JP2007225319A - パルスレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ストレッチ処理パルス圧縮による測距とビームフォーミングによる測角を行うレーダ装置において、送信信号帯域が大きくても、目標までの相対距離が大きい場合の測角精度の劣化が抑えるレーダ装置を得る。
【解決手段】 チャープ周波数変調され、目標に反射されたパルスの受信信号１３を、局部発振信号１６を用いて位相検波し、複素ビート信号を出力する受信器２１と、複素ビート信号を時間方向にフーリエ変換し、目標までの相対距離情報を含む複数の高分解能レンジビン２６ｂを出力するストレッチ処理パルス圧縮器２５と、複数の高分解能レンジビンを空間方向にフーリエ変換することによってビーム形成し、形成したビームと前記複数の受信素子アンテナの配置とに基づいて目標の方向を求めるビーム形成器１７とを備えた。
【選択図】 図３

Description

この発明は、ストレッチ処理パルス圧縮による測距あるいは測角を行うレーダ装置に関するものである。

従来のストレッチ処理パルス圧縮による測距とビームフォーミングによる測角を行うレーダ装置では、ストレッチ処理パルス圧縮による測距を行った後に、距離毎にビームフォーミングによる測角を行っている（例えば、非特許文献１及び非特許文献２）。

Daniel J.Rabideau他著「An S-band digital array testbed」、Phased Array Systems and Technology、2003、International Symposium． Merrill I.Skolnik著「Radar Handbook」、Second Edition、McGraw-Hill,Inc、10.6-10.10．

上述の従来方法によれば、送信信号帯域が大きい場合に、レーダ装置から目標までの相対距離が大きい、あるいは送信パルス幅が小さいと、電波到来角の測定精度が劣化するという課題があった。

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、ストレッチ処理パルス圧縮による測距とビームフォーミングによる測角を行うレーダ装置において、送信信号帯域を大きくした場合に、レーダ装置から目標までの相対距離が大きい場合、あるいは、送信パルス幅が小さい場合であっても、測角精度の劣化を抑えることのできるレーダ装置を得るものである。

上述の課題を解決するため、この発明のパルスレーダ装置は、
チャープ周波数変調した送信パルスを送信する送信器と、
目標物に反射された前記送信パルスを受信して受信信号を出力する複数の受信素子アンテナと、
前記送信器のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調された局部発振信号を発生する局部発振器と、
前記複数の受信素子アンテナが出力する受信信号を、前記局部発振信号を用いて位相検波し、前記受信信号の複素ビート信号をそれぞれ出力する受信器と、
前記複素ビート信号を時間方向にフーリエ変換し、前記目標までの相対距離情報を含む複数の高分解能レンジビンを出力するストレッチ処理パルス圧縮器と、
前記複数の高分解能レンジビンを空間方向にフーリエ変換することによってビーム形成し、形成したビームと前記複数の受信素子アンテナの配置とに基づいて前記目標の方向を求めるビーム形成器を備えた。

これによって、この発明のパルスレーダによれば、ストレッチ処理パルス圧縮による測距と測角を行う際に、送信信号帯域を大きくしても、レーダ装置から目標までの相対距離が大きい場合や送信パルス幅が小さい場合にも測角精度を向上させることができる。

以下、この発明の実施の形態について図を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図において、パルスレーダ装置１は送信器１０、送信アンテナ１１および並列に配置されたパルス受信回路＃０〜＃Ｎ−１（Ｎは２以上の自然数）、さらには局部発振器１５とビーム形成器１７を備えている。

パルスレーダ装置１の送信器１０は、図２の上段に示される振幅を時間変化させ、図２の下段に示される周波数変調方法で直線状に周波数が変化するようにチャープ変調した送信パルスを発生する。

ここで送信最小周波数をｆ_０、パルス幅をＴ_ｐ、送信信号帯域をＢ_０とする。チャープ変調の傾きはＢ_０／Ｔ_ｐとなる。またパルス繰り返し周期は、目標との相対距離に相当する時間より十分に長く設定しているものとする。よって、送信信号Ｓ_ｔｘ（ｔ）は式（１）で表される。なお式中においてＲｅは複素数の実部を表し、Ａ_１は送信信号の振幅、φ_０は送信信号の初期位相を示す。

このようにして発生した送信パルスは送信アンテナ１１から目標に照射される。目標までの距離をＲ、光速をｃとすれば、目標によって反射されたパルスは２Ｒ／ｃの遅延時間を経て＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路における受信素子アンテナ１２に到来する。

ここで、＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路における受信素子アンテナ１２は等間隔で直線上に配列されているものとすれば、各受信素子アンテナが出力する受信信号１３は式（２）で表されるＳ_ｒｘ（ｎ，ｔ）で与えられる。

式（２）においてＡ_２は受信信号の振幅を示し、ここでは、すべての受信素子アンテナで同じ振幅としている。さらに、Ｒ_ｓ（ｎ，θ）は、素子アンテナ間の電波伝搬の距離差を示し、式（３）で表される。なお式中において、ｄは素子アンテナ間隔、θは電波到来角である。

＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路において、アナログ受信信号１３は同一のパルス受信回路内のストレッチ処理パルス圧縮手段１４に入力される。その一方で、局部発振器１５が発生した局部発振信号１６が＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路のストレッチ処理パルス圧縮手段１４に入力されるようになっている。ここで、局部発振信号１６は図２に示されるように、時刻Ｔ_ｐにおいて送信最小周波数ｆ_０、帯域Ｂ_１、変調時間Ｔ_Ｌで、送信パルスと同じ傾きＢ_０／Ｔ_ｐ＝（Ｂ_１／Ｔ_Ｌ）で直線状に周波数が変化するチャープ信号であり、式（４）のＬ_０（ｔ）で表される。

なおＡ_３は局部発振信号の振幅を示し、また、初期位相は送信信号と同一とする。

図３は、＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路におけるストレッチ処理パルス圧縮手段１４の詳細な構成を示すブロック図である。図において、受信器２１は局部発振信号１６を用いて受信素子アンテナ１２からの受信信号１３を位相検波し、所定の帯域のみを通過させる帯域通過フィルタを通過させて得られる複素ビート信号２２を得る。この複素ビート信号２２は、式（５）のＳ_ｂ（ｎ，ｔ）として表される。

なお、Ａ_４は複素ビート信号の振幅を示し、ここでは、すべての複素ビート信号で同じ振幅としている。

式（５）において、電波到来角θの関数であり、且つ、時間変数ｔの関数でない項（因数）が測角に関係する項である。よって式（５）において測角に関係する項は次のとおりとなる。

ここで、送信信号帯域Ｂ_０、パルスレーダ装置から目標までの相対距離Ｒ、送信パルス幅Ｔ_ｐ、素子アンテナ間の電波伝搬の距離差Ｒ_ｓ（ｎ，θ）より決まる式（６）、式（７）の値が光速ｃの２乗の値より十分に小さい場合、式（５）の６番目の項と７番目の項が全てのｎにおいて近似的に１と見なせるため、測角には式（５）の４番目の項しか影響しない。

そのため、Ｎ個の受信素子アンテナでの受信信号を空間方向にフーリエ変換することによって、ビームフォーミングを行った結果の絶対値がピーク値となる空間周波数ｋ_aｐを求め、その後、式（８）から電波到来方向θを求めることができるというのが非特許文献１及び２に示された従来のストレッチ処理パルス圧縮方法であった。

この方法の問題点として、送信信号帯域Ｂ_０が大きく、かつ、パルスレーダ装置から目標までの相対距離Ｒが大きい、あるいは送信パルス幅Ｔ_ｐが小さい場合には式（６）の値が光速ｃの２乗の値に比べて無視できなくなり、結果として、式（５）の６番目の項が近似的に１と見なすことができなくなることが挙げられる。すなわち、この場合、式（８）を用いて電波到来角を求めると、測角精度が劣化するのである。

そこで、この発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置１ではこのような近似に依らないストレッチ処理パルス圧縮処理を行う。

式（５）によって表される複素ビート信号２２の実部２２ａは、Ａ／Ｄ変換器２３ａに入力される。Ａ／Ｄ変換器２３ａは入力された複素ビート信号２２ａをディジタル複素ビート信号２４ａに変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器２３ｂは複素ビート信号２２の虚部２２ｂをディジタル複素ビート信号２４ｂに変換する。このようにして得られたディジタル複素ビート信号２４は式（９）のＳ_ｂ（ｎ，ｍ）として表される。

ただし、ΔｔはＡ／Ｄ変換機のサンプリング周期を、ＭはΔｔでサンプリングした時のディジタル複素ビート信号の点数を、Ａ′_４は複素ビート信号の振幅を示す。

ディジタル複素ビート信号２４ａとディジタル複素ビート信号２４ｂはストレッチ処理パルス圧縮器２５に入力される。ストレッチ処理パルス圧縮器２５は、式（１０）で示すように、時間方向へのフーリエ変換を行うことでストレッチ処理パルス圧縮処理を行い、目標までの相対距離情報を含む高分解能レンジビン単位あるいは高分解能レンジビン毎に分割された信号２６を生成する。

式（１０）において、２（Ｒ−Ｒ_ｐ）＞＞Ｒ_ｓ（ｎ，θ）とすると、式（１１）が成り立つときに高分解能レンジビン単位あるいは高分解能レンジビン毎に分割した信号Ｓ_ｒ（ｎ，ｋ_ｒ）の絶対値がピーク値となることがわかる。

Ｓ_ｒ（ｎ，ｋ_ｒ）の絶対値がピーク値となるレンジビン番号ｋ_ｒをｋ_ｒｐとすると、Ｓ_ｒ（ｎ，ｋ_ｒ）の絶対値のピークを検出することによってｋ_ｒｐを求め、求めたｋ_ｒｐを用いて式（１２）より、パルスレーダ装置１と目標との相対距離Ｒ_ｃａｌを求めることができる。

また、その時の距離分解能ΔＲは式（１３）で表され、送信信号帯域Ｂ_０を大きくすることによって、送信パルス幅に相当する距離分解能よりも高いＭ個の高分解能レンジビンを生成することができる。

ビーム形成器１７では、ストレッチ処理パルス圧縮手段１４で生成された高距離分解能レンジビンの中の目標の存在する高分解能レンジビンの信号を空間方向にフーリエ変換することにより、ビームフォーミングによる測角を行う。目標の存在する高距離分解能レンジビンｋ_ｒｐに対して、ビームフォーミングを行った場合、ビームフォーミング後の信号は式（１４）で表される。

式（１４）に式（３）を代入することによって、ビームフォーミング後の信号は式（１５）で表される。

式（１５）において、式（１６）の条件が成立する場合では、式（１７）が成り立つときにＳ_ａ（ｋ_ａ，ｋ_ｒｐ）の絶対値がピーク値となることがわかる。

Ｓ_ａ（ｋ_ａ，ｋ_ｒｐ）の絶対値がピーク値となるｋ_aをｋ_aｐとすると、Ｓ_ａ（ｋ_ａ，ｋ_ｒｐ）の絶対値のピークを検出することによってｋ_aｐを求め、求めたｋ_aｐを用いて式（１８）より、電波到来角θに関する空間周波数ｓｉｎ（θ）を求めることができる。

よって、電波到来角θは式（１９）によって求めることができる。

しかしながら、目標との相対距離Ｒの値が未知の場合、式（１９）からθは求めることができない。そこで、ビーム形成器１７は、目標との相対距離Ｒの代わりに式（１２）で求めた目標との距離Ｒ_calを用いることにより、式（２０）により近似的に電波到来角θ_ｃａｌを求める。

図４は、送信最小周波数ｆ_０を２．７５ＧＨｚ、送信信号帯域Ｂ_０を５００ＭＨｚ、送信パルス幅Ｔ_ｐを４ｍｓｅｃ、パルスレーダ装置と目標との相対距離Ｒを１２００ｋｍ、受信素子アンテナ数Ｎを１６、素子間隔ｄを０．２ｍ、電波到来角θを５度として、式（８）を用いて求めた目標の角度θと、式（１９）を用いて求めた目標の角度θcalとを図示したものである。図において、破線で示した波形は式（８）を用いたビームフォーミング結果、実線で示した波形は式（２０）を用いたビームフォーミング結果である。このように、式（８）を用いて場合の角度が３．０度であるのに対し、式（２０）を用いて求めた角度が５．２度となり、真値である５度により近い値が得られることが分かる。

以上のような処理をすることによって、ストレッチ処理パルス圧縮による測距とビームフォーミングによる測角を行うレーダ装置において、送信信号帯域Ｂ_０が大きく、かつ、パルスレーダ装置から目標までの相対距離Ｒが大きい、あるいは、送信パルス幅Ｔ_ｐが小さい場合であっても、測角精度の劣化が小さいレーダ装置を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、高距離分解能レンジビンＳ_ｒ（ｎ，ｋ_ｒ）の絶対値がピーク値となるレンジビン番号ｋ_ｒを求め、このレンジビン番号からパルスレーダ装置１と相対距離Ｒ_ｃａｌを求めて、この距離を用いて電波到来角を計算した。

しかし、これ以外にも例えば、距離分解能が式（１３）で表されるＭ個の高分解能レンジビンを生成しておき、その時の各高分解能レンジビンまでの距離Ｒ_ｈｒ（ｋ_ｒ）を式（２１）によって求めて、この距離を用いて電波到来角を計算してもよい。

すなわち、実施の形態１のビーム形成器１７において、ストレッチ処理パルス圧縮手段１４から得た各高分解能レンジビン信号に対して、電波到来角θを求める場合に、未知の値である目標との相対距離Ｒの代わりに、式（２１）で表される各高分解能レンジビンまでの距離Ｒ_ｈｒ（ｋ_ｒ）を用いる。その結果得られる電波到来角θcalは次のようになる。

以上のような処理をすることによって、実施の形態１の効果に加え、ストレッチ処理パルス圧縮処理において、目標の存在する高分解能レンジビンが特定されない場合にでも、対応可能となる。

実施の形態３．
続いて、実施の形態１のパルスレーダ装置において、距離ゲートを設けることで局部発振信号の周波数帯域を小さく抑える構成について説明する。図５は、この発明の実施の形態３に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図において、距離ゲート局部発振器１８は距離ゲートと呼ばれる周期毎に局部発振信号を繰り返し発生する局部発振器である。その他、図５において、図１と同一の符号を付した構成要素は実施の形態１と同様の構成を有している。またストレッチ処理パルス圧縮手段１４の詳細な構成は実施の形態１と同様に、図３に示されている。

次に、この実施の形態３に係るパルスレーダ装置１の動作について図面を参照しながら説明する。送信器１０は、図６に示すようなタイミングで送信パルス３１内を、送信最小周波数ｆ_０、傾きＢ_０／Ｔ_ｐで直線状に周波数が変化するチャープ変調して送信する。図において直線３３は送信パルス３１の周波数変化の状況を示している。また、パルス繰り返し周期は、目標との相対距離に相当する時間より十分に長く設定しており、送信パルス３１は実施の形態１と同様に式（１）の送信信号Ｓ_ｔｘ（ｔ）として表される。

＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路における受信素子アンテナ１２は等間隔で直線上に配列されているものとする。送信パルス３１は、パルスレーダ装置１との相対速度が０、相対距離がＲの目標に反射され、各パルス受信回路における受信素子アンテナ１２で受信される。受信された受信パルス３２は実施の形態１と同様に式（２）のＳ_ｒｘ（ｎ，ｔ）として表される。受信信号Ｓ_ｒｘ（ｎ，ｔ）は、それぞれ、対応する受信機１３に入力される、

＃０〜＃Ｎ−１の各パルス受信回路において、受信器２１は、受信時間を所定の長さの時間に分割して受信する。この所定の長さの時間は、送信パルス幅Ｔ_ｐに等しい長さか、若しくは送信パルス幅Ｔ_ｐよりも長い時間である。この所定の長さの時間を距離ゲートと呼び、図６では距離ゲート３６として示している。また図６の例では、距離ゲート幅＝送信パルス幅Ｔ_ｐである。また送信パルスから次の送信パルスまでに設けられた距離ゲートの個数をゲート数と呼び、ここではＨで表すこととする。

一方、距離ゲート局部発振器１８では、各距離ゲートにおいて、距離ゲート開始時の送信最小周波数ｆ_０、帯域Ｂ_１、変調時間Ｔ_Ｌにて送信パルスと同じ傾きＢ_０／Ｔ_ｐ＝（Ｂ_１／Ｔ_Ｌ）で直線状に周波数が変化するチャープ信号の局部発振信号１６を生成し、受信器２１に出力する。局部発振信号１６をＬ_０，ｈ（ｔ）とすれば、Ｌ_０，ｈ（ｔ）は式（２３）で表される。なお、Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}はｈ（０≦ｈ＜Ｈ−１）番目の距離ゲートまでの距離を示す。また、図６は、例として２番目の距離ゲートの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，２}を示したものである。

受信器２１は、受信素子アンテナ１２から出力された受信信号１３に対して、距離ゲート毎に局部発振信号を用いて位相検波し、所定の帯域のみを通過させる帯域通過フィルタを通すことによって、複素ビート信号２２を得る。複素ビート信号２２をＳ_ｂ、ｈ（ｎ，ｔ）とすれば、Ｓ_ｂ、ｈ（ｎ，ｔ）は式（２４）で表される。

こうして生成された受信ゲート毎の複素ビート信号２２は、実数部２２ａ、虚数部２２ｂに分けられてＡ／Ｄ変換器２３ａ、２３ｂにそれぞれ入力される。Ａ／Ｄ変換器２３ａ、２３ｂは実数部２２ａ、虚数部２２ｂをディジタル複素ビート信号２４（実数部を２４ａ、虚数部を２４ｂとする）に変換する。変換されたディジタル複素ビート信号２４は式（２５）で表される。

以後、ディジタル複素ビート信号２４に対してストレッチ処理パルス圧縮器２５において、実施の形態１と同様にしてストレッチ処理パルス圧縮処理を行う。これによって、高分解能レンジビン信号が得られる。そして、ビーム形成器１７において電波到来角θを求める場合に、未知の値である目標との相対距離Ｒの代わりに、距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}を用いる。

実施の形態３のパルスレーダ装置では、以上のような構成を採用したので、ストレッチ処理パルス圧縮による測距とビームフォーミングによる測角を行う際に送信信号帯域Ｂ_０が大きくしても、パルスレーダ装置から目標までの相対距離Ｒが大きい場合、あるいは、送信パルス幅Ｔ_ｐが小さい場合に、測角精度の劣化が小さいレーダ装置を得ることができる。また、局部発振信号の帯域Ｂ_１を狭くすることができる。

実施の形態４．
実施の形態１〜３によるパルスレーダ装置では、ストレッチ処理パルス圧縮処理における測角精度の向上を目的とした。しかし同様の構成によってストレッチ処理パルス圧縮処理における測距の精度を向上させることもできる。この発明の実施の形態４はかかる特徴を有するパルスレーダ装置である。

図７は、この発明の実施の形態４のパルスレーダ装置のブロック図である。図においてパルスレーダ装置２は実施の形態４によるパルスレーダ装置である。パルスレーダ装置２は簡単のために受信素子アンテナ数を１としている。また相対速度補正器４１は外部から目標相対速度情報４２を得て、相対速度の補正を行う部位である。その他、図１、図３と同一の符号を付した構成部位については実施の形態３と同様である。

送信器１０、送信アンテナ１１は実施の形態３と同様に図６に示すような送信パルス３１を送信する。送信パルス３１における周波数変調の方法は実施の形態３と同様である。この送信パルス３１は相対速度ｖ、相対距離Ｒの目標に反射されて受信パルス３２として受信アンテナ１２に到来する。受信アンテナ１２が出力する受信信号１３をＳ_ｒｘ（ｔ）とすれば、Ｓ_ｒｘ（ｔ）は式（２７）で表される。ただし、相対速度ｖは光速ｃよりも十分に小さいものとする。

距離ゲート局部発振器１８は、局部発振信号１６を発生する。この局部発振信号１６は局部発振信号Ｌ_０，ｈ（ｔ）として式（２３）で表されるものである。局部発振信号１６は受信信号１３とともに受信器２１に入力される。

受信器２１は実施の形態３と同様に、受信時間を距離ゲート毎に分割して受信し、距離ゲート毎に、局部発振信号１６を用いて位相検波し、所定の帯域のみを通過させる帯域通過フィルタを通すことによって、複素ビート信号２２を得る。複素ビート信号２２をＳ_ｂ、ｈ（ｔ）とすれば、Ｓ_ｂ、ｈ（ｔ）は式（２８）で表される。

式（２８）において、測距に関係する項は式（２９）に示す５つの項である。

ある基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０を知るためには、３番目の項だけが必要である。そのため、その他の４つの項の影響を補正する必要がある。第２、４、７番目の項に関しては、目標相対速度ｖ以外の値が既知であるため、予め目標相対速度情報ｖ_ｃａｌが得られれば、目標相対速度情報４２を用いて、複素ビート信号Ｓ_ｂ,h（ｔ）に対して補正することが可能である。

一方、６番目の項においては、基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０が含まれているため、目標相対速度情報ｖ_ｃａｌが正確に求められても補正することができない。６番目の項は、送信信号帯域Ｂ_０、基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０、送信パルス幅Ｔ_ｐ、目標相対速度ｖより決まる式（３０）の値が、光速ｃの２乗の値より十分に小さい場合、近似的に１と見なせるため、測距結果には影響しない。

しかしながら、送信信号帯域Ｂ_０が大きい場合、基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０が大きい場合、送信パルス幅Ｔ_ｐが小さい場合、あるいは目標相対速度ｖが大きい場合は、式（３０）の値が、光速ｃの２乗の値に比べて無視できなくなり、結果として、６番目の項が近似的に１と見なすことができなくなり、測距精度が劣化するという課題があった。そこで、基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０の代わりに、距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}（０≦ｈ≦Ｈ−１）を用いて、相対速度補正値を求める。

Ａ／Ｄ変換器２３ａは、複素ビート信号２２の実部２２ａを入力して、ディジタル複素ビート信号２４の実部２４ａに変換する。またＡ／Ｄ変換器２３ｂは、複素ビート信号２２の虚部２２ｂを入力して、ディジタル複素ビート信号２４の実部２４ｂに変換する。結果としてディジタル複素ビート信号２４をＳ_ｂ、ｈ（ｔ）とすれば、Ｓ_ｂ、ｈ（ｔ）は式（３１）で表される。

なお、式（３１）において、ΔｔはＡ／Ｄ変換機のサンプリング周期を、ＭはΔｔでサンプリングした時のディジタル複素ビート信号の点数を、Ａ′_４は複素ビート信号の振幅を示す。

相対速度補正器４１は、ディジタル複素ビート信号２４に対して、目標相対速度情報４２と各距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}（０≦ｈ＜Ｈ−１）を用いて式（３２）に示す相対速度補正値を求め、相対速度補正後複素ビート信号４４を求める。相対速度補正後複素ビート信号４４をＳ_ｃｂ、ｈ（ｍ）とすれば、Ｓ_ｃｂ、ｈ（ｍ）は式（３３）で表される。

ストレッチ処理パルス圧縮器２５は、相対速度補正後複素ビート信号４４を時間方向にフーリエ変換を行うことによりストレッチ処理パルス圧縮処理が行われ、距離情報に変換される。

図８に送信最小周波数ｆ_０を２．７５ＧＨｚ、送信信号帯域Ｂ_０を５００ＭＨｚ、送信パルス幅Ｔ_ｐを４ｍｓｅｃ、パルスレーダ装置と目標とのある基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０を１０００ｋｍ、目標相対速度ｖを３００ｍ／ｓｅｃ、目標相対速度情報ｖ_ｃａｌを２９０ｍ／ｓｅｃとして、相対速度補正に各距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}を用いた場合の測距結果を実線で、用いなかった場合の測距結果を破線で示す。図８より、相対速度補正に各距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}を用いた場合の測距誤差が０．４ｍであるのに対し、用いなかった場合の測距誤差が２．１ｍとなり、相対速度補正に各距離ゲートまでの距離Ｒ_{ｉｎｉｔ，ｈ}を用いることによって測距精度が向上していることが分かる。

以上から明らかなように、この発明の実施の形態４によれば、ストレッチ処理パルス圧縮による測距を行うレーダ装置において、送信信号帯域Ｂ_０が大きい場合、基準時刻ｔ＝０の時の目標相対距離Ｒ_０が大きい場合、送信パルス幅Ｔ_ｐが小さい場合、あるいは目標相対速度ｖが大きい場合の測距精度の劣化が小さいレーダ装置を得ることができる。

この発明は、特に遠隔の目標を観測するレーダ装置に適用することが可能である。

この発明の実施の形態１のパルスレーダ装置の構成を示すブロック図。 この発明の実施の形態１のパルスレーダ装置の送受信タイミングを示したタイミングチャート。 この発明の実施の形態１のパルスレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図。 この発明の実施の形態１のパルスレーダ装置と従来の技術との測角精度を比較した図。 この発明の実施の形態３のパルスレーダ装置の構成を示すブロック図。 この発明の実施の形態３のパルスレーダ装置の送受信タイミングを示したタイミングチャート。 この発明の実施の形態４のパルスレーダ装置の構成を示すブロック図。 この発明の実施の形態４のパルスレーダ装置と従来の技術との測距精度を比較した図。

符号の説明

１０ 送信器、
１１ 送信アンテナ、
１２ 受信アンテナ、
１５、１８ 局部発振器、
１７ ビーム形成器、
２１ 受信器、
２３ａ、２３ｂ Ａ／Ｄ変換器、
２５ ストレッチ処理パルス圧縮器。

Claims (6)

1. チャープ周波数変調した送信パルスを送信する送信器と、
   目標物に反射された前記送信パルスを受信して受信信号を出力する複数の受信素子アンテナと、
   前記送信器のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調された局部発振信号を発生する局部発振器と、
   前記複数の受信素子アンテナが出力する受信信号を、前記局部発振信号を用いて位相検波し、前記受信信号の複素ビート信号をそれぞれ出力する受信器と、
   前記複素ビート信号を時間方向にフーリエ変換し、前記目標までの相対距離情報を含む複数の高分解能レンジビン単位に分割された信号を出力するストレッチ処理パルス圧縮器と、
   同じレンジビンの前記高分解能レンジビン単位に分割された信号を、空間方向にフーリエ変換することによってビーム形成し、形成したビームと前記複数の受信素子アンテナの配置と、前記チャープ周波数変調の傾きの情報と、距離情報に基づいて前記目標の方向を求めるビーム形成器と、
   を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
2. ビーム形成器は、ストレッチ処理パルス圧縮器が出力する高分解能レンジビン単位に分割された信号の絶対値のピークとなるレンジビン番号から求めた目標との相対距離と、形成したビーム、前記複数の受信素子アンテナの配置と、前記チャープ周波数変調の傾きの情報に基づいて前記目標方向を求めることを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
3. ビーム形成器は、ストレッチ処理パルス圧縮器が出力する高分解能レンジビン単位に分割された信号の各レンジビンから相対距離を求め、求めた相対距離と形成したビーム、前記複数の受信素子アンテナの配置と、前記チャープ周波数変調の傾きの情報に基づいて前記目標方向を求めることを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
4. 局部発振器は、所定の周期で、ある距離ゲートごとに繰り返して、送信器のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調された局部発振信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
5. ビーム形成器は、局部発振器で用いた距離ゲートから相対距離を求め、求めた相対距離と形成したビーム、前記複数の受信素子アンテナの配置と、前記チャープ周波数変調の傾きの情報に基づいて前記目標方向を求めることを特徴とする請求項４に記載のパルスレーダ装置。
6. チャープ周波数変調した送信パルスを送信する送信器と、
   目標物に反射された前記送信パルスを受信して受信信号を出力する受信素子アンテナと、
   前記送信器のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調された局部発振信号を、所定の周期で、ある距離ゲートごとに繰り返して発生する局部発振器と、
   前記受信素子アンテナが出力する受信信号を、前記局部発振信号を用いて位相検波し、前記受信信号の複素ビート信号を出力する受信器と、
   前記ビート信号を、目標との相対速度情報の他に、局部発振器で用いた距離ゲートから求めた相対距離と、前記チャープ周波数変調の傾きの情報に基づいて相対速度補正を行った、相対速度補正後複素ビート信号を出力する相対速度補正器と
   前記相対速度補正後複素ビート信号を時間方向にフーリエ変換し、前記目標までの相対距離情報を含む複数の高分解能レンジビン単位に分割された信号を出力するストレッチ処理パルス圧縮器と、を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。

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