조정하는 단계;

펄스폭 변조된 신호가 최대치에 도달했을 때, 계자 전류가 미리 정해진 최대치에 도달할 때까지 모터의 계자 전류를 증가하는 단계; 및

관성이 정지된 것을 나타내는 미리 정해진 임계 한계 이하로 전기자 전류가 강하될 때까지 대기 상태를 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.