JPWO2020090106A1 - レーダ装置及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

レーダ装置（１）は、基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するＰＲＩ制御部（１４）と、当該複数組のパルス繰り返し周期に基づいて複数の送信パルス信号を生成する信号生成回路（１０）と、複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、当該外部空間から複数の反射波信号を受信する送受信部（１１）と、複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより複数の受信信号を生成する受信回路（１３）と、複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する領域変換部（４０）と、複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部（５０）とを備える。

Description

本発明は、移動物体などの目標を検出するレーダ技術に関し、特に、コヒーレント積分を含む信号処理により目標を検出するレーダ技術に関するものである。

一般的なパルスドップラレーダは、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＰＲＩ）に基づいて複数のパルス波を送信し、その後、目標から当該複数のパルス波に対応する複数の反射波を受信して複数の受信信号を生成し、当該複数の受信信号を基に目標の相対速度（目標速度）を推定することができる。

このようなパルスドップラレーダの中には、目標検出性能の向上を目的として、パルス波の送信間隔を不等間隔にするパルス毎スタガ（ｐｕｌｓｅ−ｔｏ-ｐｕｌｓｅ ｓｔａｇｇｅｒ）方式を採用するものが知られている。しかしながら、パルス毎スタガ方式では、パルス繰り返し周期が一定ではない。これにより受信信号に位相変化が生じ、コヒーレント積分の際にエネルギーの損失（積分損失）が発生することがある。特許文献１（特開平６−２９４８６４号公報）には、パルス毎スタガ方式で動作しても、受信信号（受信ビデオ信号）に対してコヒーレント積分を実行する際の損失発生を回避することができるパルスドップラレーダが開示されている。特許文献１に開示されているパルスドップラレーダは、パルス繰り返し周期の値と目標速度の値とから受信信号の位相変化を予測し、その予測結果を用いて当該受信信号の位相を補正することにより積分損失の発生を回避している。

特開平６−２９４８６４号公報（たとえば、図１を参照）

上記したとおり、特許文献１に開示されているパルスドップラレーダでは、受信信号の位相を補正するために目標速度の値を必要とする。このため、目標速度の検出に失敗した場合、あるいは、目標速度の検出精度が低い場合には、積分損失が発生して目標検出性能を劣化させるという課題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、目標速度の値を必要とせずに、積分損失を抑圧して目標検出性能の向上を図るレーダ装置及び信号処理方法を提供することである。

本発明の一態様によるレーダ装置は、予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するＰＲＩ制御部と、前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部とを備えることを特徴とする。

本発明の一態様によれば、予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組が複数組設定されるので、信号変換部は、目標速度の値を必要とせずに、領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能となる。

本発明に係る実施の形態１のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１の信号生成回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 パルス繰り返し周期の設定例を示すグラフである。 パルス繰り返し周期の他の設定例を示すグラフである。 実施の形態１の受信回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１のレーダ信号処理回路の動作手順を概略的に示すフローチャートである。 図７Ａは、パルス繰り返し周期がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号の位相状態の例を概略的に示す図であり、図７Ｂは、実施の形態１に係るパルス繰り返し周期が設定された場合に得られる周波数領域信号の位相状態の例を概略的に示す図である。 ３種類の周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示すグラフである。 実施の形態１のＰＲＩ制御部及びレーダ信号処理回路の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態２のレーダ装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１におけるパルス圧縮信号とパルス繰り返し周期との間の関係を示す図である。 実施の形態２のオーバサンプリング処理を説明するための図である。 実施の形態２のレーダ信号処理回路の動作手順を概略的に示すフローチャートである。 図１４Ａは、実施の形態１で生成された周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示す図であり、図１４Ｂは、実施の形態２で生成された周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態３のレーダ装置の構成を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態４のレーダ装置の構成を概略的に示す図である。 実施の形態４の信号生成回路の概略構成図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１のレーダ装置１の概略構成を示すブロック図である。図１に示されるようにレーダ装置１は、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌｓ，ＰＲＩｓ）Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）に基づくタイミングで複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成する信号生成回路１０と、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）をアンテナ（空中線）１２に出力し、その後、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）にそれぞれ対応する複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を受信する送受信部１１と、当該複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）にアナログ信号処理を施して複数の受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を生成し、当該複数のアナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を複数の受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）にそれぞれ変換する受信回路１３と、当該複数の受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出するレーダ信号処理回路３０と、その検出結果を表示する表示器６０とを備えている。

また、レーダ装置１は、信号生成回路１０で使用されるパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）を設定するＰＲＩ制御部１４を備える。レーダ装置１の使用周波数帯としては、たとえば、ミリ波帯またはマイクロ波帯などの周波数帯を使用することが可能である。

送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ），反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）及び受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）について、変数ｔは時間を表し、変数ｈは、パルスヒット番号を表す０〜Ｈ−１の範囲内の整数であり、Ｈはパルスヒット数である。以下、パルスヒット番号ｈを「ヒット番号ｈ」という。また、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）における変数ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ（ｈ）−１の範囲内の整数であり、Ｍ（ｈ）は、ヒット番号ｈに関するサンプリング点数である。

アンテナ１２は、送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）に応じた送信波Ｔｗを外部空間に放射することができ、その後、外部空間から戻ってきた反射波Ｒｗを受信する。送受信部１１は、アンテナ１２の受信出力に応じた反射波信号Ｒｘ（０，ｔ）〜Ｒｘ（Ｈ−１，ｔ）を受信回路１３に出力する。

図２は、実施の形態１の信号生成回路１０の構成例を概略的に示すブロック図である。図２に示されるように信号生成回路１０は、局部発振器２０、パルス生成器２１、パルス内変調器２２及び出力部２３を有する。局部発振器２０は、使用周波数帯の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス生成器２１及び受信回路１３に出力する。

具体的には、局部発振器２０は、次式（１）で示されるような、或る観測期間（時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝Ｔ_ｏｂｓまでの期間）内に一定の送信周波数ｆ_０を有する局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成することができる。

ここで、ｔは時刻、Ａ_Ｌは局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の振幅、φ_０は局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の初期位相、Ｔ_ｏｂｓは観測期間の上限、ｊは虚数単位である。

図１に示されるＰＲＩ制御部１４は、パルス幅Ｔ_０と一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）とをパルス生成器２１に供給する。図２に示されるパルス生成器２１は、パルス幅Ｔ_０及びパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）に基づき、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を変調して複数のパルス信号を連続的に生成することができる。

たとえば、ＰＲＩ制御部１４は、ｈ＝０，１，…，Ｈ−１について、予め定められた基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とヒット番号ｈに関する変化量ΔＴ_ｐｒｉ（ｈ）とに基づき、式（２）に示されるようなパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）を算出することができる。

より具体的には、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定する。このようなパルス繰り返し周期の設定により、他のレーダシステムとの電波干渉を抑制することができる。たとえば、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組を複数組設定し、各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}と一致するようにすることができる。次式（３）は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の設定例を示す式である。

式（３）において、ｋは０以上の整数、Ｋ_ｐｒｉ（ｈ）は、ヒット番号ｈに関してパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）を制御するための係数（以下「ＰＲＩ係数」ということがある。）を示す。式（３）によれば、ヒット番号ｈが偶数のときは（ｈ＝２ｋ）、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）は、（１＋Ｋ_ｐｒｉ（ｈ））Ｔ_{ｐｒｉ，０}の値をとり、ヒット番号ｈが奇数のときは（ｈ＝２ｋ＋１）、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）は、（１＋Ｋ_ｐｒｉ（ｈ））Ｔ_{ｐｒｉ，０}の値をとるように設定される。ＰＲＩ係数Ｋ_ｐｒｉ（ｈ）は、ヒット番号ｈの値に関わらず一定値に設定されてもよいし、あるいは、ヒット番号ｈごとに個別の値に設定されてもよい。

図３及び図４は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の設定例を示すグラフである。図３及び図４のグラフにおいて、横軸は、ヒット番号ｈを示し、縦軸は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）を示し、丸印がパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の値を表している。図３の設定例では、式（３）のＰＲＩ係数Ｋ_ｐｒｉ（ｈ）がヒット番号ｈの値に関わらず一定値に設定されている。このとき、式（２）の変化量ΔＴ_ｐｒｉ（ｈ）は一定である。一方、図４の設定例では、式（３）のＰＲＩ係数Ｋ_ｐｒｉ（ｈ）がヒット番号ｈごとに異なる値に設定されており、ヒット番号ｈの値が大きくなるほど、変化量ΔＴ_ｐｒｉ（ｈ）（＝Ｋ_ｐｒｉ（ｈ）×Ｔ_{ｐｒｉ，０}）が大きな値となるように設定されている。受信信号同士（たとえば、受信アナログ信号同士）の干渉を防止する観点からは、図３に示されるパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）よりも、図４に示されるパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）のほうが好ましい。

本実施の形態のＰＲＩ制御部１４は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３０にＰＲＩ制御部１４が組み込まれてもよい。

次に、図２に示されるパルス生成器２１は、ＰＲＩ制御部１４によって設定されたパルス幅Ｔ_０及び一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）に基づき、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を変調して複数のパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）を生成することができる。

具体的には、パルス生成器２１は、パルス幅Ｔ_０及び一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）に基づき、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を変調して、次式（４）に示される複数のパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）を生成することができる。

式（４）において、Ω［ｈ］は、次式（５）を満たす時刻ｔの集合である（ただし、Ｔ_ｐｒｉ（−１）＝０）。

なお、本実施の形態のＰＲＩ制御部１４は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３０にＰＲＩ制御部１４が組み込まれてもよい。

次に、パルス内変調器２２は、当該複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施して複数のパルス内変調信号を送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）として生成する。出力部２３は、それら送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送受信部１１に出力する。このとき、出力部２３は、送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）に増幅などの処理を施してもよい。具体的には、パルス内変調器２２は、先ず、次式（６）に従い、変調帯域幅Ｂ_０を用いて、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を周波数変調するための変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）を生成する。

さらに、パルス内変調器２２は、次式（７）に示されるように、変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）を用いて周波数変調されたパルス内変調信号、すなわち送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成することができる。

アンテナ１２は、複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送信波Ｔｗとして外部空間に放射し、その後、外部空間内の目標Ｔｇｔから戻ってきた反射波Ｒｗを受信することができる。送受信部１１は、次式（８）に示されるような反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を出力することができる。

式（８）において、Ａ_Ｒは、目標Ｔｇｔで反射された反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）の振幅、Ｒ_０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、τは１パルス内の時刻、ｃは光速である。また、Λ［ｈ］は、次式（９）を満たす時刻ｔの集合である。

次に、受信回路１３の構成について説明する。図５は、受信回路１３の構成例を概略的に示すブロック図である。図５に示されるように受信回路１３は、ダウンコンバータ（混合器）２４、帯域フィルタ２５、増幅器２６、位相検波器２７及びＡ／Ｄ変換器２８を備えて構成されている。

図５に示されるダウンコンバータ２４は、反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を、より低い周波数帯域（たとえば中間周波数帯域）のアナログ信号に変換する。帯域フィルタ２５は、当該アナログ信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する。増幅器２６は、当該フィルタ信号を増幅して増幅信号を出力する。そして、位相検波器２７は、当該増幅信号を位相検波して同相成分と直交成分とからなる検波信号を受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）として生成する。次式（１０）は、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｍ）を表す式である。

ここで、Ａ_Ｖは、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）の振幅、右上添え字「＊」は複素共役を示す。局部発振信号Ｌ_０ ^＊（ｔ）は、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の複素共役である。

Ａ／Ｄ変換器２８は、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を所定のサンプリング間隔Δｔでサンプリングすることで、次式（１１）に示されるような受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）を生成することができる。

式（１１）において、ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ（ｈ）−１の範囲内の整数であり、Ψ［ｈ］は、次式（１２）の条件式を満たすサンプリング番号ｍの集合である。

レーダ信号処理回路３０は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出することができる。以下、図１及び図６を参照しつつ、レーダ信号処理回路３０の構成及び動作について説明する。図６は、実施の形態１のレーダ信号処理回路３０の動作手順を概略的に示すフローチャートである。

図１に示されるようにレーダ信号処理回路３０は、信号変換部４０及び目標検出部５０を備えている。信号変換部４０は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号を用いた相関処理を施すことによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する相関処理部４２と、複数のパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）に対して、所定のアルゴリズムに基づいてパルスヒット方向の離散フーリエ変換を実行することにより複数の周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）（ｈ_ｆｆｔ＝０〜Ｈ−１）を生成する領域変換部４４とを有する。また、目標検出部５０は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部５１と、当該検出された目標候補に関する目標情報を算出する目標候補情報算出部５２とを有している。

先ず、相関処理部４２は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘ（ｍ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１１）。具体的には、相関処理部４２は、参照信号Ｅｘ（ｍ）と受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）との間で相関演算を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することができる。参照信号Ｅｘ（ｍ）としては、次式（１３）に示されるように変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）の変調成分Ｂ_０／（２Ｔ_０）を有する参照信号が使用可能である。

式（１３）において、Ａ_Ｅは、参照信号Ｅｘ（ｍ）の振幅であり、Φ［ｍ］は、次式（１４）の条件を満たすΔｔの集合である。

たとえば、相関処理部４２は、次式（１５）に示すような畳み込み演算を実行することにより相関演算を実行すればよい。

ここで、Ｍ_ｐは、パルス内サンプリング点数である。なお、式（１５）で示される相関演算に代えて、公知の周波数領域の畳込み演算に基づく相関演算が実行されてもよい。

次に、領域変換部４４は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対して、所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１３）。離散フーリエ変換は、次式（１６）で表される。

ここで、ｈ_ｆｆｔは、周波数領域のサンプリング番号、Ｈは、離散フーリエ変換点数である。

式（１１）〜（１５）を用いて式（１６）を変形すれば、次式（１７）が得られる。

ここで、Ａは、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の振幅である。

式（１７）を整理すれば、次式（１８）を得ることができる。

式（１８）の右辺は３つの項の積からなる。当該右辺の積のうち第３項の値の大きさが最大になれば、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる。当該第３項の値の大きさがほぼ最大になる条件は、次式（１９）のとおりである。

式（１９）の左辺のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とほぼ一致する場合、式（１９）は、次式（２０）となる。

パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とほぼ一致する１つの条件は、上記のとおり、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組を複数組設定することである。当該複数組の各組をなすパルス繰り返し周期の平均値は基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}と一致する。より具体的な例としては、式（３）が使用される場合に、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の平均値を基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とほぼ一致させることができる。

式（２０）の条件を満たすサンプリング番号ｈ_ｆｆｔをｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}と表すとすれば、サンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}は、次式（２１）に示すように表現される。

したがって、周波数領域のサンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}について高い積分効率が得られる。このとき、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}に基づく周波数範囲は、次式（２２）の速度値ｖ_{ａｍｂ，０}に基づいて算出可能である。

ところで、各組をなすパルス繰り返し周期がそれぞれ完全に対称的な値を有していなくても、次式（２３）に示すようにパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とほぼ一致するとの条件を満たすように、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも短いパルス繰り返し周期との組が複数組設定されれば、高い効率で離散フーリエ変換に基づくコヒーレント積分を実行することが可能である。

周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の生成（図６のステップＳＴ１３）がなされた後は、目標候補検出部５１は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出する（ステップＳＴ１５）。具体的には、たとえば、目標候補検出部５１は、公知のＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｅ−Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理を用いて目標候補を検出すればよい。たとえば、ＣＡ−ＣＦＡＲ処理では、誤警報確率Ｐ_ｆａが一定値となるように最大の検出確率を得ることができるので、誤検出を制御することができ、雑音をなるべく検出せずに、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出することができる。

目標候補検出部５１は、検出された単数または複数の目標候補に割り当てられた目標候補番号ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応するサンプリング番号ｍ＝ｍ_ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応する周波数領域のサンプリング番号ｈ_ｆｆｔ＝ｈ_{ｆｆｔ，ｎｔｇ}とを目標候補情報算出部５２の出力することができる。説明の便宜上、目標候補番号ｎｔｇは、１〜Ｎ_ｔｇの範囲内の整数をとるものとする。

次に、目標候補情報算出部５２は、目標候補に関する相対距離及び相対速度を算出し、当該相対距離及び相対速度を示すデータを表示器６０に出力する（図６のステップＳＴ１６）。具体的には、たとえば、目標候補情報算出部５２は、次式（２４）に従い、目標候補番号ｎｔｇとサンプリング番号ｍ_ｎｔｇとに基づいてｎｔｇ番目の目標候補の相対距離Ｒ_{０，ｎｔｇ}を算出することができる。

また、目標候補情報算出部５２は、次式（２５）に従い、ｎｔｇ番目の目標候補の相対速度Ｖ_{０，ｎｔｇ}を算出することができる。

式（２５）において、Δｖ_ｆｆｔは、次式（２６）に示されるような相対速度のサンプリング間隔である。

目標候補情報算出部５２は、目標候補番号ｎｔｇ、相対距離Ｒ_{０，ｎｔｇ}及び相対速度Ｖ_{０，ｎｔｇ}の組み合わせを目標情報として表示器６０に出力することができる。表示器６０は、当該目標情報を画面に表示することができる。

実施の形態１によれば、信号変換部４０は、目標検出部５０で検出された目標候補の相対速度を使用せずに、離散フーリエ変換を用いた領域変換処理を実行している。この場合でも、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するので、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度を大きくすることができ、領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能である。

特に、図３及び図４に例示されるように、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}に関して対称的な値をそれぞれ有する偶数番目及び奇数番目のパルス繰り返し周期の組が複数組設定され、各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}と一致する場合には、積分損失の抑圧が可能となる。

図７Ａは、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合におけるパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）の位相状態の例を概略的に示す図である。これに対し、図７Ｂは、本実施の形態に係る式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合におけるパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）の位相状態の例を概略的に示す図である。図７Ａ及び図７Ｂのグラフにおいて、横軸は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の実数部Ｒｅを表し、縦軸は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の虚数部Ｉｍを表している。図７Ｂに例示されるように、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の位相は、ヒット番号ｈが偶数の場合と、ヒット番号ｈが奇数の場合との両方または一方でほぼコヒーレントな状態となるので、積分効率の低下を抑制することができる。

図８は、３種類の周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示すグラフである。図８のグラフにおいて、横軸は、周波数に対応する速度を示し、縦軸は、電力を示している。図８において、実線は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表し、破線は、本実施の形態に係る式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合に得られる周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。また、一点鎖線は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）がランダムに設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。

パルス繰り返し周期がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合には、図８に示されるように、完全なコヒーレント積分が実行されて電力Ｐ_ｍａｘが得られる。パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）がランダムに設定されたと仮定した場合には、電力Ｐ_ｒａｎｄは拡散する。これに対し、式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合には、電力Ｐ_ｍａｘは得られないものの、閾値電力Ｐ_ｔｈ以上の所望の電力Ｐ_０を確保することができる。

この点に関し、ＰＲＩ制御部１４は、閾値電力Ｐ_ｔｈ以上の所望の電力Ｐ_０と所望の信号対雑音電力比ＳＮＲ_０を確保するために、信号変換部４０は、式（２）の変化量ΔＴ_ｐｒｉ（ｈ）を、次式（２７），（２８），（２９）を満たす値に設定することができる。

式（２７）において、ΔＤ_ｐｒｉは、変化量ΔＴ_ｐｒｉ（ｈ）の上限値である。式（２９）において、ＳＮＲ_ｍａｘは、図８の電力Ｐ_ｍａｘとともに得られる信号対雑音電力比、ＳＮＲ_ｒｎｄは、図８の電力Ｐ_ｒａｎｄとともに得られる信号対雑音電力比、ＳＮＲ_ｔｈは、図８の閾値電力Ｐ_ｔｈとともに得られる信号対雑音電力比である。

以上に説明したように実施の形態１は、目標検出部５０で検出された目標候補の相対速度の値を必要とせずに、離散フーリエ変換を用いた領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能となる。したがって、所望の積分効率と高ＳＮＲを実現し、目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。

なお、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現されればよい。

図９は、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図９に示される信号処理回路７０は、ＬＳＩで構成されたプロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を含んで構成されている。信号路７５は、プロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を相互に接続するためのバスである。プロセッサ７１は、入出力インタフェース７４を介して表示器６０及び受信回路１３と接続される。

メモリ７２は、たとえば、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能を実現するためにプロセッサ７１によって実行されるべき各種プログラムコードを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ７１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該ディジタル信号処理で使用されるデータが展開される一時記憶メモリを含む。メモリ７２としては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）などの複数の半導体メモリが使用されればよい。

プロセッサ７１は、記憶装置７３にアクセスすることができる。記憶装置７３は、プロセッサ７１に対する設定データ及び信号データなどの各種データを蓄積するために使用される。記憶装置７３としては、たとえば、ＳＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ）またはＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）が使用可能である。なお、この記憶装置７３に、メモリ７２に記憶されるべきデータを蓄積しておくこともできる。

図９の例では、信号処理回路７０は、単一のプロセッサ７１を用いて実現されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いてＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能が実現されてもよい。さらには、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能のいずれかが専用のハードウェアで実現されてもよい。

実施の形態２．
図１０は、本発明に係る実施の形態２のレーダ装置２の構成を概略的に示すブロック図である。図１０に示されるようにレーダ装置２は、信号生成回路１０、送受信部１１、受信回路１３、レーダ信号処理回路３１及び表示器６０を備えている。本実施の形態のレーダ装置２の構成は、実施の形態１のレーダ信号処理回路３０に代えて図１０のレーダ信号処理回路３１を備える点と、実施の形態１のＰＲＩ制御部１４に代えて図１０のＰＲＩ制御部１５を備える点とを除いて、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同じである。

本実施の形態のＰＲＩ制御部１５は、ＰＲＩ設定部１５ａ及びＧＣＤ設定部１５ｂを有する。ＰＲＩ設定部１５ａは、実施の形態１のＰＲＩ制御部１４と同様に、パルス幅Ｔ_０と一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）とを信号生成回路１０に供給する。ＰＲＩ設定部１５ａは、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定し、当該複数組のパルス繰り返し周期を一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）として信号生成回路１０に供給することができる。

ＧＣＤ設定部１５ｂは、ＰＲＩ設定部１５ａで設定された一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを設定し、当該最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを信号変換部４１に供給する。最大公約数ΔＴ_ＧＣＤは、次式（３０）で表される。

式（３０）において、ＧＣＤ（）は、Ｈ個のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数を与える演算子である。ＧＣＤ設定部１５ｂは、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの設定値を算出してもよいし、あるいは、メモリに予め記憶されたデータ値を最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの設定値として使用してもよい。最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの値は、整数で表現されてもよく、あるいは、小数で表現されてもよい。また、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの値は、積分損失の所望の抑圧量と所望の信号対雑音比とを得ることができる精度で算出されていればよい。

本実施の形態の信号変換部４１は、実施の形態１の信号変換部４０と同様に、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号を用いた相関処理を施すことによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する相関処理部４２を備えている。

本実施の形態の信号変換部４１は、さらに、オーバサンプリング部４３と領域変換部４５とを備える。オーバサンプリング部４３は、ヒット番号ｈに関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する機能を有している。サンプリング点数Ｑは、たとえば、次式（３１）で与えられる整数である。

領域変換部４５は、Ｑ個のデータ点のパルス圧縮信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に対してパルスヒット方向の離散フーリエ変換を実行することによりＱ個のデータ点の周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）（ｈ_ｆｆｔ＝０〜Ｑ−１）を生成する。

ＰＲＩ制御部１５は、パルス波の送信間隔を不等間隔にするパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）を設定するので、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）のＨ個のデータ点は、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔のデータ点となる。実施の形態１では、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）から生成されるパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のＨ個のデータ点も、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔のデータ点である。実施の形態１の領域変換部４４は、不等間隔のデータ点に対して離散フーリエ変換を実行することとなるので、十分な積分効率もしくは十分な演算精度が得られない場合がある。

そこで、実施の形態２のオーバサンプリング部４３は、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する。

これにより、本実施の形態の領域変換部４５は、オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して精度の良い離散フーリエ変換を実行することができる。特に、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）のアルゴリズムに基づいて離散フーリエ変換が実行される場合には、時間的に等間隔のデータ点が要求される。本実施の形態は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、少ない演算量で積分効率の向上を実現することができる。

具体的には、オーバサンプリング部４３は、各パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）ごとに、上記式（３０）で与えられる最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを用いて、Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）／ΔＴ_ＧＣＤの比率でオーバサンプリングを実行する。

今、同じサンプリング番号ｍについて、ヒット番号ｈが零のときのパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（０，ｍ）が、サンプリング番号ｈ_ＧＣＤが零のときのオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（０，ｍ）と一致するものとする。非零のヒット番号ｈについては、サンプリング番号ｈ_ＧＣＤが次式（３２）で示される範囲内に制限される場合を考える（ただし、Ｔ_ｐｒｉ（−１）＝０）。

式（３２）の条件下で、オーバサンプリング部４３は、同じサンプリング番号ｍについて、次式（３３）に従ってオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）を生成することができる。

ここで、ｍｏｄ（ｘ，ｙ）は、整数ｘを整数ｙで除算したときの余りを与える剰余演算子である。

式（３２），（３３）によれば、サンプリング番号ｈ_ＧＣＤに対応するパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のサンプルが存在する場合（剰余演算子が零値を与える場合）には、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）が出力され、サンプリング番号ｈ_ＧＣＤに対応するパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のサンプルが存在しない場合（剰余演算子が非零の値を与える場合）には、零値が出力される。

図１１は、ヒット番号ｈ、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）及びパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の間の関係を概略的に示す説明図である。パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（０，ｍ），Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（１，ｍ），…，Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（Ｈ−１，ｍ）は、不等間隔のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０），Ｔ_ｐｒｉ（１），…，Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）にそれぞれ対応している。図１２は、ヒット番号ｈ、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）、サンプリング番号ｈ_ＧＣＤ及びオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）の間の関係を概略的に示す説明図である。図１２に示されるように、偶数番目のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）は、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの３倍の長さを有し、奇数番目のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）は、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの２倍の長さを有する。偶数番目のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）については、３倍の比率でオーバサンプリングが実行されるので、入力データ点数の３倍の出力データ点が生成される。奇数番目のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）については、２倍の比率でオーバサンプリングが実行されるので、入力データ点数の２倍の出力データ点が生成される。式（３２），（３３）によるオーバサンプリングが実行される場合、オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（０，ｍ）〜Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（４，ｍ），は、次式のとおりとなる。
Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（０，ｍ）＝Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（０，ｍ）、
Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（１，ｍ）＝０、
Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（２，ｍ）＝０、
Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（３，ｍ）＝Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（１，ｍ）、
Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（４，ｍ）＝０。

なお、オーバサンプリング部４３は、式（３３）により得られたオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）をそのまま領域変換部４５に出力してもよいが、これに限定されるものではない。オーバサンプリング部４３は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのディジタルフィルタを使用して、式（３３）により得られたオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）にフィルタリングを施してフィルタ信号を算出し、当該フィルタ信号を領域変換部４５に出力してもよい。

次に、図１３は、実施の形態２のレーダ信号処理回路３１の動作手順を概略的に示すフローチャートである。以下、図１３を参照しつつ、本実施の形態のレーダ信号処理回路３１の動作について説明する。

先ず、実施の形態１の場合と同様に、相関処理部４２は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘ（ｍ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１１）。

次に、オーバサンプリング部４３は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）をオーバサンプリングすることにより、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）を生成する（ステップＳＴ１２）。

その後、領域変換部４５は、オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）またはチャープｚ変換（Ｃｈｉｒｐ Ｚ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＣＺＴ）などの所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１４）。チャープｚ変換のアルゴリズムには、たとえば、ＢｌｕｅｓｔｅｉｎのＦＦＴアルゴリズムなどのＦＦＴを用いたアルゴリズムが使用されればよい。離散フーリエ変換は、次式（３４）で表される。

式（３４）において、ｈ_ｆｆｔは、周波数領域のサンプリング番号を表す０〜Ｑ−１の範囲内の整数であり、Ｑは、離散フーリエ変換点数である。

実施の形態１に係る式（２０）を導出する際の議論を適用すると、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる条件として、次式（３５）が成立する。

式（３５）の条件を満たすサンプリング番号ｈ_ｆｆｔをｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤ}と表すとすれば、サンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤ}は、次式（３６）に示すように表現される。

したがって、周波数領域のサンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤ}について高い積分効率が得られる。このとき、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤに基づく周波数範囲は、次式（３７）の速度値ｖ_{ａｍｂ，ＧＣＤ}に基づいて算出可能である。

領域変換部４５は、ＦＦＴを用いた公知のチャープｚ変換（ＣＺＴ）のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行する場合には、所望のドップラ周波数範囲についてのみ離散フーリエ変換を実行することができるので、演算量の低減が可能となる。たとえば、次式（３８）に示されるように、速度値−ｖ_{ａｍｂ，０}／２に対応する最小ドップラ範囲と速度値＋ｖ_{ａｍｂ，０}／２に対応する最大ドップラ周波数との間の範囲について、ＣＺＴのアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することにより周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成してもよい。

図１４Ａは、実施の形態１で生成された周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルの例を概略的に示す図であり、図１４Ｂは、実施の形態２で生成された周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルの例を概略的に示す図である。図１４Ａ及び図１４Ｂのグラフにおいて、横軸は、ドップラ周波数に対応する速度を示し、縦軸は、電力を示す。図１４Ａにおいて、実線は、積分損失がない場合に得られる周波数領域信号のスペクトルを表し、破線は、実施の形態１に係る周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。また、図１４Ｂにおいて、実線は、実施の形態２に係る周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。図１４Ａでは、最大電力Ｐ_ｍａｘ未満で、閾値電力Ｐ_ｔｈよりも大きい所望の電力Ｐ_０が得られていることが分かる。図１４Ｂでは、最大電力Ｐ_ｍａｘとほぼ等しい電力が得られている。

なお、実施の形態１でも、領域変換部４４は、公知のチャープｚ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行してもよい。

ステップＳＴ１４の実行後は、目標候補検出部５１は、実施の形態１の場合と同様に、周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出する（図１３のステップＳＴ１５）。このとき、目標候補検出部５１は、検出された単数または複数の目標候補に割り当てられた目標候補番号ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応するサンプリング番号ｍ＝ｍ_ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応する周波数領域のサンプリング番号ｈ_ｆｆｔ＝ｈ_{ｆｆｔ，ｎｔｇ}とを目標候補情報算出部５２の出力することができる。

次に、目標候補情報算出部５２は、実施の形態１の場合と同様に、目標候補に関する相対距離及び相対速度を算出し、当該相対距離及び相対速度を示すデータを表示器６０に出力する（図１３のステップＳＴ１６）。このとき、目標候補情報算出部５２は、次式（４０）に示されるサンプリング間隔Δｖ_ｆｆｔを用いて、次式（３９）に従い、ｎｔｇ番目の目標候補の相対速度Ｖ_{０，ｎｔｇ}を算出することができる。

ここで、説明の便宜上、目標候補番号ｎｔｇは、１〜Ｎ_ｔｇｔの範囲内の整数をとるものとする。

以上に説明したように実施の形態２は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）を生成し、当該オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行するので、実施の形態１と比べると、さらなる積分損失の抑圧が可能となる。したがって、高い積分効率と高ＳＮＲとを実現するとともに、目標検出性能が向上したレーダ装置２を提供することができる。

なお、実施の形態２のＰＲＩ制御部１５及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態２のＰＲＩ制御部１５及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。また、ＰＲＩ制御部１５は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３１にＰＲＩ制御部１５が組み込まれてもよい。

実施の形態３．
図１５は、本発明に係る実施の形態３のレーダ装置３の構成を概略的に示すブロック図である。本実施の形態のレーダ装置３の構成は、実施の形態３のＰＲＩ制御部１５に代えて図１５のＰＲＩ制御部１６を備える点を除いて、実施の形態３のレーダ装置２の構成と同じである。

本実施の形態のＰＲＩ制御部１６は、ＰＲＩ設定部１６ａ及びＧＣＤ設定部１６ｂを有する。ＰＲＩ設定部１６ａは、パルス幅Ｔ_０と、等間隔ではない一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）とを信号生成回路１０に供給する。一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）は、基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}よりも短いパルス繰り返し周期との組に限定されるものではない。たとえば、ＰＲＩ設定部１６ａは、ランダムまたは擬似ランダムな値をパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の値として設定することができる。ここで、ＧＣＤ設定部１６ｂは、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの設定値を算出してもよいし、あるいは、メモリに予め記憶されたデータ値を最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの設定値として使用してもよい。最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの値は、整数で表現されてもよく、あるいは、小数で表現されてもよい。また、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤの値は、積分損失の所望の抑圧量と所望の信号対雑音比とを得ることができる精度で算出されていればよい。

ＧＣＤ設定部１６ｂは、実施の形態３のＧＣＤ設定部１５ｂと同様に、一連のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを設定し、当該最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを信号変換部４１のオーバサンプリング部４３に供給する。

本実施の形態のオーバサンプリング部４３は、最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する。本実施の形態の領域変換部４５は、実施の形態２と同様に、オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のアルゴリズムまたはチャープｚ変換（ＣＺＴ）のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆ_{ｄ，ＧＣＤ}（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。チャープｚ変換のアルゴリズムには、たとえば、ＢｌｕｅｓｔｅｉｎのＦＦＴアルゴリズムなどのＦＦＴを用いたアルゴリズムが使用されればよい。これにより、領域変換部４５は、オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して精度の良い離散フーリエ変換を実行することができる。

以上に説明したように実施の形態３は、等間隔ではないパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（０）〜Ｔ_ｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴ_ＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）を生成し、当該オーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行するので、積分損失の抑圧が可能となる。したがって、高い積分効率と高ＳＮＲとを実現するとともに、目標検出性能が向上したレーダ装置３を提供することができる。

なお、実施の形態３のＰＲＩ制御部１６及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態３のＰＲＩ制御部１６及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。また、ＰＲＩ制御部１６は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３１にＰＲＩ制御部１６が組み込まれてもよい。

実施の形態４．
図１６は、本発明に係る実施の形態４のレーダ装置４の構成を概略的に示すブロック図である。本実施の形態のレーダ装置４の構成は、実施の形態１の信号生成回路１０に代えて信号生成回路１０Ａを有する点を除いて、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同じである。図１７は、信号生成回路１０Ａの概略構成図である。信号生成回路１０Ａの構成は、実施の形態１の局部発振器２０に代えて、図１７に示される局部発振器２０Ａを有する点を除いて、実施の形態１の信号生成回路１０の構成と同じである。

本実施の形態では、図１７に示される局部発振器２０Ａが、次式（４１）に示すような、周波数ホッピング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）により発振周波数が変化する局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成する。

ここで、ｔは時刻、Ａ_Ｌは局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の振幅、ｆ_０は中心周波数、ｈはヒット番号、Ｂ_０は変調帯域幅、φ_０は局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の初期位相、Ｔ_ｏｂｓは観測期間の上限、ｊは虚数単位である。

このとき、送受信部１１は、上記式（８）に代えて、次式（４２）に示されるような反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を出力する。

本実施の形態の受信回路１３の構成は、実施の形態１の受信回路１３（図５）のそれと同じである。本実施の形態の受信回路１３の位相検波器２７は、上記式（１０）に代えて、次式（４３）に示されるような検波信号を受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）として生成することができる。

さらに、本実施の形態の受信回路１３のＡ／Ｄ変換器２８は、上記式（１１）に代えて、次式（４４）に示されるような受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）を生成することができる。

式（４４）は、昇順の周波数ホッピングがなされた場合に得られる式である。式（４４）の右辺の積のうちの第１項は、変調帯域幅Ｂ_０とヒット番号ｈとの積を示すパラメータ「ｈＢ_０」を含む。降順の周波数ホッピングがなされる場合には、パラメータ「ｈＢ_０」は、「−ｈＢ_０」に置き換えられる。

このとき、領域変換部４４は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行することにより、次式（４５）に示すような周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。

実施の形態１の場合と同様に、式（４５）を変形すれば、次式（４６）が得られる。

式（４６）の右辺は３つの項の積からなる。当該右辺の積のうち第３項の値の大きさが最大になれば、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる。当該第３項の値の大きさがほぼ最大になる条件は、次式（４７）のとおりである。

式（４７）の左辺のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔ_{ｐｒｉ，０}とほぼ一致する場合、式（４７）は、次式（４８）となる。

式（４８）の条件を満たすサンプリング番号ｈ_ｆｆｔをｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}と表すとすれば、サンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}は、次式（４９）に示すように表現される。

以上に説明したように実施の形態４では、周波数ホッピングが使用されるので、他のレーダシステムとの電波干渉をさらに抑制するとともに、他のレーダシステムの被探知性能を低下させるレーダ装置４を提供することができる。

なお、実施の形態４のＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態４のＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。

以上、図面を参照して本発明に係る実施の形態１〜４について述べたが、実施の形態１〜４は本発明の例示であり、実施の形態１〜４以外の様々な他の実施の形態もありうる。本発明の範囲内において、実施の形態１〜４の自由な組み合わせ、実施の形態１〜４の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。たとえば、実施の形態４の構成において、実施の形態２のオーバサンプリング部４３を組み込み、ＰＲＩ制御部１４に代えて実施の形態２のＰＲＩ制御部１５または実施の形態３のＰＲＩ制御部１６を組み込み、かつ、領域変換部４４に代えて実施の形態２の領域変換部４５を組み込んだ変形例もありうる。

また、実施の形態１〜４の各々において、パルス内変調及び相関処理がない変形例もありうる。この場合、実施の形態１〜４のレーダ信号処理回路３０，３１は、相関処理部４２を有しないように変形される。また、実施の形態１または実施の形態４の領域変換部４４は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して、所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成するように変形されればよい。さらに、実施の形態２または実施の形態３のオーバサンプリング部４３は、ヒット番号ｈに関して時間的に不等間隔なデータ点を有する受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号Ｆ_{Ｖ・Ｅｘ・ＧＣＤ}（ｈ_ＧＣＤ，ｍ）（ｈ_ＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換すればよい。

本発明に係るレーダ装置及び信号処理方法は、移動目標などの目標の相対位置及び相対速度を検出するレーダシステムに利用され得る。また、本願発明に係るレーダ装置は、地上に設置された状態、あるいは、航空機、人工衛星、車両もしくは船舶などの移動体に搭載された状態で使用され得る。

１，２，３，４ レーダ装置、１０，１０Ａ 信号生成回路、１１ 送受信部、１２ アンテナ、１３ 受信回路、１４，１５，１６ ＰＲＩ制御部、２０ 局部発振器、２１ パルス生成器、２２，２２Ａ パルス内変調器、２３ 出力部、２４ ダウンコンバータ、２５ 帯域フィルタ、２６ 増幅器、２７ 位相検波器、２８ Ａ／Ｄ変換器、３０，３１ レーダ信号処理回路、４０，４１ 信号変換部、４２ 相関処理部、４４，４５ 領域変換部、５０ 目標検出部、５１ 目標候補検出部、５２ 目標候補情報算出部、６０ 表示器、７０ 信号処理回路、７１ プロセッサ、７２ メモリ、７３ 記憶装置、７４ 入出力インタフェース、７５ 信号路、Ｔｇｔ 目標、Ｔｗ 送信波、Ｒｗ 反射波。

Claims (20)

1. 予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するＰＲＩ制御部と、
   前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、
   前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、
   前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、
   前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、
   前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部と
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置であって、前記複数組の各組は、前記基準周期に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組からなり、当該各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値は前記基準周期と一致することを特徴とするレーダ装置。
3. 請求項２に記載のレーダ装置であって、当該各組は、連続する２つのパルス繰り返し周期からなることを特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
5. 請求項４に記載のレーダ装置であって、前記離散フーリエ変換は、高速フーリエ変換のアルゴリズムに基づいて実行されることを特徴とするレーダ装置。
6. 請求項４に記載のレーダ装置であって、前記離散フーリエ変換は、チャープｚ変換のアルゴリズムに基づいて実行されることを特徴とするレーダ装置。
7. 請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
   前記信号変換部は、
   前記複数組のパルス繰り返し周期の最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
   前記複数のオーバサンプル信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
   を含むことを特徴とするレーダ装置。
8. 請求項７に記載のレーダ装置であって、前記オーバサンプリング部は、前記複数組のパルス繰り返し周期の各パルス繰り返し周期ごとに、当該各パルス繰り返し周期を前記最大公約数で除算して得られる比率で前記オーバサンプリングを実行することを特徴とするレーダ装置。
9. 請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
   前記信号生成回路は、
   前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで局部発振信号から複数のパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施すことにより前記複数の送信パルス信号を生成するパルス内変調器と
   を含み、
   前記信号変換部は、
   前記複数の受信信号に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、
   前記複数のパルス圧縮信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
   を含むことを特徴とするレーダ装置。
10. 請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
    前記信号生成回路は、
    前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで局部発振信号から複数のパルス信号を生成するパルス変調器と、
    前記複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施すことにより前記複数の送信パルス信号を生成するパルス内変調器と
    を含み、
    前記信号変換部は、
    前記複数の受信信号に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、
    前記複数組のパルス繰り返し周期の最大公約数を用いて前記複数のパルス圧縮信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
    前記複数のオーバサンプル信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
    を含むことを特徴とするレーダ装置。
11. 請求項１０に記載のレーダ装置であって、前記オーバサンプリング部は、前記複数組のパルス繰り返し周期の各パルス繰り返し周期ごとに、当該各パルス繰り返し周期を前記最大公約数で除算して得られる比率で前記オーバサンプリングを実行することを特徴とするレーダ装置。
12. 請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記信号生成回路は、周波数ホッピングにより発振周波数が変化する局部発振信号から前記複数の送信パルス信号を生成することを特徴とするレーダ装置。
13. 一連のパルス繰り返し周期を設定し、かつ前記一連のパルス繰り返し周期の最大公約数を設定するＰＲＩ制御部と、
    前記一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、
    前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、
    前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、
    前記複数の受信信号から複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、
    前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部と
    を備え、
    前記信号変換部は、
    前記最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
    前記複数のオーバサンプル信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
    を含むことを特徴とするレーダ装置。
14. 請求項１３に記載のレーダ装置であって、前記一連のパルス繰り返し周期は、等間隔ではないことを特徴とするレーダ装置。
15. 請求項１３または請求項１４に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として、高速フーリエ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
16. 請求項１３または請求項１４に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として、チャープｚ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
17. 与えられた一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部とを備えたレーダ装置で実行される信号処理方法であって、
    予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するステップと、
    当該複数組のパルス繰り返し周期を前記一連のパルス繰り返し周期として前記信号生成回路に与えるステップと、
    前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成するステップと、
    前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成するステップと、
    前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出するステップと
    を含むことを特徴とする信号処理方法。
18. 請求項１７に記載の信号処理方法であって、前記複数組の各組は、前記基準周期に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組からなり、当該各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値は前記基準周期と一致することを特徴とする信号処理方法。
19. 与えられた一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部とを備えたレーダ装置で実行される信号処理方法であって、
    前記一連のパルス繰り返し周期を設定するステップと、
    前記一連のパルス繰り返し周期の最大公約数を設定するステップと、
    前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成するステップと、
    前記最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するステップと、
    前記複数のオーバサンプル信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成するステップと、
    前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出するステップと
    を含むことを特徴とする信号処理方法。
20. 請求項１９に記載の信号処理方法であって、前記一連のパルス繰り返し周期は、等間隔ではないことを特徴とする信号処理方法。

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