KR0163057B1 - 테스트 시퀀스에 의해 신호를 등화시키는 방법 - Google Patents

테스트 시퀀스에 의해 신호를 등화시키는 방법 Download PDF

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Abstract

지상의 송신기로부터 신호는 다중통로상의 반사를 통해 수신기에 도달할 수 있고 이 수신기에서 중첩될 수 있다. 디지털 방식으로 부호화된 신호를 등화시키기 위해 통상구조의 테스트 시퀀스는 유효 데이터가 전송되기 전에 전송 된다. 테스트 시퀀스는 수신기에 기억된 통상 구조의 테스트 시퀀스와 상관되어 있고, 상관 스펙트럼으로부터 얻어진 채널 임팩트 응답의 형태인 상관의 결과가 전송채널의 전송함수들 중 어느 하나를 역으로 시뮬레이트 하는 필터 장치의 계수를 제어하는 데 이용된다. 이 방법은 지상이 송신기에 의해 디지털 방식으로 부호화된 신호의 전송에서 이용될 수 있다.

Description

테스트 시퀀스에 의해 신호를 등화시키는 방법
본 발명은 하나의 전송채널을 통해 다중경로로 수신된 디지털 부호화 신호를 수신기에 등화시키는 방법에 관한 것이다.
고주파수 범위에서 무선신호 전송에 있어서, 신호는 종종 여러 경로를 통해 수신기에 전달된다. 직경로외에 건물 또는 언덕에 의한 굴절은 송신기로부터 전송되는 신호를 우회로를 거쳐 수신기로 유도한다. 개개의 경로는 그 길이 및 감쇄가 상이하기 때문에 수신기는 모두 원래의 정보를 포함하고 있기는 하지만 진폭, 지연시간 및 위상각이 다른 다수의 신호를 수신한다. 이러한 신호의 중첩에 의해 원래의 정보가 다소 왜곡되어 있는 합성신호가 생긴다. 이것은 특히 디지털 신호에서 현저한 장애를 일으킬 수 있다.
독일 특허 공개 DE-A-3 540 716호, 독일 특허공개 DE-A-3 246 525호 및 미국 특허 US-A-4 441 192호에는 청구범위 제1항의 서문에 따른 다중경로로 전송된 디지털 부호와 신호용 수신기에서 신호를 등화시키기 위한 방법이 공지되어 있다.
본 발명의 목적은 수신측에서 원래의 신호가 다시 판독될 수 있도록 다중경로 수신에 의해 야기되는 간섭을 제거하는 신호 등화 방법을 제공하는 데 있다.
이와같은 본 발명의 목적은 두 개의 동일한 M-시퀀스가 테스트 시퀀스로써 연속해서 전송되며; 수신기에 기억된 M-시퀀스가 유효 데이터와 M-시퀀스로 이루어지고 다중경로 수신이 경우 시간적으로 오프셋되게 중첩된 데이터 스트림의 어느 하나의 부분과 주기적으로 상관되며; 상기 부분이 수신기에 가장 먼저 도착하는 제2M-시퀀스에 의해 미리 주어지고; 상기 기억된 M-시퀀스가 데이터 스트림의 상기 부분과 바이트 단위로 곱해지며, 곱셈결과가 가산되고, 상기 부분이 상기 기억된 M-시퀀스에 대하여 1바이트 시프트된 후에 상기 부분의 각 바이트가 상기 기억된 M-시퀀스의 모든 바이트와 한 번 곱해질때까지 곱셈 단계 및 가산단계가 반복되며, 이와같이 얻어진 가산결과로부터 M-시퀀스와 동일한 길이의 전체 시퀀스가 상관 스펙트럼으로써 얻어지는 방법에 의해 달성된다.
본 발명에 따른 방법에는 수신측에서 개개의 전송경로의 합성을 구하기 위하여 전송채널의 전송 특성이 결정된다. 이러한 전송 특성의 결정은 짧은 시간 간격동안 반복되어 그 시간사이에 발생하는 변동, 특히 휴대용 수신기에서 발생하는 변동이 고려되어 조절될 수 있다.
이를 위해, 통상적인 구조를 갖는 테스트 시퀀스가 전송되며, 다중경로 때문에 테스트 시퀀스도 물론 유효 데이터와 동일한 왜곡을 받지만, 유효 데이터와는 달리 테스트 시퀀스의 구조는 공지되어 있기 때문에 전송채널에서 발생된 왜곡에 대한 추론을 가능하게 한다. 보다 상세하게는 수신기에 기억된 테스트 시퀀스와 다중경로 신호의 중첩에 의해 왜곡되어 수신되는 테스트 시퀀스 사이의 상관이 수행된다.
그 결과, 채널 펄스 응답은 상관 스펙트럼을 나타내며, 상기 상관 스펙트럼에서는 개개의 스펙트럼 성분이, 원래의 신호가 송신기로부터 수신기로 전송되는 경로를 나타낸다. 상기 스펙트럼은 전송 채널의 역전송함수를 시뮬레이트하는 필터장치를 제어하는데 이용될 수 있다. 이 경우 중첩된 신호가 필터장치를 통과하면,전송경로에서 발생된 왜곡이 보상된다. 이러한 팔터장치의 조정은 각 테스트 시퀀스에 따라 수행되며 유효 데이터에 대해 다음 테스트 시퀀스까지 유지되는데 그 이유는 검출된 전송채널의 전송특성이 일정시간동안 일정하게 유지된다는 사실을 기초로 하기 때문이다.
본 발명에 따른 방법의 개선 및 바람직한 실시예는 특허청구의 범위, 이하의 상세한 설명 및 실시예를 도시하고 있는 도면에 한정된다.
본 발명을 첨부한 도면을 참고로 설명하면 다음과 같다.
제1도는 수신측에서 등화되는 다중경로 전송모델을 나타낸 도면이며, 제2도는 유효데이터 및 테스트-시퀀스가 전송되는 데이터 프레임의 구조를 나타낸 도면이고, 제3도는 주기적 상관을 표시하는 데이터 스트림의 일부를 나타낸 도면이며, 제4도는 주기적 상관 스펙트럼을 나타낸 도면이고, 제5도는 합계 및 그것으로부터 얻어지는 합계 함수를 나타낸 도면이며, 제6도는 전송채널의 전송함수의 역 시뮬레이션을 위한 필터장치의 한 실시예를 나타낸 도면이다.
제2도에는 송신신호(US)가 3개의 전송경로를 포함하는 전송채널을 통해 전송되는 것이 도시되어있다. 이 전송경로들은 진폭(a), 지연시간(τ) 및 위상각(Φ)이 서로 다르다. 지수들은 전송채널들의 순서를 나타낸다. 수신측에서, 이 3개의 전송경로 중 2개의 전송경로의 역 전송함수를 갖는 2개의 피드백을 제공하여 수신기에서 제거된다. 이경우 수신된 다중경로 신호는 그 자체에 가산되도록 반대부호로 상기 역의 전송경로에 제공되어, 1로 표시된 하나의 경로만을 거쳐 수신기에 도달되는 신호(US´)가 발생된다.
채널의 전송특성을 결정하기 위해, 유효 데이타의 실제적인 전송전에 테스트 시퀀스(test-sequence)가 전송된다. 제2도는 이 데이터 형식의 프레임 구조를 나타낸다. 이 경우레 예를들면 16개의 데이터 채널을 포함하는 주요 프레임이 도면의 하부에 도시되어 있다. 제1데이타 채널은 도면의 상부에 따라 한번 더 시간적으로 확대되어 도시되어 있다. 확대도에서 알 수 있는 것처럼, 먼저 테스트-시퀀스가 전송되고 그후 유효 데이터가 이 테스트 시퀀스에 뒤따른다. 테스트-시퀀스로서 바람직하게는 2개의 연속하는 M-시퀀스가 적합한데, 이는 상기 M-시퀀스가 현저한 자기상관 및 상호 상관 특성을 가지기 때문이다.
M-시퀀스는 서수 n의 다항식에 의해 최대로 도달할 수 있는 길이 2n-1의 2진 시퀀스이다. 다항식 h(x)=hn·xn+...+h1·x+h0은 피드백된 시프트 레지스터를 통해 현실화된다. 이 경우에 hn, h0=1이고 그 나머지 hi=0 또는 1일 수 있다. 다항식의 등급 n는 시프트 레지스터의 레지스터 수를 나타낸다. hi=1로 표시되는 레지스터 출력은 EXOR-게이트를 사용하여 출력 h0과 공통으로 연산되며 입력 hn과 연산되어야 한다. 시프트 레지스터이 동작 개시전에 레지스터가 세트될 수 있고, 어떠한 경우에도 전체 레지스터가 0에 놓여서는 안된다.
u=(u0, u1, ... uN-1)이 M-시퀀스이면, Tiu는 i-클록만큼 주기적으로 지연된 시퀀스 u이다:
M-시퀀스는 일반적으로 하기의 특성을 갖는다:
a. u의 주기는 N=2n-1
b. 시퀀스 u의 다른 위상 N이 존재:
c. EXOR-연산의 결과:
d. u(q)는 M-시퀀스 u로부터 형성되었고 이에서 u로부터의 새로운 시퀀스 v에 대한 q번째 비트가 사용된다.q가 기수이며 gcd(N,q)=1이 되면, u(q)는 주기 N/gcd(N,q)를 갖는다.
즉, u(q)는 단지 M-시퀀스를 나타낸다(gcd(N,q)는 N과 q의 공통약수임).
예를들면,
u(3)는 M-시퀀스가 아니다.인 u(5)는 M-시퀀스가 된다.
e. M-시퀀스의 역의 다항식도 M-시퀀스를 나타낸다.
라면가 된다.
f. M-시퀀스의 자기상관 스펙트럼은 단지 2개의 값을 갖는다.
2쌍의 값으로서 -1/1이 사용될 경우,
Qu(1)=N 1=0 mod N
Qu(1)=-1 1=0 mod N
유효 데이터의 부가적인 중첩으로 발생된 성분에 무관하게 상관 스펙트럼을 얻기위해, 2개의 M-시퀀스 는 테스트-시퀀스로서 전송된다. 이 2개의 M-시퀀스는 동일하다. M-시퀀스의 길이는, 개개의 전송경로의 최대로 기대된 지연시간의 차가 개개의 M-시퀀스의 차보다 길지 않도록 선택된다. 이때 중첩된 신호는 M-시퀀스의 중첩으로부터 발생되고 부가의 유효 데이터를 포함하는 신호 성분만이 존재하는 데이터 스트림의 한 부분을 가진다. 이것은, 전송된 M-시퀀스의 제2M-시퀀스가 가장 짧은 지연시간의 전송경로를 통해 도달할 때, 즉 먼저 수신기에 도달할 때 발생한다.
제3도에는 M2로 표시된 데이터 스트림의 한 부분이 도시되어 있다. M2아래에 도시된 주어진 M-시퀀스(MV1)는 데이터 스트림의 제2M-시퀀스(M2)가 소정의 M-시퀀스와 주기적으로 상관되는 것을 나타낸다. 주기적인 상관은 하기에서 설명된 여러 단계로 실시된다. 먼저 M2부분의 각 바이트는 M-시퀀스(MV1)의 비트 또는 바이트와 곱해진다. 따라서 중첩에 의해 발생된 신호성분의 가감이 정확한 값으로 표시되기 때문에 용어 바이트는 M2부분과 관련하여 언급된다. 이와같은 제2단계에서 얻어지는 곱셈은 가산되며 가산 결과로서 상관 스펙트럼의 제1의 개별 성분이 얻어진다.
이제 M2부분은 M-시퀀스(MV1)에 대해 1바이트 만큼 시프트되며, 또한 역도 성립된다. 물론 이 경우 M-시퀀스(MV2)처럼, M2부분에 걸친 바이트가 시프트되며, 다시 M2부분의 다른 데이터 워드의 제1의 바이트와 곱해지므로, M2 부분과 M-시퀀스(MV2)의 전체 바이트는 곱셈안에 포함된다. 곱셈의 가산후 상관 스펙트럼의 제2의 개별성분이 나타난다. 이 단계들은 개개의 모든 성분이 검출될 때까지 이미 설명한 시프트된 M-시퀀스(MV3)를 가진 제3의 단계 넘어로 반복된다.
M-시퀀스, 다중 경로신호, 상관(correlation) 및 펄스 응답을 나타내는 함수들이 한번 더 요약적으로 하기에 설명되어 있다.
M-시퀀스를 포함하는 중첩신호의 경우에 발생되는 가능한 상관 스펙트럼이 제4도에 도시되어 있다. M-시퀀스의 경우에 사용된 값이 쌍이 이 경우에 -1과 +1이다.
실제로는 주기적인 상관을 위해 데이터 스트림으로부터 상기 M2부분을 식별하는 것이 문제이다. 주기적인 상관을 영구히 실시하는 것이 가능할지라도, 이것을 위해 필요한 계산비용은 물론 매우 높다. 원칙적으로 이것이 가능한 것은 M2부분과의 상관시점에 대한 기준으로서 특색있는 개개의 성분이 존재하는 상관 스펙트럼을 평가할 수 있기 때문인 반면, 유효 데이터와의 상관 계산이 실시되는 다른 변형예의 경우에는 특색있는 개개의 성분이 존재하는 상관 스펙트럼을 평가할 수 있기 때문인 반면, 유효 데이타와의 상관 계산이 실시되는 다른 변형예의 경우에는 특색있는 개개의 성분이 나타나지 않는다.
계산 비용을 줄이면서 상기 부분을 식별하기 위하여, 상관 방법은 전체적으로 적은 계산 단계로 실시된다. 이 경우에 M-시퀀스와 유효데이터로부터 형성된 중첩의 데이터 스트림이 하나의 M-시퀀스의 길이에 걸쳐 기억된 M-시퀀스와 상관되어 있고, 여기서 M-시퀀스의 길이의 데이터 스트림의 일부분은 기억된 M-시퀀스와 바이트 단위로 곱해지며 곱셈 결과는 가산된다. 그 후 하나의 바이트만큼 시프트된 부분이 데이터 스트림으로부터 선택되며 이 부분 및 그다음 부분에 대한 곱셈단계와 가산단계가 실시된다. 상기의 주기적 상관과는 달리 본 과정은 직렬 상관이라 할 수 있다.
하나의 신호가 2개의 경로를 거쳐 수신기에 도달할 경우 발생할 수 있는 가능한 상관 스펙트럼이 제 5a도에 도시되어 있다. 데이터 스트림에 포함되는 M-시퀀스와 수신기에 기억된 M-시퀀스가 시간적으로 일치할때마다 상관이 펄스 응답을 제공하는 4개의 돌출한 개개의 성분이 발생된다. M-시퀀스가 2번 연속으로 전송되며 2개의 경로를 거쳐 수신기로 도달하기 때문에 4개의 개별성분이 나타난다.
결과적인 상관값은 이제 M-시퀀스만큼 지연된, 전에 동일한 방법으로 검출된 상관값과 곱하여진다. 음의 부호를 가진 곱셈은 고려되지 않고 생략된다. 2개의 개개의 성분이 발생하는 곱셈 스펙트럼이 제2b도에 도시된다. 결과적인 곱셈은 M-시퀀스의 길이 전반에 걸쳐 가산된다.
이 가산의 결과는, 제5c도에 도시된 바처럼, 계단형상의 연속적인 합계 함수(sum function)를 야기한다. 이 합계함수는, 순수한 M-시퀀스가 서로 상관될 경우 그의 최대값에 도달한다. 이러한 특성은 M2부분의 식별을 위해 이용될 수 있다. 이 M2부분의 정확한 시작은 즉 최대값 Smax에 따른 경사진 에지에서 관찰하여 M-시퀀스의 길이만큼 이 에지앞에 놓인다.
M2부분이 데이터 스트림에서 발견되면, 실제의 주기적인 상관은 채널 펄스응답을 결정하기 위하여 제3도와 관련하여 기술된 방식으로 실행될수 있다.
다단계의 전송방법, 예를들면 4-PSK 전송의 경우 하나의 채널로 전송되는 M-시퀀스가 수신시 이 채널에 나타나는 것이 아니라 다른 채널에서 나타나는 경우가 전송경로상에서 위상 시프트를 통해 발생할 수 있다. 이는 4-PSK전송시 90˚만큼 위상 시프트가 발생한 경우이다. 위상의 위치가 다른 경우 중첩된 데이터 스트림의 M-시퀀스의 부분들이 어느 하나의 채널에도 그리고 다른 채널에도 나타난다, 각각의 채널에 별도의 M-시퀀스를 전송하려면, 장애에 대한 평가가 이루어 질 수 있어야 한다. 그러므로 단지 하나의 채널을 통해 M-시퀀스를 송신측에서 전송하지만 수신측에서 2개의 채널을 평가하는 것이 바람직하다.
제6도는 상관 스펙트럼에서 검출된 성분에 의한 제어를 통해 전송채널의 전송특성이 거의 역으로 시뮬레이트되도록 제어될 수 있는 필터장치를 나타낸다. 이 장치는 도시된 것과 같은 구조의 정합 필터(1)로 이루어져 있다. 아직 등화되지 않은 전송 채널의 펄스 응답(×1)이 정합 필터(1)의 입력에 도시된 구조를 갖는다고 가정한다. 필터의 특성은 계수 C0, C1및 C2를 통해 제어되는데, 이 계수들은 상관 스펙트럼에서 발견되는 개별성분에 상응한다. 개별경로들을 총합한 후, 예를들면 3개의 다른 전송경로에 대해 돌출한 주요성분 및 그의 앞뒤에 있는 작은 부성분을 포함하는 스펙트럼(×2)이 나타난다. 스펙트럼(×2)은 이제 등화기(2)를 통해 가이드되며, 이 등화기의 계수는 정합 필터의 출력에서 수정 스펙트럼(×2)으로부터 얻어진다. 등화기의 출력에 있는 스펙트럼(×3)은, 주요성분 앞에 배열된 성분이 많이 감쇠되어 나타나도록 여파되는 반면, 그 뒤에 있는 성분들은 가급적 변하지 않도록 여파된다.
피드백-등화기(3)가 등화기(2)에 연결되어 있고, 피드백-등화기의 구조 역시 도시되어 있다. 피드백 등화기의 계수는 등화기(2)의 출력에 있는 스펙트럼(×3) 성분으로 얻어진다. 실제로 주요성분이 존재하는 스펙트럼(×4)이 피드백-등화기(3)의 출력에 나타나는 반면, 그 뒤의 부분적인 성분이 지워지며 단지 그 앞에 있는 부분적인 성분만이 곧 알아볼 수 있다. 이 주요성분의 값은 그에 이웃한 성분과 비교하여 매우 크므로, 분명한 구별이 이뤄질 수 있고 전송된 유효 데이터가 분명하게 평가될 수 있다.

Claims (5)

  1. 유효 데이터의 전송전에 인증된 구조의 테스트 시퀀스가 전송되며, 수신된 테스트 시퀀스는 수신기에 기억된 인증된 구조의 테스트 시퀀스와 상관되고, 상관 스펙트럼의 형태인 상관의 결과로서 얻어진 채널의 펄스응답은 전송 채널의 역전송함수를 시뮬레이트하는 필터장치의 필터 계수를 제어하기위해 사용되는, 다중경로 수신의 경우 전송채널을 경유하여 전송되는 디지털 부호화 신호용 수신기에서 신호로부터 왜곡을 제거하기 위한 방법에 있어서, 두개의 동일한 M-시퀀스는 테스트 시퀀스로써 연속해서 전송되며; 상기 수신기에 기억된 M-시퀀스는 유효 데이터와 M-시퀀스로 이루어지고 다중 경로 수신의 경우 시간적으로 오프셋되게 중첩된 데이터 스트림의 어느 하나의 부분과 주기적으로 상관되며; 상기 부분은 수신기에 가장 먼저 도착하는 제2M-시퀀스에 의해 미리 주어지고; 상기 기억된 M-시퀀스는 데이터 스트림의 상기 부분과 바이트 단위로 곱해지며, 곱셈결과가 가산되고, 상기 부분이 상기 기억된 M-시퀀스에 대하여 1바이트 시프트된 후에 상기 부분의 각 바이트가 상기 기억된 M-시퀀스의 모든 바이트와 한번 곱해질 때 까지 곱셈 단계 및 가산 단계가 반복되며, 이와같이 얻어진 가산 결과로부터 M-시퀀스와 동일한 길이의 전체 시퀀스가 상관 스펙트럼으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 부분을 검출하기 위해 M-시퀀스 및 유효 데이터로 부터 형성된 데이터 스트림은 M-시퀀스의 길이에 걸쳐 기억된 M-시퀀스와 연속적으로 상관되며, M-시퀀스의 길이의 데이터 스트림의 일부가 기억된 M-시퀀스와 바이트 단위로 곱해지며, 곱셈의 결과를 가산하며, 하나의 바이트 만큼 시프트된 부분이 데이터 스트림으로부터 선택되며, 이 부분 및 그 다음 부분에 대한 곱셈단계 및 가산단계가 수행되고, 상관 값은 하나의 M-시퀀스만큼 지연된 상관값과 곱해지며, 얻어진 적은 M-시퀀스의 길이에 걸쳐 가산되고, 그와 같이 발생된 계속적안 합계함수로부터 최대값이 평가되며, M-시퀀스의 길이와 동일한 길이를 가진, 합계 함수의 최대값 다음의 하강 에지 앞에 배치된 데이터 스트림의 부분이 주기적인 상관에 대한 부분으로써 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 테스트 시퀀스의 주기는 전송채널에서 최대 전송시간차보다 더 크게 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 4PSK 전송과 같은 다단계 전송 방법에서, 테스트 시퀀스가 하나의 채널에만 전송되는 반면, 예를들면 0들 또는 1들과 같이 동일값만이 동일한 시간주기동안 다른 채널에서 전송되고, 상관이 두 개의 채널에서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 합계 함수들은 두 개의 채널로부터 시간적으로 일치하는 상관 값들의 조합된 평가에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4132200A1 (de) * 1991-09-27 1993-04-01 Aeg Mobile Communication Zeitmultiplex-verfahren zur bestimmung der mittleren phasenaenderung eines empfangssignals
DE4132738A1 (de) * 1991-10-02 1993-04-08 Aeg Mobile Communication Digitales nachrichtenuebertragungssystem
DE4201810A1 (de) * 1992-01-24 1993-07-29 Aeg Mobile Communication Digitales nachrichtenuebertragungssystem
DE4206454C1 (ko) * 1992-02-26 1993-04-29 Siemens Ag, 8000 Muenchen, De
JPH07311735A (ja) * 1994-05-18 1995-11-28 Hitachi Ltd データ転送装置
DE19743171A1 (de) * 1997-09-30 1999-04-01 Daimler Benz Ag Verfahren zur Entzerrung eines Empfangssignals
DE19743168A1 (de) * 1997-09-30 1999-04-01 Daimler Benz Ag Verfahren zur Entzerrung eines Empfangssignals
US7180990B1 (en) 1999-05-27 2007-02-20 Mci, Llc Prepaid telephone calling card with message recording capability
US6151358A (en) * 1999-08-11 2000-11-21 Motorola, Inc. Method and apparatus, and computer program for producing filter coefficients for equalizers
US7103108B1 (en) * 2001-05-17 2006-09-05 Cypress Semiconductor Corp. Digital signal processor transceiver

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2608258C2 (de) * 1976-02-28 1984-04-05 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Einseitenband- oder Zweiseitenband- Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger
DE2621685A1 (de) * 1976-05-15 1977-12-01 Licentia Gmbh Adaptive entzerrerschaltung
US4112370A (en) * 1976-08-06 1978-09-05 Signatron, Inc. Digital communications receiver for dual input signal
DE2653970C2 (de) * 1976-11-27 1985-12-05 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Nachrichtenübertragungsverfahren
DE2952158A1 (de) * 1979-12-22 1981-06-25 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Funk-nachrichtenuebertragungsverfahren mit begrenzten, insbesondere sehr kurzen sendezeiten und empfaenger hierfuer
JPS5744339A (en) * 1980-08-29 1982-03-12 Hitachi Ltd Signal processing system
US4392232A (en) * 1981-09-28 1983-07-05 B-Systems, Inc. Simplified transversal correlator for MSK and MSK related waveforms
DE3202727A1 (de) * 1982-01-28 1983-08-04 AEG-Telefunken Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang Schaltungsanordnung zur adaptiven entzerrung von troposcatterstrecken im diversitybetrieb
US4606045A (en) * 1982-08-02 1986-08-12 Trw Inc. Method and apparatus for detecting an equalizer training period in a receiving-end modem
DE3246525A1 (de) * 1982-12-16 1984-06-20 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Einrichtung zur entzerrung linearer zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter nachrichtenuebertragungskanaele
US4621366A (en) * 1984-02-22 1986-11-04 Universal Data Systems, Inc. Modem equalizer training using previously stored parameters
US4599732A (en) * 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
FI844810A0 (fi) * 1984-12-05 1984-12-05 Nokia Oy Ab Foerfarande foer mottagning och detektering av digitala signaler.
DE3540716C2 (de) * 1985-11-16 1994-02-24 Deutsche Aerospace Verfahren zur Entzerrung linearer zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter Nachrichtenübertragungskanäle
GB2198913B (en) * 1986-12-11 1990-12-19 Plessey Co Plc Troposcatter modem receiver

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Publication number Publication date
DE3918340A1 (de) 1990-12-13
US5274669A (en) 1993-12-28
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HK13296A (en) 1996-02-02
EP0475984B1 (de) 1994-11-09
ATE114097T1 (de) 1994-11-15
JPH04505690A (ja) 1992-10-01
JP3233926B2 (ja) 2001-12-04

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