JPWO2018230112A1 - Δς変調器、送信機、半導体集積回路、歪補償方法、システム、及びコンピュータプログラム - Google Patents
Δς変調器、送信機、半導体集積回路、歪補償方法、システム、及びコンピュータプログラム Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2018230112A1 JPWO2018230112A1 JP2019525123A JP2019525123A JPWO2018230112A1 JP WO2018230112 A1 JPWO2018230112 A1 JP WO2018230112A1 JP 2019525123 A JP2019525123 A JP 2019525123A JP 2019525123 A JP2019525123 A JP 2019525123A JP WO2018230112 A1 JPWO2018230112 A1 JP WO2018230112A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- filter
- adder
- compensation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
Description
本出願は、2017年6月13日出願の日本出願第2017−116217号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
このΔΣ変調器は、周波数の異なる複数の入力信号が与えられる複数の入力ポートと、前記複数の入力ポートそれぞれに対応して設けられた複数のループフィルタと、複数の前記ループフィルタの出力を加算する加算器とを備えている。
周波数の異なる複数の入力信号を加算する第1加算器と、ループフィルタと、前記第1加算器の出力と前記ループフィルタの出力とを加算する第2加算器と、前記第2加算器の出力に基づいて量子化データを生成する量子化器と、前記量子化器の出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算器の出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分器と、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する補償器と、を備え、前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、前記補償器は、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加部を備えている。
上記ΔΣ変調器は、複数の入力ポートそれぞれに対応して複数のループフィルタを備えている。このため、例えば、いずれか一方の入力ポートに入力信号が与えられない場合、入力信号が与えられなかった入力ポートに対応するループフィルタの機能が発揮されず、無駄な構成となってしまうことがあり、適切に対応することができなかった。
このようなΔΣ変調器では、複数の入力信号の内のいずれかの入力信号が与えられなかったとしても、他の与えられた入力信号についてはループフィルタに与えられる。この結果、ループフィルタの設定の変更等によって適切に対応することができる。
このため、複数のフィルタで構成されたループフィルタに複数の入力信号を含む加算信号を与えることで量子化データを出力するΔΣ変調器においては、ループフィルタに与えられる入力及びフィードバック信号が複数のアナログ信号成分を含んでいるため、特許文献2に開示されている歪補償を適用することができない。
本開示によれば、複数のフィルタで構成されたループフィルタを有するΔΣ変調器の出力の歪補償を行うことができる。
[実施形態の概要]
(1)一実施形態であるΔΣ変調器は、周波数の異なる複数の入力信号を加算する第1加算器と、ループフィルタと、前記第1加算器の出力と前記ループフィルタの出力とを加算する第2加算器と、前記第2加算器の出力に基づいて量子化データを生成する量子化器と、前記量子化器の出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算器の出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分器と、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する補償器と、を備え、前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、前記補償器は、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加部を備えている。
これにより、補償信号を複数のフィルタ回路に対して適切に与えることができ、複数のフィルタ回路で構成されたループフィルタを有するΔΣ変調器の出力に対する歪補償を行うことができる。
この場合、複数の入力信号の周波数に応じて複数のフィルタ回路の通過帯域が設定されていれば、フィルタ回路に与えられる補償信号は、当該補償信号が歪補償の対象としている周波数成分の帯域に制限される。この結果、補償信号が、複数の入力信号のうち自補償信号に対応する入力信号以外の他の入力信号の周波数成分を含んでいたとしても、補償信号同士の相互干渉が抑制され、適切に歪補償を行うことができる。
この場合、補償信号は、帯域通過フィルタによって、歪を補償する対象の周波数成分の帯域に制限される。この結果、補償信号が、複数の入力信号のうち自補償信号に対応する入力信号以外の他の入力信号の周波数成分を含んでいたとしても、相互に影響を与えることはない。
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、以下に記載する各実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
〔第1実施形態について〕
〔送信機の構成〕
図1は、送信機の一例を示すブロック図である。
図1中、送信機100は、複数の直交変調部(一次変調器)102,103と、ΔΣ変調器(二次変調器)1とを備えている。
直交変調部102,103は、ベースバンド信号に対して直交変調及びアップコンバート等を行い、RF(Radio Frequency)信号をデジタルデータとして出力する。
RF信号は、無線波として空間に放射される信号であり、例えば、移動体通信や放送サービスに用いられる信号である。
ΔΣ変調器1が出力するパルス信号は、当該パルス信号の周波数帯域のうち複数のRF信号U1,U2それぞれの周波数に対応する周波数帯域にアナログ信号としてのRF信号U1,U2を周波数成分として含んでいる。
本実施形態の送信機100は、ΔΣ変調器1の出力信号であるパルス信号を送信信号として送信する。
ΔΣ変調器1が出力するパルス信号が第2バンドパスフィルタ106に与えられると、第2バンドパスフィルタ106は、パルス信号からRF信号U2の帯域外の周波数成分が除去された信号を出力する。よって、第2バンドパスフィルタ106は、RF信号U2を出力する。
これらRF信号U1及びRF信号U2は、増幅器等に与えられ、無線波として空間に放射されたり、伝送路を介して送信されたりする。
また、一つのデータストリーム中に複数のRF信号を含めることができるため、複数のRF信号を一本の伝送路で送信することができる。
図2は、第1実施形態に係るΔΣ変調器1の構成を示すブロック図である。図2に示すように、ΔΣ変調器1は、周波数の異なる2つのRF信号(入力信号)U1,U2が入力される入力ポート2a,2bを備えている。ΔΣ変調器1は、受け付けた2つのRF信号U1,U2を含む単一の出力信号V(ΔΣ変調信号:量子化データ)を出力ポート4から出力する。
差分器9には、第1加算器5の出力が与えられるとともに、量子化器8から出力される出力信号Vがフィードバック信号として与えられる。フィードバック信号として差分器9に与えられる出力信号Vは、量子化器8の出力端と差分器9とを接続する経路10を介してフィードバックされる。以下、経路10を介して差分器9にフィードバックされる出力信号Vをフィードバック信号ともいう。
ループフィルタ6は、第1フィルタ回路15と、第2フィルタ回路16と、第3加算器18とを備えている。
第1フィルタ回路15と、第2フィルタ回路16とは、差分器9及び第3加算器18に対して互いに並列に接続されている。差分器9の出力は、分岐部20により分岐され、後述する歪補償器30が有する第1補償信号付加部31及び第2補償信号付加部32に与えられる。
第2補償信号付加部32は、差分器9の出力と、後述する第2補償信号生成部35から与えられる第2補償信号との差分を求める。第2補償信号付加部32の出力は第2フィルタ回路16へ与えられる。
第3加算器18は、第1フィルタ回路15の出力と第2フィルタ回路16の出力とを加算する。第3加算器18の出力は、ループフィルタ6の出力として第2加算器7に与えられる。
第2加算器7の出力は、量子化器8に与えられる。量子化器8は2レベル量子化器であり、1bitのパルス列を出力信号Vとして出力する。なお、上述したように、量子化器8の出力信号Vは、フィードバック信号として経路10を介してループフィルタ6に与えられる。
量子化器8による出力信号Vは、出力ポート4に与えられ出力される。
歪補償器30は、分岐部20と、第1フィルタ回路15との間に設けられた第1補償信号付加部31と、分岐部20と、第2フィルタ回路16との間に設けられた第2補償信号付加部32とを備えている。
第1補償信号付加部31は、第1補償信号を第1フィルタ回路15の入力へ付加する。また、第2補償信号付加部32は、第2補償信号を第2フィルタ回路16の入力へ付加する。
この場合、コンピュータの記憶部には、回路構成情報をFPGAに与えるための処理を前記コンピュータに実行させるためのプログラムや、1又は複数の回路構成情報が記憶されている。
前記コンピュータは、前記記憶部に記憶された回路構成情報をFPGAに与える。回路構成情報が与えられたFPGAは、与えられた回路構成情報に従った回路を構成する。
前記コンピュータの記憶部には、ΔΣ変調器1をFPGAに構成させるための回路構成を示す回路構成情報が記憶されている。
前記コンピュータは、ΔΣ変調器1を構成するための回路構成情報をFPGAに与えることで、FPGAにΔΣ変調器1を構成させることができる。
ここで、ΔΣ変調器1の出力信号Vは、下記式(1)のようにz領域における関数で表される。なお、ここでは、歪補償器30による補償信号を考慮しない。
V(z)=U1(z)+U2(z)
+NTF(z)E(z) ・・・(1)
上記式(1)より、差分器9の出力は、下記式(2)のように表される。
U1(z)+U2(z)−V(z)=
U1(z)+U2(z)
−(U1(z)+U2(z)+NTF(z)E(z))
=−NTF(z)E(z) ・・・(2)
本実施形態のループフィルタ6は、RF信号U1の周波数帯域を含む第1通過帯域と、RF信号U2の周波数帯域を含む第2通過帯域とを有し、第1通過帯域及び第2通過帯域以外の帯域においては信号の通過を阻止するフィルタ特性(雑音伝達関数NTF(z))となるように設定されている。
よって、ループフィルタ6は、RF信号U1の周波数帯域を含む第1通過帯域、及びRF信号U2の周波数帯域を含む第2通過帯域における雑音成分の逆特性を出力し、第2加算器7に与える。前記逆特性は、第2加算器7によって第1加算器5の出力(RF信号U1,U2を加算した信号)に加算される。前記逆特性が加算された第1加算器5の出力は量子化器8によって量子化され、その出力信号Vはループフィルタ6にフィードバックされる。
よって、本実施形態のΔΣ変調器1は、ループフィルタ6によって、第1通過帯域及び第2通過帯域の2箇所に雑音を阻止する帯域を有する出力特性を有する。
また、ループフィルタ6の雑音伝達関数NTF(z)は、出力信号Vにおいて少なくとも第1通過帯域及び第2通過帯域、並びに両通過帯域同士の間の帯域を対象として設定されている。
NTF(z)=L1(z)+L2(z) ・・・(3)
第1フィルタ回路15の伝達関数L1、及び第2フィルタ回路16の伝達関数L2は、4次のフィルタとされたループフィルタ6の雑音伝達関数NTF(z)に基づいて設定される。
ここで、第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16は、2次のIIRフィルタとして設定される。
雑音伝達関数NTF(z)を部分分数に分解して表した際の設定パラメータは、部分分数ごとに第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16に与えられる。
設定パラメータが与えられた第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16は、雑音伝達関数NTF(z)を複数の部分分数に分解したときの各部分分数によって表される伝達関数に設定される。
本実施形態では、第1フィルタ回路15の伝達関数L1は第1通過帯域に対応し、第2フィルタ回路16の伝達関数L2は第2通過帯域に対応しているものとする。つまり、第1フィルタ回路15は、第1通過帯域を有するフィルタ特性に設定され、第2フィルタ回路16は、第2通過帯域を有するフィルタ特性に設定される。
このように、本実施形態では、第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16には、ΔΣ変調器1に与えられる複数のRF信号U1,U2の周波数に応じた通過帯域が設定されている。
本実施形態では、歪補償器30による補償信号によって補償される歪の一例として、ΔΣ変調器1から出力されるパルス信号(パルス列)の波形歪によってRF信号に生じる歪を想定する。ΔΣ変調器1は、量子化データをパルス列として出力するため、そのパルス列の波形が歪んでいると、そのパルス列が表現するRF信号に歪が生じる。具体的には、量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって、RF信号(パルス列の周波数成分のうちRF信号U1,U2の周波数の周波数成分)に歪が生じる。
(C−2)は、ある量子化データの値dkと時間的に一つ前の量子化データの値dk−1との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号dkに対応したパルスが立ち下がる場合を示す。
(C−3)は、ある量子化データの値dkと時間的に一つ前の量子化データの値dk−1との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。
非対称成分fAsym(t)は、式(D)より、下記式(E)によって求めることができる。
検出部33は、経路10に接続されており、量子化データであるフィードバック信号(出力信号V)が与えられる。
検出部33は、量子化データの変化(パルスの立ち上がり又は立ち下り)を検出し、検出信号を第1補償信号生成部34及び第2補償信号生成部35に与える。
第1補償信号生成部34、及び第2補償信号生成部35は、検出信号に基づいて、非対称成分を抑制する補償信号を生成する。
第1補償信号付加部31は、差分器9の出力と第1補償信号との差分を求め、第1フィルタ回路15へ与える。これにより、第1補償信号付加部31は、第1フィルタ回路15の入力へ第1補償信号を付加する。
第2補償信号付加部32は、差分器9の出力と第2補償信号との差分を求め、第2フィルタ回路16へ与える。これにより、第2補償信号付加部32は、第2フィルタ回路16の入力へ第2補償信号を付加する。
この結果、ΔΣ変調器1の量子化データは、当該量子化データに含まれるRF信号の周波数の周波数成分に生じる歪が補償され、RF信号のACLRの劣化が抑制される。
上述のように、検出部33は、量子化データの変化(パルス列の立ち上がり又は立ち下がり)を検出する。非対称成分は、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりにおいて生じるため、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりを検出することで、非対称成分の発生を検出することができる。検出部33には、量子化器8から出力された量子化データ(パルス列)が入力として与えられる。検出部33は、量子化データが変化したタイミングで検出信号を出力する。
図5中の(a)は、ΔΣ変調器1における1サンプリングクロック毎の量子化データの変化の一例を示す図である。
また、図5中の(b)は、図5中の(a)に示す量子化データに対応したパルス列を示す図である。
図5中の(c)は、図5中の(b)に示す量子化データに生じる非対称成分を示す図である。
図5中の(d)は、量子化データの変化に応じて検出部33が出力する検出信号を示す図である。
検出部33の加算器(差分器)42は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、の差分を求める。
遅延素子41は、サンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データを、加算器42に与える。加算器42は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、が一致する場合、0を出力し、一致しない場合(量子化データが変化した場合)、0以外の値を出力する。
Abs関数部44は、符号関数部43の出力の絶対値を出力する。つまり、Abs関数部44は、各サンプリングクロックにおいて、量子化データが一つ前のサンプリングクロックの量子化データから変化した場合には、1を出力し、量子化データが変化しない場合には、0を出力する。したがって、検出部33は、図5中の(d)に示すような検出信号を出力することができる。
検出部33は、検出信号を第1補償信号生成部34及び第2補償信号生成部35に与える。
第1補償信号生成部34は、検出部33から与えられる検出信号に基づいて、非対称成分(図5中の(c)参照)を抑制する第1補償信号を生成する。第1補償信号生成部34は、有限インパルス応答(FIR)フィルタと同様の構成を有している。つまり、第1補償信号生成部34は、複数の遅延素子46a,46b,46c,46dと、複数のゲイン制御素子48a,48b,48c,48d,48eと、加算器50とを有している。第1補償信号生成部34は、4タップのデジタルフィルタを構成している。
よって、第1補償信号生成部34は、非対称成分が生じるタイミングであるパルス列の立ち上がり又は立ち下がりで、第1補償信号を生成し出力することができる。
まず、ΔΣ変調器1にデジタルRF信号(係数決定用のテスト信号)を入力し、ΔΣ変調器1から量子化データ(パルス列)が出力されている状態にする。この状態で、全てのゲイン制御素子48a〜48eの係数をゼロに設定する。なお、第1補償信号生成部34は、量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちRF信号U1の周波数の周波数成分に生じる歪を補償する第1補償信号を生成するので、係数決定用のテスト信号としては、RF信号U1と同じ周波数のRF信号が用いられる。
図7Bは、C1=−0.07の状態で、係数C2(横軸)を、−0.2〜0.2の間で変化させた場合のACLR(縦軸)を示している。図7Bは、C2=0.07において、ACLR=51.86[dB]となり、最良となっていることを示す。したがって、C2=0.07に決定される。
同様に、C3,C4,C5も決定することで、全ての係数C1〜C5を決定できる。
第1補償信号生成部34及び第2補償信号生成部35は、上述のように、パルス状の検出信号に対して、遅延フィルタを作用させることで、非対称成分に近似させた補償信号を生成する。
ここで、第1補償信号生成部34は、検出信号に応じて、RF信号U1に対応した第1補償信号を生成する。また、第2補償信号生成部35も、検出信号に応じて、RF信号U2に対応した第2補償信号を生成する。
第1補償信号及び第2補償信号は、互いに異なるRF信号U1,U2に対応して生成されるため、互いに干渉することは好ましくない。
一方、第1補償信号及び第2補償信号は、パルス状の検出信号に遅延フィルタを作用させて生成した信号であるため、RF信号U1,U2の周波数の帯域外における周波数成分も含んでいる。
これにより、第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16それぞれに対して、複数の補償信号のうち対応するRF信号の周波数が同じ補償信号を与えることができる。
V=E+U+L1(U−V−G1F)
+L2(U−V−G2F) ・・・(6)
U=U1+U2 ・・・(7)
(1+L1+L2)V=
E+(1+L1+L2)U1−L1G1F
+(1+L1+L2)U2−L2G2F
・・・(8)
V=(U1−(L1/(1+L1+L2))G1F)+
(U2−(L2/(1+L1+L2))G2F)
+(1/(1+L1+L2))E
・・・(9)
V=(U1−C1G1F)+(U2−C2G2F)
+(1/(1+L1+L2))E
・・・(10)
よって、上記式(10)は、出力信号Vに含まれるRF信号U1及びRF信号U2に歪補償に関する項が加算(減算)されていることを示している。
第1フィルタ回路15の伝達関数L1は、第1通過帯域に対応している。よって、C1は、第1通過帯域と同じ帯域に通過帯域を有するバンドパスフィルタとしての特性を示している。
また、第2フィルタ回路16の伝達関数L2は、第2通過帯域に対応している。よって、C2は、第2通過帯域と同じ帯域に通過帯域を有するバンドパスフィルタとしての特性を示している。
図8A及び図8Bは、例えば、本実施形態のΔΣ変調器1に与えられるRF信号U1の周波数(中心周波数)が1500MHz(帯域幅5MHz)、RF信号U2の(中心周波数)が800MHz(帯域幅5MHz)である場合について示している。
よって、図8Aに示すように、式10中のC1が示すフィルタ特性は、第1通過帯域に対応して1500MHz近傍に通過帯域を有する。
よって、図8Bに示すように、式10中のC2が示すフィルタ特性は、第2通過帯域に対応して800MHz近傍に通過帯域を有する。
すなわち、第1補償信号生成部34と第1補償信号付加部31との間、及び、第2補償信号生成部35と第2補償信号付加部32との間に、バンドパスフィルタ等を設けずとも、第1補償信号及び第2補償信号の相互干渉が抑制され、適切にRF信号U1の,U2の歪補償を行うことができる。
これにより、複数の補償信号を複数のフィルタ回路15,16に対して適切に与えることができ、複数のフィルタ回路15,16で構成されたループフィルタ6を有するΔΣ変調器1の出力に対する歪補償を行うことができる。
図9及び図10は、それぞれ同じ出力信号Vのパワースペクトラムの一部を示している。
図9及び図10に示す例では、例えば、本実施形態のΔΣ変調器1に与えられるRF信号U1の周波数(中心周波数)が1500MHz(帯域幅5MHz)、RF信号U2の(中心周波数)が800MHz(帯域幅5MHz)である場合について示している。
図10は、1500MHz近傍における出力信号Vのパワースペクトラムの一部を示している。また、図9及び図10中、実施例品は歪補償器30による歪補償を行った場合の出力信号Vのパワースペクトラム、比較例品は歪補償器30による歪補償を行わない場合の出力信号Vのパワースペクトラムである。
また、RF信号U2の周波数が800MHzであるので、第2フィルタ回路16の第2通過帯域は、中心周波数800MHz近傍とされ帯域幅が約40MHzに設定されている。
このように、図9及び図10に示すシミュレーションの結果から、歪補償器30による歪補償によって出力信号Vに含まれるRF信号U1,U2の信号特性が向上することが判る。
図11は、第2実施形態に係るΔΣ変調器1の一部分を示すブロック図である。
本実施形態の歪補償器30には、第1補償信号生成部34と第1補償信号付加部31との間に第1バンドパスフィルタ55が設けられ、第2補償信号生成部35と第2補償信号付加部32との間に第2バンドパスフィルタ56が設けられている点において、第1実施形態と相違する。
第1バンドパスフィルタ55及び第2バンドパスフィルタ56は、制御部19によってそのフィルタ特性が制御される。よって、第1バンドパスフィルタ55及び第2バンドパスフィルタ56の通過帯域は、第1フィルタ回路15及び第2フィルタ回路16の設定に応じて、適宜調整可能である。
図12は、第3実施形態に係るΔΣ変調器1の構成を示すブロック図である。
本実施形態のΔΣ変調器1は、周波数の異なる3つのRF信号U1,U2,U3を受け付け、受け付けた3つのRF信号U1,U2,U3を含む単一の出力信号Vを出力する点で上記第1実施形態と相違している。
歪補償器30は、第3フィルタ回路17に対応して、第3補償信号加算器36と、第3補償信号加算器36に対して与えるための第3補償信号を生成する第3補償信号生成部37とを備えている。
図13は、第4実施形態に係るΔΣ変調器1の構成を示すブロック図である。
本実施形態のΔΣ変調器1は、歪補償器30が第2補償信号生成部35及び第2補償信号付加部32を備えていない点において、上記第1実施形態と相違している。
しかし、第1フィルタ回路15の入力には第1補償信号が付加されるため、RF信号U1の歪補償は行われる。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。
上記各実施形態では、ループフィルタ6を2つ、又は3つのフィルタ回路を用いて構成した場合を例示したが、より多数のフィルタ回路を用いて構成してもよい。
また、上記各実施形態では、ループフィルタ6を構成する複数のフィルタ回路を並列に接続した場合を例示したが、複数のフィルタ回路を直列に接続してもよい。この場合においても、補償信号加算器は、各フィルタ回路の入力へ補償信号を加算する。
2a,2b,2c 入力ポート
4 出力ポート
5 第1加算器
6 ループフィルタ
7 第2加算器
8 量子化器
9 差分器
10 経路
15 第1フィルタ回路
16 第2フィルタ回路
17 第3フィルタ回路
18 第3加算器
19 制御部
20 分岐部
30 歪補償器
31 第1補償信号付加部
32 第2補償信号付加部
33 検出部
34 第1補償信号生成部
35 第2補償信号生成部
36 信号加算器
37 信号生成部
41 遅延素子
42 加算器
43 符号関数部
44 Abs関数部
46a,46b,46c,46d 遅延素子
48a,48b,48c,48d,48e ゲイン制御素子
50 加算器
55 第1バンドパスフィルタ
56 第2バンドパスフィルタ
100 送信機
102,103 直交変調部
104 伝送路
105 第1バンドバスフィルタ
105 第1バンドパスフィルタ
106 第2バンドパスフィルタ
Claims (10)
- 周波数の異なる複数の入力信号を加算する第1加算器と、
ループフィルタと、
前記第1加算器の出力と前記ループフィルタの出力とを加算する第2加算器と、
前記第2加算器の出力に基づいて量子化データを生成する量子化器と、
前記量子化器の出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算器の出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分器と、
前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する補償器と、を備え、
前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、
前記補償器は、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加部を備えている
ΔΣ変調器。 - 前記補償信号は、前記複数の入力信号のうち自補償信号に対応する入力信号以外の他の入力信号の周波数成分を含んでいる
請求項1に記載のΔΣ変調器。 - 前記信号付加部に与えられる前記補償信号に対応する入力信号の周波数近傍が通過帯域とされている帯域通過フィルタが、前記補償器と、前記信号付加部との間に設けられている
請求項1に記載のΔΣ変調器。 - 複数の前記フィルタ回路は並列に接続されている
請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のΔΣ変調器。 - 複数の前記フィルタ回路は直列に接続されている
請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のΔΣ変調器。 - 請求項1から請求項5のいずれか一項に記載のΔΣ変調器と、
前記量子化器の出力が与えられる送信部と、を備えている
送信機。 - 周波数の異なる複数の入力信号に対してΔΣ変調を行うΔΣ変調器に用いられる半導体集積回路であって、
周波数の異なる複数の入力信号を加算する第1加算器と、
ループフィルタと、
前記第1加算器の出力と前記ループフィルタの出力とを加算する第2加算器と、
前記第2加算器の出力に基づいて量子化データを生成する量子化器と、
前記量子化器の出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算器の出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分器と、
前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する補償器と、を備え、
前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、
前記補償器は、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加部を備えている
半導体集積回路。 - 周波数の異なる複数の入力信号に対して行うΔΣ変調の歪補償方法であって、
前記複数の入力信号を加算する第1加算ステップと、
前記第1加算ステップの出力とループフィルタの出力とを加算する第2加算ステップと、
前記第2加算ステップの出力に基づいて量子化データを生成する量子化データ生成ステップと、
前記量子化データ生成ステップの出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算ステップの出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分ステップと、
前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する生成ステップと、を含み、
前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、
前記複数の補償ステップは、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加ステップを含む
歪補償方法。 - プログラム可能な集積回路と、前記集積回路の回路構成に関する回路構成情報を前記集積回路に与え、前記回路構成情報に従って前記集積回路に回路を構成させる制御部と、を備えたシステムであって、
前記回路構成情報によって構成される前記回路は、
周波数の異なる複数の入力信号を加算する第1加算器と、
ループフィルタと、
前記第1加算器の出力と前記ループフィルタの出力とを加算する第2加算器と、
前記第2加算器の出力に基づいて量子化データを生成する量子化器と、
前記量子化器の出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算器の出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分器と、
前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する補償器と、を備え、
前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、
前記補償器は、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加部を備えている
システム。 - 周波数の異なる複数の入力信号を表すデータに対して行うΔΣ変調の歪補償処理をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムであって、
コンピュータに
前記複数の入力信号を加算する第1加算ステップと、
前記第1加算ステップの出力とループフィルタの出力とを加算する第2加算ステップと、
前記第2加算ステップの出力に基づいて量子化データを生成する量子化データ生成ステップと、
前記量子化データ生成ステップの出力をフィードバックしたフィードバック信号と前記第1加算ステップの出力との差分を求め、前記ループフィルタへ出力する差分ステップと、
前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうち前記複数の入力信号の周波数に対応する周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成する生成ステップと、を含む処理を実行させるコンピュータプログラムであり、
前記ループフィルタは、前記複数の入力信号それぞれの周波数に通過帯域を有するとともに、複数のフィルタ回路を含み、
前記複数の補償ステップは、前記補償信号を前記フィルタ回路の入力へ付加する信号付加ステップを含む
コンピュータプログラム。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017116217 | 2017-06-13 | ||
JP2017116217 | 2017-06-13 | ||
PCT/JP2018/014414 WO2018230112A1 (ja) | 2017-06-13 | 2018-04-04 | Δς変調器、送信機、半導体集積回路、歪補償方法、システム、及びコンピュータプログラム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2018230112A1 true JPWO2018230112A1 (ja) | 2020-04-09 |
JP7006689B2 JP7006689B2 (ja) | 2022-01-24 |
Family
ID=64659817
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019525123A Active JP7006689B2 (ja) | 2017-06-13 | 2018-04-04 | Δς変調器、送信機、半導体集積回路、歪補償方法、システム、及びコンピュータプログラム |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7006689B2 (ja) |
WO (1) | WO2018230112A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113328632A (zh) * | 2021-05-08 | 2021-08-31 | 南京君海数能科技有限公司 | 交流链路直流偏置电流检测及抑制方法、设备和介质 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2023021625A1 (ja) * | 2021-08-18 | 2023-02-23 | 日本電気株式会社 | デルタシグマ変調装置、デルタシグマ変調方法及び記録媒体 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009530875A (ja) * | 2005-12-05 | 2009-08-27 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 最適内蔵フィルタ関数を有するフィードフォワードシグマ−デルタad変換器 |
WO2016103981A1 (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 住友電気工業株式会社 | Δς変調器及び送信機 |
-
2018
- 2018-04-04 WO PCT/JP2018/014414 patent/WO2018230112A1/ja active Application Filing
- 2018-04-04 JP JP2019525123A patent/JP7006689B2/ja active Active
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009530875A (ja) * | 2005-12-05 | 2009-08-27 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 最適内蔵フィルタ関数を有するフィードフォワードシグマ−デルタad変換器 |
WO2016103981A1 (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 住友電気工業株式会社 | Δς変調器及び送信機 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
JIQIN HE, WENPING REN, DONGYA SHEN, JIE ZENG, XIUPU ZHANG, HONG YUAN: "Dual-band Transmitters Based on Lowpass and Bandpass Delta-Sigma Modulators", MICROWAVE AND MILLIMETER WAVE TECHNOLOGY(ICMMT),2016 IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON, JPN6018001326, June 2016 (2016-06-01), pages 590 - 592, XP033013968, ISSN: 0004631342, DOI: 10.1109/ICMMT.2016.7762377 * |
TAKASHI MAEHATA, KAZUYUKI TOTANI, SUGURU KAMEDA, NORIHARU SUEMATSU: "Concurrent Dual-band 1-bit Digital Transmitter Using Band-Pass Delta-Sigma Modulator", PROCEEDINGS OF THE 8TH EUROPEAN MICROWAVE INTEGRATED CIRCUITS CONFERENCE, JPN6014022449, October 2013 (2013-10-01), pages 552 - 555, XP032533950, ISSN: 0004631341 * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113328632A (zh) * | 2021-05-08 | 2021-08-31 | 南京君海数能科技有限公司 | 交流链路直流偏置电流检测及抑制方法、设备和介质 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2018230112A1 (ja) | 2018-12-20 |
JP7006689B2 (ja) | 2022-01-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10050659B2 (en) | Systems and methods for non-linear digital self-interference cancellation | |
US9166616B2 (en) | Signal conversion method, signal transmission method, signal conversion device, and transmitter | |
US8049651B2 (en) | ΔΣ modulation circuit and system | |
JPWO2018230112A1 (ja) | Δς変調器、送信機、半導体集積回路、歪補償方法、システム、及びコンピュータプログラム | |
US7688235B2 (en) | Composite analog to digital receiver with adaptive self-linearization | |
US7693672B2 (en) | Adaptive self-linearization | |
KR102663366B1 (ko) | Mems 마이크로폰 | |
EP2135356A2 (en) | A power amplifier | |
JP4649777B2 (ja) | デルタシグマ変調装置及び方法、並びにデジタル信号処理装置及び方法 | |
US9595925B2 (en) | Distortion-compensating power amplifier and method for compensating for distortion to amplify power | |
JP5920109B2 (ja) | 歪補償装置、歪補償方法、歪補償プログラム、送信機、及び1bitオーディオ装置 | |
US6920471B2 (en) | Compensation scheme for reducing delay in a digital impedance matching circuit to improve return loss | |
WO2013125522A1 (ja) | 信号変換方法、信号送信方法、信号変換装置、及び送信機 | |
JP6447386B2 (ja) | Δς変調器及び送信機 | |
US8217818B2 (en) | Digital RF converter and RF converting method thereof | |
JP2015216606A (ja) | 歪補償装置の製造方法 | |
JP7213947B2 (ja) | デルタシグマ変調装置及び通信機器 | |
WO2016103981A1 (ja) | Δς変調器及び送信機 | |
KR102667992B1 (ko) | 디지털 필터의 필터 계수 설정 방법 및 그 필터 계수가 적용된 디지털 필터를 포함하는 통신 장치 | |
WO2019111446A1 (ja) | Δς変調器、送信機、半導体集積回路、及びコンピュータプログラム | |
JP6364939B2 (ja) | 通信装置 | |
JP2014220654A (ja) | 歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置 | |
KR101463034B1 (ko) | 병렬처리 시그마델타 변조기 및 설계 방법 | |
JP2018011254A (ja) | 遅延補正装置、歪補償装置、送信機、半導体集積回路、及び遅延補正方法 | |
JP2007243394A (ja) | 信号処理装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20201021 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20211102 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20211124 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20211207 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20211220 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7006689 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |