JPWO2018055671A1 - Inverter device, compressor drive device and air conditioner - Google Patents
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Abstract
インバータ装置（１００）は、インバータ主回路（３）と、直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出回路（５）と、直流電流検出回路（５）により検出された直流電流に基づいて複数の半導体スイッチング素子を制御するパルス幅変調駆動信号を出力するインバータ制御部（７）とを備え、インバータ制御部（７）は、パルス幅変調駆動信号を演算する演算周期をＴｓとし、パルス幅変調駆動信号の演算処理時間をＴｘとし、パルス幅変調駆動信号の制御キャリア周期をＴｃとしたとき、Ｔｃに「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」を満たす値を設定することを特徴とする。 The inverter device (100) includes an inverter main circuit (3), a DC current detection circuit (5) for detecting a DC current flowing in the DC bus, and a plurality of DC devices based on the DC current detected by the DC current detection circuit (5). And an inverter control unit (7) for outputting a pulse width modulation drive signal for controlling the semiconductor switching element, and the inverter control unit (7) uses Ts as a calculation cycle for calculating the pulse width modulation drive signal, and performs pulse width modulation. When the calculation processing time of the drive signal is Tx and the control carrier period of the pulse width modulation drive signal is Tc, a value satisfying “Tx <(Ts−Tc / 2)” is set to Tc.
Description
本発明は、インバータ主回路内の複数のスイッチング素子を駆動することにより、直流母線から供給される直流電力を三相交流電力に変換するインバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機に関する。 The present invention relates to an inverter device, a compressor driving device, and an air conditioner that convert DC power supplied from a DC bus into three-phase AC power by driving a plurality of switching elements in an inverter main circuit.
特許文献１に示す従来のインバータ装置は、直流電源の正側に接続される上アームスイッチング素子群と直流電源の負側に接続される下アームスイッチング素子群とを備えたインバータ主回路と、直流電源とインバータ主回路との間に流れる直流電流を検出する電流センサと、上アームスイッチング素子群と下アームスイッチング素子群の各々をオンオフ制御するパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）駆動信号を生成する制御回路とを備える。制御回路はキャリア周期内の半周期経過以降における上アームスイッチング素子群のＯＮ期間終端近くのタイミングにおいて、電流センサにより相電流を検出し、電流センサで検出された相電流を次のキャリア周期で使用し、次の次のキャリア周期におけるＰＷＭ変調を演算する制御を行うように構成されている。
The conventional inverter device shown in
しかしながら特許文献１に示す従来のインバータ装置は、検出された電流を次のキャリア周期で使用し、次の次のキャリア周期におけるＰＷＭ変調を演算する制御を行っていたので、検出される電流値は前の前の演算により生成されたＰＷＭ変調に基づくものであるため、制御の応答性が低く、高速回転時の負荷変動に追従できずに脱調もしくは過電流遮断に至るという課題があった。
However, since the conventional inverter device shown in
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、検出される電流値を直前の演算により生成されるＰＷＭ変調に基づくものにすることで、制御の応答性が向上するインバータ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and obtains an inverter device that improves control responsiveness by making a detected current value based on PWM modulation generated by the immediately preceding calculation. With the goal.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るインバータ装置は、直流母線から供給される直流電力を、複数の半導体スイッチング素子を用いて三相交流電力に変換するインバータ主回路と、直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出回路と、直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいて複数の半導体スイッチング素子を制御するパルス幅変調駆動信号を出力するインバータ制御部とを備える。インバータ制御部は、パルス幅変調駆動信号を演算する演算周期をＴｓとし、パルス幅変調駆動信号の演算処理時間をＴｘとし、パルス幅変調駆動信号の制御キャリア周期をＴｃとしたとき、Ｔｃに「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」を満たす値を設定することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, an inverter device according to the present invention is an inverter main circuit that converts DC power supplied from a DC bus into three-phase AC power using a plurality of semiconductor switching elements. A DC current detection circuit that detects a DC current flowing in the DC bus, and an inverter control unit that outputs a pulse width modulation drive signal that controls a plurality of semiconductor switching elements based on the DC current detected by the DC current detection circuit; Is provided. When the calculation cycle for calculating the pulse width modulation drive signal is Ts, the calculation processing time of the pulse width modulation drive signal is Tx, and the control carrier cycle of the pulse width modulation drive signal is Tc, A value satisfying “Tx <(Ts−Tc / 2)” is set.
本発明に係るインバータ装置は、検出される電流値を直前の演算により生成されるＰＷＭ変調に基づくものにすることで、制御の応答性が向上するという効果を奏する。 The inverter device according to the present invention has an effect that the control responsiveness is improved by making the detected current value based on the PWM modulation generated by the immediately preceding calculation.
以下に、本発明の実施の形態に係るインバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, an inverter device, a compressor driving device, and an air conditioner according to an embodiment of the present invention will be described in detail based on the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るインバータ装置の構成図である。実施の形態１では、インバータ装置１００を、不図示の空気調和機に搭載される圧縮機の駆動装置として適用する例を説明する。
FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter device according to
インバータ装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２から出力される直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路３と、コンバータ回路２及びインバータ主回路３の間に設けられる負側直流母線Ｎに流れる直流電流Ｉｄｃを検出する直流電流検出回路５と、コンバータ回路２及びインバータ主回路３の間に設けられる正側直流母線Ｐ及び負側直流母線Ｎに印加される直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出回路６と、インバータ制御部７とを備える。インバータ装置１００には、インバータ主回路３が出力する三相交流電力により駆動される三相の永久磁石同期電動機４が接続される。
The
コンバータ回路２は、コンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃの値が２５０Ｖから４５０Ｖになるように構成される。具体例には、交流電源１がＡＣ１００Ｖの場合、空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のコンバータ回路２には倍電圧整流回路が適用され、ＡＣ２００Ｖの場合、空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のコンバータ回路２には全波整流回路が適用される。
その他、空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のコンバータ回路２は、交流電源１及びコンバータ回路２の間に配置された不図示のリアクトルを短絡及び開放させて昇圧する構成にしたものでもよいし、交流電源１から供給される交流電力を整流する整流回路の後段に配置された不図示のリアクトルを短絡及び開放させて昇圧する構成にしたものでもよい。このようにコンバータ回路２には多数の方式が適用されるが、コンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃの値が２５０Ｖから４５０Ｖの範囲になるような構成であれば、コンバータ回路２にはどの方式を用いてもよい。また図１に示す交流電源１は単相交流電源であるが、三相交流電源でもよい。
In addition, the compressor
インバータ主回路３は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ：Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成される複数の半導体スイッチング素子であるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のそれぞれに逆並列接続される複数の還流ダイオードであるダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のそれぞれを駆動するための複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆとにより構成される。
The inverter main circuit 3 includes switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, which are a plurality of semiconductor switching elements composed of SiC-MOSFETs (SiC: Silicon Carbide, MOSFETs: Metal-Oxide Field-Effect Field-Effect Transistors). SW6, a plurality of free-wheeling diodes D1, D2, D3, D4, D5, D6 connected in reverse parallel to each of the plurality of switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6, and a plurality of switching elements It comprises a plurality of
空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６には、コンバータ回路２が出力する直流電圧Ｖｄｃと配線インピーダンスにより生じるサージ電圧とを考慮して、耐圧６００Ｖ前後の素子が使用される。複数の還流ダイオードであるダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６にはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれのドレインは正側直流母線Ｐに接続される。スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のそれぞれのソースは負側直流母線Ｎに接続される。スイッチング素子ＳＷ１のソースは、スイッチング素子ＳＷ４のドレインに接続される。スイッチング素子ＳＷ２のソースは、スイッチング素子ＳＷ５のドレインに接続される。スイッチング素子ＳＷ３のソースは、スイッチング素子ＳＷ６のドレインに接続される。正側直流母線Ｐに接続された３つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は上アーム側スイッチング素子群を構成し、負側直流母線Ｎに配置された３つのスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は下アーム側スイッチング素子群を構成する。
The switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 for driving the compressor provided in the air conditioner take into account the DC voltage Vdc output from the
駆動回路３ａは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＵＰを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＵＰをスイッチング素子ＳＷ１を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ１のゲートに出力する。駆動回路３ｂは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＶＰを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＶＰをスイッチング素子ＳＷ２を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ２のゲートに出力する。駆動回路３ｃは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＷＰを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＷＰをスイッチング素子ＳＷ３を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ３のゲートに出力する。駆動回路３ｄは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＵＮを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＵＮをスイッチング素子ＳＷ４を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ４のゲートに出力する。駆動回路３ｅは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＶＮを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＶＮをスイッチング素子ＳＷ５を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ５のゲートに出力する。駆動回路３ｆは、インバータ制御部７から出力されるＰＷＭ駆動信号ＷＮを入力し、ＰＷＭ駆動信号ＷＮをスイッチング素子ＳＷ６を駆動できる電圧に変換してスイッチング素子ＳＷ６のゲートに出力する。
The
以下では、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を単にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と称し、複数のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を単にダイオードＤ１〜Ｄ６と称し、複数の駆動回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆを単に駆動回路３ａ〜３ｆと称する場合がある。
Hereinafter, the plurality of switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 are simply referred to as switching elements SW1 to SW6, and the plurality of diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 are simply referred to as diodes D1 to D6. The plurality of
永久磁石同期電動機４は、不図示の固定子鉄心にＵ相巻線４１、Ｖ相巻線４２及びＷ相巻線４３で構成される三相Ｙ形結線が施された固定子４ａと、固定子４ａの内部に設けられた永久磁石回転子４ｂと、Ｕ相巻線４１に接続される端子Ｕと、Ｖ相巻線４２に接続される端子Ｖと、Ｗ相巻線４３に接続される端子Ｗとを備える。
The permanent magnet synchronous motor 4 includes a
インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ４の接続点３−１が永久磁石同期電動機４の端子Ｕに接続される。インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ５の接続点３−２が永久磁石同期電動機４の端子Ｖに接続される。インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ６の接続点３−３が永久磁石同期電動機４の端子Ｗに接続される。実施の形態１では、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ４の接続点３−１と端子Ｕとの間に流れる電流をＵ相電流Ｉｕと称し、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ５の接続点３−２と端子Ｖとの間に流れる電流をＶ相電流Ｉｖと称し、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ６の接続点３−３と端子Ｗとの間に流れる電流をＷ相電流Ｉｗと称する。 A connection point 3-1 between the switching element SW1 and the switching element SW4 of the inverter main circuit 3 is connected to a terminal U of the permanent magnet synchronous motor 4. A connection point 3-2 between the switching element SW2 and the switching element SW5 of the inverter main circuit 3 is connected to the terminal V of the permanent magnet synchronous motor 4. A connection point 3-3 between the switching element SW3 and the switching element SW6 of the inverter main circuit 3 is connected to a terminal W of the permanent magnet synchronous motor 4. In the first embodiment, the current flowing between the connection point 3-1 of the switching element SW1 and the switching element SW4 and the terminal U is referred to as a U-phase current Iu, and the connection point 3-2 of the switching element SW2 and the switching element SW5 A current flowing between the terminal V and the terminal W is referred to as a V-phase current Iv, and a current flowing between the connection point 3-3 of the switching element SW3 and the switching element SW6 and the terminal W is referred to as a W-phase current Iw.
Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが永久磁石同期電動機４の固定子４ａに供給され、固定子４ａが発生する磁界により永久磁石回転子４ｂが回転し、永久磁石回転子４ｂに接続された不図示の圧縮機が回転することにより、空気調和機内に冷媒が循環する。実施の形態１では、三相Ｙ形結線が施された固定子４ａを永久磁石同期電動機４に使用する例について説明しているが、永久磁石同期電動機４には、三相Ｙ形結線が施された固定子４ａの代わりに三相Δ形結線が施された固定子４ａを用いてもよい。
The U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw are supplied to the
直流電流検出回路５は、負側直流母線Ｎに設けられたシャント抵抗５ａと増幅器５ｂとを備える。増幅器５ｂは、シャント抵抗５ａに直流電流が流れることにより生じるシャント抵抗５ａの両端間の電圧降下分を増幅し、増幅した電圧を直流電流Ｉｄｃに対応する電流情報としてインバータ制御部７に出力する。図１では増幅器５ｂから出力される電流情報を直流電流Ｉｄｃとして表記している。増幅器５ｂとしてはオペアンプを用いた回路を例示できる。実施の形態１では、シャント抵抗５ａの両端間の電圧降下分を増幅することにより直流電流を検出する直流電流検出回路５の構成例を示すが、直流電流検出回路５には、直流電流を検出可能なＤＣＣＴ（ＤＣ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）を用いてもよい。
The DC current detection circuit 5 includes a
直流電圧検出回路６は、コンバータ回路２の出力側に接続される正側直流母線Ｐ及び負側直流母線Ｎの間に印加される直流電圧Ｖｄｃを分圧してインバータ制御部７に与える。
The DC
インバータ制御部７は、直流電流検出回路５で検出された直流電流と、直流電圧検出回路６で検出された電圧と、外部から与えられる周波数指令値ｆ＊とに基づき、インバータ主回路３を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれを制御するためのＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを出力する。以下では、周波数指令値ｆ＊を単にｆ＊で表し、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを単にＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮと称する場合がある。
The
ＰＷＭ駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、インバータ主回路３の上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれがスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を駆動するための信号である。ＰＷＭ駆動信号ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、インバータ主回路３の下アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ駆動信号であり、それぞれがスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を駆動するための信号である。 The PWM drive signals UP, VP, and WP are PWM drive signals for the upper arm side switching element group of the inverter main circuit 3, and are signals for driving the switching elements SW1, SW2, and SW3, respectively. The PWM drive signals UN, VN, WN are PWM drive signals for the lower arm side switching element group of the inverter main circuit 3, and are signals for driving the switching elements SW4, SW5, SW6, respectively.
インバータ制御部７はマイクロプロセッサにより実現できる。インバータ制御部７は、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器８と、ＡＤ変換器９と、出力電圧ベクトル補正部１０とを備える。ＡＤ変換器８には直流電流検出回路５の出力が入力され、ＡＤ変換器８は直流電流検出回路５から出力されるアナログの電圧を、インバータ制御部７内の演算に利用可能なディジタル値に変換する。ＡＤ変換器９には直流電圧検出回路６の出力が入力され、ＡＤ変換器９は直流電圧検出回路６から出力されるアナログの電圧を、インバータ制御部７内の演算に利用可能なディジタル値に変換する。
The
出力電圧ベクトル補正部１０は、ＰＷＭ駆動信号を演算する１演算周期中に、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流を再現するため、出力電圧ベクトルに補正を加える。出力電圧ベクトルについては後述する。
The output voltage
次にインバータ装置１００の動作を説明する。図２は図１に示す直流電流検出回路で検出された直流電流の値に基づきＰＷＭ駆動信号の演算が行われてから、演算されたＰＷＭ駆動信号が反映されるまでの動作を示すタイミングチャートである。以下では、ＰＷＭ駆動信号の演算を単にＰＷＭ演算と称する場合がある。
Next, the operation of the
図２において、（ａ）にはＰＷＭ信号の基準キャリアが示される。基準キャリア周期Ｔｃ_ｓｔｄは、ＰＷＭ駆動信号を演算する演算周期Ｔｓと同じであり、図２には「Ｔｃ_ｓｔｄ＝Ｔｓ」と表示されている。（ｂ）にはＰＷＭ演算の開始タイミングが矢印で示される。 In FIG. 2, (a) shows the reference carrier of the PWM signal. The reference carrier cycle Tc_std is the same as the calculation cycle Ts for calculating the PWM drive signal, and “Tc_std = Ts” is displayed in FIG. In (b), the start timing of the PWM calculation is indicated by an arrow.
（ｃ）にはＰＷＭ駆動信号を生成するための制御キャリア１が示される。制御キャリア１は、ＰＷＭ演算の演算処理時間Ｔｘが「Ｔｓ／２≦Ｔｘ＜２Ｔｓ／３」に設定される場合における制御キャリアの一例であり、制御キャリア１のキャリア周期Ｔｃ１は「Ｔｃ１＝２Ｔｓ／３」に設定される。以下では制御キャリア１のキャリア周期Ｔｃ１を単に制御キャリア周期Ｔｃ１と称する場合がある。（ｄ）には演算処理時間Ｔｘが「Ｔｓ／２≦Ｔｘ＜２Ｔｓ／３」に設定される場合におけるＰＷＭ演算の処理区間が示される。
(C) shows a
（ｅ）にはＰＷＭ駆動信号を生成するための制御キャリア２が示される。制御キャリア２は、ＰＷＭ演算の演算処理時間Ｔｘが「２Ｔｓ／３≦Ｔｘ＜３Ｔｓ／４」に設定される場合における制御キャリアの一例であり、制御キャリア２のキャリア周期Ｔｃ２は「Ｔｃ２＝Ｔｓ／２」に設定される。以下では制御キャリア２のキャリア周期Ｔｃ２を単に制御キャリア周期Ｔｃ２と称する場合がある。（ｆ）には演算処理時間Ｔｘが「２Ｔｓ／３≦Ｔｘ＜３Ｔｓ／４」に設定される場合におけるＰＷＭ演算の処理区間が示される。
(E) shows a
（ｇ）にはＰＷＭ駆動信号を生成するための制御キャリア３が示される。制御キャリア３は、ＰＷＭ演算の演算処理時間Ｔｘが「３Ｔｓ／４≦Ｔｘ＜４Ｔｓ／５」に設定される場合における制御キャリアの一例であり、制御キャリア３のキャリア周期Ｔｃ３は「Ｔｃ３＝２Ｔｓ／５」に設定される。以下では制御キャリア３のキャリア周期Ｔｃ３を単に制御キャリア周期Ｔｃ３と称する場合がある。（ｈ）には演算処理時間Ｔｘが「３Ｔｓ／４≦Ｔｘ＜４Ｔｓ／５」に設定される場合におけるＰＷＭ演算の処理区間が示される。 (G) shows a control carrier 3 for generating a PWM drive signal. The control carrier 3 is an example of the control carrier when the calculation processing time Tx of the PWM calculation is set to “3Ts / 4 ≦ Tx <4Ts / 5”, and the carrier period Tc3 of the control carrier 3 is “Tc3 = 2Ts / 5 ". Hereinafter, the carrier period Tc3 of the control carrier 3 may be simply referred to as a control carrier period Tc3. (H) shows a processing section of PWM calculation when the calculation processing time Tx is set to “3Ts / 4 ≦ Tx <4Ts / 5”.
図２には、左右対称の三角波キャリアである基準キャリア及び制御キャリアが例示され、図２では基準キャリアの谷タイミングと制御キャリアの谷タイミングもしくは山タイミングとが一致している。（ｃ）、（ｅ）、（ｇ）に示す制御キャリア１，２，３には、出力電圧ベクトルを反映した区間が重ねて表記されている。（ｃ）、（ｅ）、（ｇ）では、出力電圧ベクトルを便宜上「Ｖｓｘｙ＿ｚ」の形で表記している。すなわち、（ｃ）には（ｄ）に示すＰＷＭ演算で演算された出力電圧ベクトルＶｓｘｙ＿ｚが表記され、（ｅ）には（ｆ）に示すＰＷＭ演算で演算された出力電圧ベクトルＶｓｘｙ＿ｚが表記され、（ｇ）には（ｈ）に示すＰＷＭ演算で演算された出力電圧ベクトルＶｓｘｙ＿ｚが表記されている。
FIG. 2 illustrates a reference carrier and a control carrier that are symmetrical triangular wave carriers. In FIG. 2, the valley timing of the reference carrier coincides with the valley timing or peak timing of the control carrier. In the
出力電圧ベクトルＶｓｘｙ＿ｚの「ｘ」の部分には”ａ”と”ｂ”があり、「ｘ＝ａ」の出力電圧ベクトルは、直流電流検出回路５で検出された直流電流Ｉｄｃから永久磁石同期電動機４に流れる二相分の相電流情報を再現できるベクトルであることを示す。「ｘ＝ｂ」の出力電圧ベクトルは、前記「ｘ＝ａ」の出力電圧ベクトルと合成すると後述する演算周期当たりの出力電圧ベクトルとなるベクトルであることを示す。ただし、後述するが変調率が１以上になるようなとき、２つのベクトルを合成しても演算周期当たりの出力電圧ベクトルと一致しない状態もあり得る。 “X” portion of the output voltage vector Vsxy_z includes “a” and “b”, and the output voltage vector of “x = a” is obtained from the DC current Idc detected by the DC current detection circuit 5. 4 indicates that the vector can reproduce the phase current information for two phases flowing through 4. The output voltage vector of “x = b” indicates a vector that becomes an output voltage vector per calculation cycle, which will be described later, when combined with the output voltage vector of “x = a”. However, as will be described later, when the modulation rate is 1 or more, there is a possibility that even if two vectors are combined, they do not match the output voltage vector per calculation cycle.
Ｖｓｘｙ＿ｚの「ｙ」の部分には整数が入り、「ｙ＝１」の出力電圧ベクトルは、（ｄ）、（ｆ）、（ｈ）のそれぞれに示される「演算処理１」で演算される出力電圧ベクトルを示す。「ｙ＝２」の出力電圧ベクトルは、（ｄ）、（ｆ）、（ｈ）のそれぞれに示される「演算処理２」で演算される出力電圧ベクトルを示す。
An integer is entered in the “y” portion of Vsxy_z, and the output voltage vector of “y = 1” is an output calculated by “
Ｖｓｘｙ＿ｚの「ｚ」の部分には対応する制御キャリアの数字が入り、「ｚ＝１」の出力電圧ベクトルは、制御キャリア１のＰＷＭ演算による出力電圧ベクトルを示す。「ｚ＝２」の出力電圧ベクトルは、制御キャリア２のＰＷＭ演算による出力電圧ベクトルを示す。「ｚ＝３」の出力電圧ベクトルは、制御キャリア３のＰＷＭ演算による出力電圧ベクトルを示す。
The number of the corresponding control carrier is entered in the “z” portion of Vsxy_z, and the output voltage vector of “z = 1” indicates an output voltage vector obtained by PWM calculation of the
続いて、直流電流Ｉｄｃが検出されてからＰＷＭ駆動信号が演算され、演算されたＰＷＭ駆動信号が反映されるまでの動作を、（ｄ）のＰＷＭ演算の演算処理１のタイミングを例に取り説明する。
Subsequently, the operation from when the DC current Idc is detected until the PWM drive signal is calculated and the calculated PWM drive signal is reflected will be described by taking the timing of the
演算処理１の演算開始タイミングは基準キャリアの谷タイミングＤである。タイミングＤは制御キャリア１の谷タイミングでもある。演算処理１で使用される直流電流Ｉｄｃは、演算開始タイミングＤの直前の制御キャリア１の半キャリア周期であるＡ〜Ｄの区間で検出される。Ａ〜Ｄの半キャリア周期区間には、出力電圧ベクトル「Ｖｓａ０＿１」に対応したＰＷＭ駆動信号が出力されているため、インバータ制御部７は、直流電流Ｉｄｃに基づき、永久磁石同期電動機４に流れる二相分の相電流情報を検出できる。
The calculation start timing of the
インバータ制御部７は、直流電流Ｉｄｃに基づいて、次の演算開始タイミングＩよりも制御キャリア１の半キャリア周期前のタイミングＦから１演算周期後のタイミングＫまでの中心位相における出力電圧ベクトルを求める。インバータ制御部７は、この演算を、演算開始タイミングＤからタイミングＦまでの区間内で行う。演算された出力電圧ベクトルに対するＰＷＭ駆動信号は、タイミングＦからタイミングＫまでの区間に反映される。以下では、Ｆ〜Ｋの区間のように、演算された出力電圧ベクトルに対するＰＷＭ駆動信号が反映される区間を「ＰＷＭ駆動信号反映区間」と称する場合がある。
Based on the direct current Idc, the
インバータ制御部７は、次の演算処理２の演算開始タイミングＩの直前における制御キャリア１の半キャリア周期であるＦ〜Ｉの区間に、出力電圧ベクトル「Ｖｓａ１＿１」に対応したＰＷＭ駆動信号を出力し、残りのＩ〜Ｋの区間に、出力電圧ベクトル「Ｖｓｂ１＿１」に対応したＰＷＭ駆動信号を出力する。
The
同様にインバータ制御部７では、演算周期Ｔｓ毎に（ｄ）の演算処理２以降の演算が行われる。ここで、演算開始タイミングは、必ずしも三角波キャリアの谷タイミングまたは山タイミングである必要はなく、ＰＷＭ駆動信号を反映させたいタイミングまでに演算が終了することが確保できれば、上記のタイミングより演算開始タイミングが遅くても構わない。インバータ制御部７では、（ｆ）、（ｈ）の動作も（ｄ）と同様に行われる。
Similarly, the
次に、出力電圧ベクトルについて説明する。出力電圧ベクトルＶｓの大きさ｜Ｖｓ｜及びγ軸からの位相θｖは、回転座標系の制御軸（γ−δ軸）におけるγ軸電圧Ｖγ及びδ軸電圧Ｖδの値が求められれば、それぞれ下記式（１）及び式（２）より求めることができる。 Next, the output voltage vector will be described. The magnitude | Vs | of the output voltage vector Vs and the phase θv from the γ-axis are as follows if the values of the γ-axis voltage Vγ and the δ-axis voltage Vδ on the control axis (γ-δ axis) of the rotating coordinate system are obtained. It can obtain | require from Formula (1) and Formula (2).
γ軸電圧Ｖγ及びδ軸電圧Ｖδは、角速度指令値ω＊（＝２π×ｆ＊）と永久磁石同期電動機４に流れる相電流情報とに基づき、例えば特許第３８６００３１号公報に記載される公知の方法で算出できる。 The γ-axis voltage Vγ and the δ-axis voltage Vδ are based on the angular velocity command value ω * (= 2π × f *) and the phase current information flowing through the permanent magnet synchronous motor 4, for example, as disclosed in Japanese Patent No. 3860031. It can be calculated by the method.
また、この場合の変調率は、直流電圧検出回路６で検出された直流電圧Ｖｄｃに基づき下記式（３）より求められる。
Further, the modulation factor in this case is obtained from the following equation (3) based on the DC voltage Vdc detected by the DC
続いて、出力電圧ベクトルＶｓとインバータ主回路３のスイッチング素子との関係を説明する。 Subsequently, the relationship between the output voltage vector Vs and the switching elements of the inverter main circuit 3 will be described.
図３は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部で演算される１演算周期当たりの出力電圧ベクトルＶｓと、出力電圧ベクトル補正部１０による補正前の制御キャリア１の半キャリア周期当たりの出力電圧ベクトルＶｓｃとの関係を示す図である。図４は基本電圧ベクトルに対するインバータ主回路のスイッチング素子のスイッチング状態と直流電流Ｉｄｃから再現される相電流情報との対応関係を示す図である。図５は図３に示す出力電圧ベクトルＶｓｃに対応したＰＷＭ駆動信号のタイミングチャートである。図６は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部で演算される１演算周期当たりの出力電圧ベクトルＶｓと、出力電圧ベクトル補正部１０による補正後の出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂとの関係を示す図である。
FIG. 3 shows the output voltage vector Vs per calculation cycle calculated by the inverter control unit according to
図３には制御キャリア１の場合に演算される出力電圧ベクトルＶｓが示される。図３に示すＶ０〜Ｖ７は基本電圧ベクトルであり、図４では、８つの基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれが、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれのＯＮまたはＯＦＦの状態に対応付けられている。
FIG. 3 shows an output voltage vector Vs calculated for the
図４に示すように基本電圧ベクトルＶ０では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ１では、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ２では、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ３では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ４では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ５では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ６では、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ７では、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がＯＮである。 As shown in FIG. 4, in the basic voltage vector V0, the switching elements SW1, SW2, and SW3 are OFF, and the switching elements SW4, SW5, and SW6 are ON. In the basic voltage vector V1, the switching elements SW2, SW3, SW4 are OFF, and the switching elements SW1, SW5, SW6 are ON. In the basic voltage vector V2, the switching elements SW3, SW4, SW5 are OFF, and the switching elements SW1, SW2, SW6 are ON. In the basic voltage vector V3, the switching elements SW1, SW3, SW5 are OFF, and the switching elements SW2, SW4, SW6 are ON. In the basic voltage vector V4, the switching elements SW1, SW5, SW6 are OFF, and the switching elements SW2, SW3, SW4 are ON. In the basic voltage vector V5, the switching elements SW1, SW2, and SW6 are OFF, and the switching elements SW3, SW4, and SW5 are ON. In the basic voltage vector V6, the switching elements SW2, SW4, SW6 are OFF, and the switching elements SW1, SW3, SW5 are ON. In the basic voltage vector V7, the switching elements SW4, SW5, SW6 are OFF, and the switching elements SW1, SW2, SW3 are ON.
また図４には、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれが基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の非零の電圧ベクトルの状態になるときに、直流電流Ｉｄｃから再現される永久磁石同期電動機４に流れる相電流情報が基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６に対応付けられている。 FIG. 4 also shows phase current information flowing in the permanent magnet synchronous motor 4 reproduced from the direct current Idc when each of the switching elements SW1 to SW6 is in a non-zero voltage vector state of the basic voltage vectors V1 to V6. Are associated with the basic voltage vectors V1 to V6.
基本電圧ベクトルＶ１には相電流情報「＋Ｉｕ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ２には相電流情報「−Ｉｗ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ３には相電流情報「＋Ｉｖ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ４には相電流情報「−Ｉｕ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ５には相電流情報「＋Ｉｗ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ６には相電流情報「−Ｉｖ」が対応している。相電流情報の「＋」は、インバータ主回路３から永久磁石同期電動機４に向かって流れる相電流の方向を表し、相電流情報の「−」は永久磁石同期電動機４からインバータ主回路３に向かって流れる相電流の方向を表す。 The basic voltage vector V1 corresponds to the phase current information “+ Iu”, the basic voltage vector V2 corresponds to the phase current information “−Iw”, and the basic voltage vector V3 corresponds to the phase current information “+ Iv”. The voltage vector V4 corresponds to the phase current information “−Iu”, the basic voltage vector V5 corresponds to the phase current information “+ Iw”, and the basic voltage vector V6 corresponds to the phase current information “−Iv”. . The phase current information “+” indicates the direction of the phase current flowing from the inverter main circuit 3 toward the permanent magnet synchronous motor 4, and the phase current information “−” indicates the direction from the permanent magnet synchronous motor 4 to the inverter main circuit 3. The direction of the flowing phase current.
図３において、出力電圧ベクトルＶｓの大きさは演算周期Ｔｓ当たりの大きさで示される。実施の形態１では、制御キャリア周期Ｔｃ１がＴｃ１＝２Ｔｓ／３に設定されているため、半キャリア周期（Ｔｃ・１／２）当たりの出力電圧ベクトルＶｓｃは出力電圧ベクトルＶｓの大きさの１／３となる。ｔｉは出力電圧ベクトルＶｓｃに隣接する大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１，Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルＶ１の半キャリア周期当たりの出力時間である。回転方向元は出力電圧ベクトルの回転方向に対して後方を意味する。ｔｋは回転方向先の基本電圧ベクトルであるＶ２の半キャリア周期当たりの出力時間である。回転方向先は出力電圧ベクトルの回転方向に対して前方を意味する。ＴＭＩＮはインバータ主回路３に供給される直流電流を検出するのに必要な最小時間である。最小時間ＴＭＩＮは、駆動回路３ａ〜３ｆ及びスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の応答遅延時間と、インバータ主回路３に供給される直流電流に発生するリンギング時間と、直流電流検出回路５の遅延時間と、ＡＤ変換器８のサンプルホールド時間と、後述する上下短絡防止時間とを考慮して設定される。
In FIG. 3, the magnitude of the output voltage vector Vs is indicated by the magnitude per calculation cycle Ts. In the first embodiment, since the control carrier period Tc1 is set to Tc1 = 2Ts / 3, the output voltage vector Vsc per half carrier period (Tc · 1/2) is 1 / of the magnitude of the output voltage vector Vs. 3 ti is the output time per half carrier period of the basic voltage vector V1 in the rotation direction out of V1 and V2 which are non-zero basic voltage vectors adjacent to the output voltage vector Vsc. The direction of rotation means backward with respect to the direction of rotation of the output voltage vector. tk is an output time per half carrier period of V2, which is a basic voltage vector ahead in the rotation direction. The rotation direction ahead means forward with respect to the rotation direction of the output voltage vector. TMIN is the minimum time required to detect the direct current supplied to the inverter main circuit 3. The minimum time TMIN is the response delay time of the
ここで、出力電圧ベクトルＶｓｃに隣接する大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１，Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルであるＶ１から出力電圧ベクトルＶｓまでの角度を、不図示のθｘ［°］とする。このとき、時間ｔｉ，ｔｋのそれぞれは下記式（４）及び式（５）により求めることができる。 Here, the angle from the basic voltage vector V1 that is the original in the rotation direction to the output voltage vector Vs among the basic voltage vectors V1 and V2 that are adjacent to the output voltage vector Vsc is non-illustrated. It is assumed that θx [°]. At this time, each of time ti and tk can be calculated | required by following formula (4) and Formula (5).
図５において、（ａ）は制御キャリア１を示す。（ｂ）はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮを示す。（ｃ）は直流電流Ｉｄｃを示す。（ｄ）はＰＷＭ駆動信号に対応した電圧べクトル状態を示す。図５には、ＰＷＭ駆動信号の反映区間が図２のＡ−Ｆ区間のようにキャリア立下りから始まる場合を示している。
In FIG. 5, (a) shows the
図５の（ａ）の制御キャリア１に表記されるＶｓｃは、制御キャリア１の半キャリア周期で出力される出力電圧ベクトルを示し、図５には、制御キャリア１の立下り半周期で出力される２つのＶｓｃと、制御キャリア１の立上り半周期で出力される１つのＶｓｃとが示される。
Vsc shown in the
図５の（ｂ）において、ＰＷＭ駆動信号が「Ｈ（ＯＮ）」の場合、その対応するスイッチング素子がＯＮ動作し、「Ｌ（ＯＦＦ）」の場合にその対応するスイッチング素子がＯＦＦ動作する。例えば、ＰＷＭ駆動信号のＵＰが「Ｈ（ＯＮ）」の場合、その対応するスイッチング素子ＳＷ１がＯＮし、ＵＰが「Ｌ（ＯＦＦ）」の場合、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦする。実施の形態１では、半キャリア周期におけるゼロベクトルＶ０，Ｖ７の出力割合を１：１にしているが、この出力割合は任意に設定できる。 In FIG. 5B, when the PWM drive signal is “H (ON)”, the corresponding switching element is turned ON, and when it is “L (OFF)”, the corresponding switching element is turned OFF. For example, when UP of the PWM drive signal is “H (ON)”, the corresponding switching element SW1 is turned ON, and when UP is “L (OFF)”, the switching element SW1 is turned OFF. In the first embodiment, the output ratio of the zero vectors V0 and V7 in the half carrier period is 1: 1, but this output ratio can be arbitrarily set.
また、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ及びＰＷＭ駆動信号ＵＮのスイッチング状態が「ＯＮからＯＦＦ」または「ＯＦＦからＯＮ」に切り替わるときには、スイッチング素子の上下短絡を防止する上下短絡防止時間を設ける必要があるが、ここでは説明の簡略化のため省略している。ＰＷＭ駆動信号ＶＰ及びＰＷＭ駆動信号ＶＮのスイッチング状態が「ＯＮからＯＦＦ」または「ＯＦＦからＯＮ」に切り替わるときの上下短絡防止時間と、ＰＷＭ駆動信号ＷＰ及びＰＷＭ駆動信号ＷＮのスイッチング状態が「ＯＮからＯＦＦ」または「ＯＦＦからＯＮ」に切り替わるときの上下短絡防止時間も同様である。 Further, when the switching state of the PWM drive signal UP and the PWM drive signal UN is switched from “ON to OFF” or “OFF to ON”, it is necessary to provide a vertical short circuit prevention time for preventing the vertical short circuit of the switching element. However, it is omitted for simplification of explanation. The upper and lower short-circuit prevention time when the switching state of the PWM drive signal VP and the PWM drive signal VN is switched from “ON to OFF” or “OFF to ON” and the switching state of the PWM drive signal WP and the PWM drive signal WN are changed from “ON”. The same applies to the upper and lower short-circuit prevention time when switching from “OFF” or “OFF to ON”.
このように出力電圧ベクトルが求められれば、そのベクトルに対応したＰＷＭ駆動信号を生成できる。しかしながら、図３に示されるように、出力電圧ベクトルＶｓｃの時間ｔｉはＴＭＩＮ以上であるが、出力電圧ベクトルＶｓｃの時間ｔｋはＴＭＩＮ未満であり、インバータ制御部７では直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を再現することができない。
If the output voltage vector is thus obtained, a PWM drive signal corresponding to the vector can be generated. However, as shown in FIG. 3, the time ti of the output voltage vector Vsc is equal to or greater than TMIN, but the time tk of the output voltage vector Vsc is less than TMIN, and the
そこで実施の形態１に係るインバータ制御部７の出力電圧ベクトル補正部１０は、図６に示されるように、出力電圧ベクトルＶｓの補正を行い、演算周期Ｔｓ当たりの出力電圧ベクトルＶｓを、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報が再現される出力電圧ベクトルＶｓａと、出力電圧ベクトルＶｓａとの合成がＶｓとなる出力電圧ベクトルＶｓｂとに分けて出力する。このようにすることで、１演算周期中に前記直流電流から二組分の相電流を再現できると共に、１演算周期当たりの出力電圧ベクトルを同一に保持できる。
Therefore, as shown in FIG. 6, the output voltage
具体的には、出力電圧ベクトルＶｓａに隣接し、かつ、大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１，Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルであるＶ１の半キャリア周期当たりの出力時間をｔｉａとし、「ｔｉａ＝ｔｉ」とし、回転方向先の基本電圧ベクトルであるＶ２の半キャリア周期当たりの出力時間をｔｋａとし、「ｔｋａ＝ＴＭＩＮ」とする。 Specifically, the output time per half carrier period of V1, which is the basic voltage vector in the rotation direction, among V1 and V2, which are adjacent to the output voltage vector Vsa and have a non-zero magnitude. Is tia, “tia = ti”, the output time per half carrier period of V2, which is the basic voltage vector ahead in the rotation direction, is tka, and “tka = TMIN”.
「（ｔｉａ＋ｔｋａ）＞（Ｔｃ１／２）」となる場合、ｔｉａ及びｔｋａの内、出力時間が長い方を「（Ｔｃ１／２）−ＴＭＩＮ」とする。また、出力電圧ベクトルＶｓｂの回転方向元の基本電圧ベクトルの残りの出力区間、すなわち図６に示す１キャリア周期当たりの出力時間をｔｉｂとする。出力電圧ベクトルＶｓｂの回転方向先の基本電圧ベクトルの残りの出力区間、すなわち図６に示す１キャリア周期当たりの出力時間をｔｋｂとする。そしてインバータ制御部７の出力電圧ベクトル補正部１０は、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＞（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」となる場合、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」となるように出力時間ｔｉｂ，ｔｋｂの内、短い方を零に近づける。Ｎｃは、出力電圧ベクトルＶｓｂを出力する区間の半キャリア周期の数であり、この場合はＮｃ＝２である。
When “(tia + tka)> (Tc1 / 2)”, the longer output time of tia and tka is defined as “(Tc1 / 2) −TMIN”. Further, let tib be the remaining output section of the basic voltage vector in the rotation direction of the output voltage vector Vsb, that is, the output time per carrier cycle shown in FIG. The remaining output section of the basic voltage vector ahead of the rotation direction of the output voltage vector Vsb, that is, the output time per carrier period shown in FIG. The output voltage
出力時間の短い方を零にしても「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」とならない場合、インバータ制御部７の出力電圧ベクトル補正部１０は、更に出力時間の長い方を「（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」とする。変調率が１以上になるようなとき、出力電圧ベクトルＶｓｂはこのような状態になるが、この場合、出力電圧ベクトルＶｓａ及び出力電圧ベクトルＶｓｂの合成ベクトルは、出力電圧ベクトルＶｓとは完全には一致しない状態となる。しかしながら、このような状態になるのは変調率が１以上になるようなＰＷＭ駆動信号が飽和する高回転領域状態であり、補正前後での１演算周期当たりの出力電圧ベクトルは略同一に保持される。
If “(tib + tkb) = (Tc1 / 2) × Nc” is not satisfied even if the shorter output time is zero, the output voltage
図７は図６に示す出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂに対応して出力電圧ベクトル補正部により補正されたＰＷＭ駆動信号の第１のタイミングチャートである。図７では、インバータ制御部７が、出力電圧ベクトルＶｓａをＰＷＭ駆動信号反映区間の最初の半キャリア周期に出力し、出力電圧ベクトルＶｓｂを残りのＰＷＭ駆動信号反映区間に出力する場合を示す。図７には、図５と同様にＰＷＭ駆動信号反映区間がキャリア立下りから始まる場合を示す。図７に示す（ａ）〜（ｄ）の意味は図５に示す（ａ）〜（ｄ）と同じである。また、図７に示す（ｃ）におけるＴｒｇ１及びＴｒｇ２は、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得るための検出タイミングを表す。
FIG. 7 is a first timing chart of the PWM drive signal corrected by the output voltage vector correction unit corresponding to the output voltage vectors Vsa and Vsb shown in FIG. FIG. 7 shows a case where the
ここで実施の形態１では、検出タイミングＴｒｇ１及び検出タイミングＴｒｇ２の間隔が、上アーム側スイッチング素子群を制御する複数のＰＷＭ駆動信号の内、それぞれのＯＮ幅が中間となるＰＷＭ駆動信号、すなわち図７ではＰＷＭ駆動信号ＶＰがＯＮからＯＦＦに切り替わるタイミングの前後で、二相分の相電流情報を得られる最小時間に設定されている。この最小時間は前述した最小時間ＴＭＩＮと同じ長さの時間である。 Here, in the first embodiment, the interval between the detection timing Trg1 and the detection timing Trg2 is a PWM drive signal having an intermediate ON width among a plurality of PWM drive signals for controlling the upper arm side switching element group, that is, FIG. 7 is set to the minimum time for obtaining phase current information for two phases before and after the timing when the PWM drive signal VP is switched from ON to OFF. This minimum time is the same length as the minimum time TMIN described above.
この場合、インバータ制御部７は、直流電流Ｉｄｃに基づき二相分の相電流情報を最小時間の間隔で得ることができるので、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係に基づき残りの一相の相電流も精度よく再現できるというメリットがある。しかしながら、検出タイミングＴｒｇ１は、検出される電圧ベクトル状態の終端近くのタイミングとなり、検出タイミングＴｒｇ２は、検出される電圧ベクトル状態に切り替わった直後のタイミングとなるため、検出される相電流の値が実際の相電流の中心値から外れ、永久磁石同期電動機４の制御性が悪化する。
In this case, the
この対策として、制御キャリア１または制御キャリア３のように、演算周期毎に直流電流Ｉｄｃが検出される区間の三角波キャリアの状態がキャリア立上り区間及び立下り区間に切り替わるキャリア周期Ｔｃを設定し、検出タイミングＴｒｇ１、検出タイミングＴｒｇ２及び電圧ベクトル状態の関係を変えることにより、実際の相電流の中心値から外れる影響を緩和できる。制御の応答性は若干犠牲になるが、再現された相電流、または相電流を制御軸（γ−δ軸）上に変換した電流値の移動平均を取ることで、更に上記の影響を緩和できる。
As a countermeasure, a carrier cycle Tc in which the state of the triangular wave carrier in the section in which the DC current Idc is detected for each calculation period, such as the
図８は図６に示す出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂに対応して出力電圧ベクトル補正部により補正されたＰＷＭ駆動信号の第２のタイミングチャートである。図７及び図８の相違点は、図７ではＰＷＭ駆動信号反映区間がキャリア立下りから始まるのに対して、図８では、ＰＷＭ駆動信号反映区間が図２のＦ−Ｋ区間のようにキャリア立上りから始まることである。 FIG. 8 is a second timing chart of the PWM drive signal corrected by the output voltage vector correction unit corresponding to the output voltage vectors Vsa and Vsb shown in FIG. The difference between FIG. 7 and FIG. 8 is that, in FIG. 7, the PWM drive signal reflection section starts from the falling edge of the carrier, whereas in FIG. 8, the PWM drive signal reflection section is a carrier like the FK section of FIG. It starts from the rise.
ここで、検出タイミングＴｒｇ１及び検出タイミングＴｒｇ２の間隔は、上アーム側スイッチング素子群を制御する複数のＰＷＭ駆動信号の内、それぞれのＯＮ幅が中間となるＰＷＭ駆動信号、すなわち図８ではＰＷＭ駆動信号ＶＰがＯＦＦからＯＮに切り替わるタイミングの前後で、二相分の相電流情報を得られる最小時間に設定されている。この最小時間は前述した最小時間ＴＭＩＮと同じ長さの時間である。 Here, the interval between the detection timing Trg1 and the detection timing Trg2 is a PWM drive signal having an intermediate ON width among a plurality of PWM drive signals for controlling the upper arm side switching element group, that is, the PWM drive signal in FIG. Before and after the timing when VP is switched from OFF to ON, the minimum time for obtaining phase current information for two phases is set. This minimum time is the same length as the minimum time TMIN described above.
図７のようにＰＷＭ駆動信号反映区間がキャリア立下りから始まる場合、検出タイミングＴｒｇ１では直流電流Ｉｄｃから基本電圧ベクトルＶ２に対応する相電流（−Ｉｗ）が再現され、検出タイミングＴｒｇ２では直流電流Ｉｄｃから基本電圧ベクトルＶ１に対応する相電流（＋Ｉｕ）が再現される。 As shown in FIG. 7, when the PWM drive signal reflection section starts from the falling edge of the carrier, the phase current (−Iw) corresponding to the basic voltage vector V2 is reproduced from the DC current Idc at the detection timing Trg1, and the DC current Idc is detected at the detection timing Trg2. Thus, the phase current (+ Iu) corresponding to the basic voltage vector V1 is reproduced.
これに対して図８のようにキャリア立上りから始まる場合、検出タイミングＴｒｇ１では直流電流Ｉｄｃから基本電圧ベクトルＶ１に対応する相電流（＋Ｉｕ）が再現され、検出タイミングＴｒｇ２では基本電圧ベクトルＶ２に対応する相電流（−Ｉｗ）が再現される。 On the other hand, when starting from the rising edge of the carrier as shown in FIG. 8, the phase current (+ Iu) corresponding to the basic voltage vector V1 is reproduced from the DC current Idc at the detection timing Trg1, and corresponding to the basic voltage vector V2 at the detection timing Trg2. The phase current (-Iw) is reproduced.
以上のように実施の形態１に係るインバータ装置１００は、直流母線から供給される直流電力を複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を用いて三相交流電力に変換するインバータ主回路３と、直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出回路５と、直流電流検出回路５より検出された直流電流Ｉｄｃに基づいて複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を制御するＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮを出力するインバータ制御部７とを備える。そしてインバータ制御部７は、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮを演算する演算周期をＴｓ、演算処理時間をＴｘとするとき、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮの制御キャリア周期Ｔｃに「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」を満たす値を設定するようにしたので、演算処理時間Ｔｘが演算周期Ｔｓの１／２以上の用途においても、次の演算処理には直前の演算処理で生成されたＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮにより生じる直流電流を検出でき、より一層制御の応答性が高いインバータ装置１００が得られる。これにより、高速回転時の負荷変動にも追従でき、脱調及び過電流遮断の発生を抑制できるという効果を奏する。
As described above, the
またインバータ制御部７は、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮを三角波キャリアに基づいて生成し、演算周期Ｔｓ毎に直流電流Ｉｄｃを検出する区間の三角波キャリアの状態がキャリア立上り区間及び立下り区間を交互に切り替わるように、制御キャリア周期Ｔｃを設定することで、直流電流Ｉｄｃから再現される相電流情報が実際の相電流の中心値から外れることで生じる永久磁石同期電動機４の制御性の悪化を抑制できる。
Further, the
またインバータ制御部７は、１演算周期中に直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流を再現するために出力電圧ベクトルを補正し、出力電圧ベクトルを補正すると共に、補正前後での１演算周期当たりの出力電圧ベクトルが同一になるように補正する出力電圧ベクトル補正部１０を備える。これにより、出力電圧ベクトルを補正したことによる相電流波形の歪を極力抑制することができ、それに伴い発生する騒音も抑制できる。
Further, the
またインバータ制御部７は、変調率が１以上になるような場合には、直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報が再現される出力電圧ベクトルＶｓａと、出力電圧ベクトルＶｓａ以外の残りのＰＷＭ駆動信号反映区間に出力される出力電圧ベクトルＶｓｂとの合成ベクトルが、演算周期Ｔｓ当たりの出力電圧ベクトルＶｓに必ずしも一致しないようにしているので、常に直流電流Ｉｄｃから二相分の相電流情報が得られる。
Further, when the modulation rate is 1 or more, the
またインバータ装置１００は、インバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのようなワイドバンドギャップ半導体素子を使用することで、スイッチング損失を抑えることができるため、「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」の条件を満たす制御キャリア周期Ｔｃの設定自由度を高くできる。
Further, since the
なお実施の形態１に係るインバータ主回路３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが用いられ、還流ダイオードであるダイオードＤ１〜Ｄ６にはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる構成としているが、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６はこれらに限定されるものではない。空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のインバータ主回路３で主に使われているＳｉ−ＩＧＢＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ−Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として用いてもよいし、Ｓｉ−ＦＲＤ（Ｓｉｌｉｃｏｎ−Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）をダイオードＤ１〜Ｄ６として用いてもよい。なお実施の形態１では三角波キャリアを用いたＰＷＭ駆動信号の生成について説明しているが、のこぎり波キャリアなど他のキャリアにおいても同様なＰＷＭ駆動信号を生成できる場合はこれに限定されるものではないことは言うまでもない。 Note that SiC-MOSFETs are used for the switching elements SW1 to SW6 of the inverter main circuit 3 according to the first embodiment, and parasitic diodes of SiC-MOSFETs are used for the diodes D1 to D6 that are freewheeling diodes. The elements SW1 to SW6 and the diodes D1 to D6 are not limited to these. Si-IGBT (Silicon-Insulated Gate Bipolar Transistor), which is mainly used in the inverter main circuit 3 for driving the compressor provided in the air conditioner, may be used as the switching elements SW1 to SW6, or Si-FRD ( Silicon-Fast Recovery Diode) may be used as the diodes D1 to D6. In the first embodiment, generation of a PWM drive signal using a triangular wave carrier is described. However, the case where a similar PWM drive signal can be generated also in other carriers such as a sawtooth wave carrier is not limited to this. Needless to say.
実施の形態２．
実施の形態１では制御キャリア周期を一定値とした例を説明したが、実施の形態２では変調率に応じて制御キャリア周期を変化させる例を説明する。実施の形態２に係るインバータ装置１００のハードウェア構成は、実施の形態１に係るインバータ装置１００と同様であり、以下では実施の形態２に係るインバータ装置１００において制御キャリア周期を変化させる演算例について説明する。
In the first embodiment, the example in which the control carrier period is a constant value has been described. In the second embodiment, an example in which the control carrier period is changed according to the modulation rate will be described. The hardware configuration of the
空気調和機に設けられる圧縮機駆動用のインバータ主回路３には、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として主にＳｉ−ＩＧＢＴが使用され、また還流ダイオードとして主にＳｉ−ＦＲＤが使用される。このようなインバータ主回路３では、５ｋＨｚ前後の制御キャリア周波数に、インバータ主回路３及び永久磁石同期電動機４の総合効率が最大となるポイントが存在する。 In the inverter main circuit 3 for driving the compressor provided in the air conditioner, Si-IGBT is mainly used as the switching elements SW1 to SW6, and Si-FRD is mainly used as the reflux diode. In such an inverter main circuit 3, there is a point where the overall efficiency of the inverter main circuit 3 and the permanent magnet synchronous motor 4 is maximized at a control carrier frequency of around 5 kHz.
一方、実施の形態１に係るインバータ装置１００のように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが使用され、還流ダイオードであるダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６として前記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の寄生ダイオードが使用されるインバータ主回路３では、Ｓｉ−ＩＧＢＴ及びＳｉ−ＦＲＤが使用される場合に比べて、インバータ主回路３のスイッチング損失が減少する。そのためインバータ主回路３におけるスイッチング損失と永久磁石同期電動機４の鉄損とのバランスが変わり、インバータ主回路３及び永久磁石同期電動機４の総合効率が最大となる制御キャリア周波数は、より一層高い６ｋＨｚ〜１８ｋＨｚに変わる。
On the other hand, like the
しかしながら、インバータ制御部７が直流電流Ｉｄｃに基づいて、１演算周期中に永久磁石同期電動機４に流れる二相分の相電流情報を得るように制御する場合、前述した図６のように出力電圧ベクトルを変化させる必要が生じる。これは、永久磁石同期電動機４に供給する出力電圧の変動が大きくなることを意味し、如いては永久磁石同期電動機４に流れる相電流の変動が大きくなることに繋がる。そのため、特に変調率が低いときには、制御キャリア周期を低くしても、すなわち制御キャリア周波数を高くしても永久磁石同期電動機４の鉄損が改善されずに、図９のように変調率に応じて上記の総合効率が最大となる制御キャリア周期が変化する。
However, when the
図９を用いて総合効率及び制御キャリア周期の関係を説明する。図９は変調率Ｖｋ１，Ｖｋ２，Ｖｋ３（Ｖｋ１＜Ｖｋ２＜Ｖｋ３）における制御キャリア周期と総合効率の関係を示す図である。図９の横軸は制御キャリア周期Ｔｃを表し、図９の縦軸は制御キャリア周期Ｔｃを変化させたときのインバータ主回路３及び永久磁石同期電動機４の総合効率を示す。 The relationship between the overall efficiency and the control carrier period will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a graph showing the relationship between the control carrier period and the overall efficiency at the modulation rates Vk1, Vk2, and Vk3 (Vk1 <Vk2 <Vk3). The horizontal axis of FIG. 9 represents the control carrier cycle Tc, and the vertical axis of FIG. 9 represents the overall efficiency of the inverter main circuit 3 and the permanent magnet synchronous motor 4 when the control carrier cycle Tc is changed.
図９には３つの変調率Ｖｋ１，Ｖｋ２，Ｖｋ３及び制御キャリア周期Ｔｃ１，Ｔｃ２，Ｔｃ３が示される。最も高い値の変調率Ｖｋ３のときに前記総合効率が最大となる制御キャリア周期がＴｃ３であり、最も低い値の変調率Ｖｋ１のときに前記総合効率が最大となる制御キャリア周期がＴｃ１であり、変調率Ｖｋ３よりも低く変調率Ｖｋ１よりも高い値の変調率Ｖｋ２のときに前記総合効率が最大となる制御キャリア周期がＴｃ２である。すなわち図９に示される３つの変調率Ｖｋ１，Ｖｋ２，Ｖｋ３はＶｋ１＜Ｖｋ２＜Ｖｋ３の関係性を有し、３つの制御キャリア周期Ｔｃ１，Ｔｃ２，Ｔｃ３はＴｃ３＜Ｔｃ２＜Ｔｃ１の関係性を有する。 FIG. 9 shows three modulation factors Vk1, Vk2, Vk3 and control carrier periods Tc1, Tc2, Tc3. The control carrier cycle that maximizes the total efficiency when the modulation factor Vk3 is the highest value is Tc3, and the control carrier cycle that maximizes the total efficiency when the modulation factor Vk1 is the lowest value is Tc1, The control carrier period at which the total efficiency is maximum when the modulation rate Vk2 is lower than the modulation rate Vk3 and higher than the modulation rate Vk1 is Tc2. That is, the three modulation factors Vk1, Vk2, and Vk3 shown in FIG. 9 have a relationship of Vk1 <Vk2 <Vk3, and the three control carrier periods Tc1, Tc2, and Tc3 have a relationship of Tc3 <Tc2 <Tc1.
図１０は変調率に対する制御キャリア周期の設定例を示す図である。図１０の横軸は変調率Ｖｋであり、図１０の縦軸は制御キャリア周期Ｔｃである。図１０の横軸に示される７つの変調率Ｖｋ１，Ｖｋ１ａ，Ｖｋ２ａ，Ｖｋ２，Ｖｋ２ｂ，Ｖｋ３ａ，Ｖｋ３は、Ｖｋ１＜Ｖｋ１ａ＜Ｖｋ２ａ＜Ｖｋ２＜Ｖｋ２ｂ＜Ｖｋ３ａ＜Ｖｋ３の関係性を有する。図１０の縦軸に示される３つの制御キャリア周期Ｔｃ１，Ｔｃ２，Ｔｃ３は、Ｔｃ３＜Ｔｃ２＜Ｔｃ１の関係性を有する。 FIG. 10 is a diagram illustrating a setting example of the control carrier period with respect to the modulation rate. The horizontal axis in FIG. 10 is the modulation factor Vk, and the vertical axis in FIG. 10 is the control carrier period Tc. The seven modulation factors Vk1, Vk1a, Vk2a, Vk2, Vk2b, Vk3a, and Vk3 shown on the horizontal axis of FIG. 10 have a relationship of Vk1 <Vk1a <Vk2a <Vk2 <Vk2b <Vk3a <Vk3. The three control carrier periods Tc1, Tc2, and Tc3 shown on the vertical axis in FIG. 10 have a relationship of Tc3 <Tc2 <Tc1.
実施の形態２に係るインバータ装置１００のインバータ制御部７は、変調率ＶｋがＶｋ１ａ以下では制御キャリア周期Ｔｃ１を設定し、変調率ＶｋがＶｋ２ａ以上、かつ、Ｖｋ２ｂ以下では制御キャリア周期Ｔｃ２を設定し、変調率ＶｋがＶｋ３ａ以上では制御キャリア周期Ｔｃ３を設定する。変調率ＶｋがＶｋ１ａを超え、かつ、Ｖｋ２ａ未満の場合、インバータ制御部７は、直前の制御キャリア周期Ｔｃの値を保持する。また変調率ＶｋがＶｋ２ｂを超え、かつ、Ｖｋ３ａ未満の場合、インバータ制御部７は、直前の制御キャリア周期Ｔｃの値を保持する。
The
ここで、インバータ制御部７は、図２に示すように演算周期Ｔｓの値を一定値にした状態で、制御キャリア周期Ｔｃの変更を行う。例えば、図２のＤのタイミングで制御キャリア周期ＴｃをＴｃ１からＴｃ２に変更する場合、Ｖｓｂ０＿２の区間の出力はＶｓｂ０＿１の区間の出力を再計算することで設定される。この再計算では、Ｎｃが２から３に変更される。こうすることで、制御キャリア周期Ｔｃの切り替え時の相電流の変動を抑えられる。
Here, the
そして演算周期Ｔｓを固定にしたままで上記の総合効率が最大となる制御キャリア周期Ｔｃに近い状態、すなわち制御キャリア周波数に近い状態でインバータ装置１００を動作させることができる。ただし、制御キャリア周期Ｔｃが一番高い値のＴｃ１のときでも「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」の条件を満たしていることが前提である。
Then, the
以上のように実施の形態２に係るインバータ装置１００は、インバータ主回路３、直流電流検出回路５及びインバータ制御部７を備え、インバータ制御部７は、ＰＷＭ駆動信号ＵＰ〜ＷＮを演算する演算周期Ｔｓを一定値にした状態で、変調率に応じてキャリア周期Ｔｃを切り替える。この構成により、制御の応答性が高いインバータ装置１００を得ることができると共に、インバータ主回路３及び永久磁石同期電動機４の総合効率が最大となる制御キャリア周期Ｔｃに近い状態、すなわち制御キャリア周波数に近い状態でインバータ装置１００を動作させることができる。
As described above, the
なお実施の形態２では、キャリア周期の値が変調率Ｖｋの値に応じて３段階に切り替えられているが、実施の形態２に係るインバータ制御部７は、変調率Ｖｋの値に応じて、キャリア周期の値を２段階に切り替える構成としてもよい。例えばインバータ制御部７は、演算周期毎に直流電流Ｉｄｃが検出される区間の三角波キャリアの状態がキャリア立上り区間及び立下り区間に切り替わる制御キャリア１及び制御キャリア３の２箇所のみで、制御キャリア周期Ｔｃを切り替える。
In the second embodiment, the carrier period value is switched in three stages according to the value of the modulation factor Vk. However, the
また実施の形態２に係るインバータ制御部７は、制御キャリア周期Ｔｃを変調率Ｖｋに応じて切り替えるが、同様な効果が得られる他のパラメータ、例えば永久磁石同期電動機４の周波数により制御キャリア周期Ｔｃを切り替えるようにしても良い。なお、本発明を用いれば、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのようなワイドギャップ半導体を用いた構成において、インバータ主回路３と永久磁石同期電動機４との総合効率が高いインバータ装置を得るために、上記制御キャリア周波数を６ｋＨｚ〜１８ｋＨｚの範囲に設定しても、検出される電流値の直前の演算により生成されるＰＷＭ変調に基づくものにすることができるので、制御の応答性を維持したまま実現することができる。
Further, the
実施の形態３．
図１１は本発明の実施の形態３に係る圧縮機駆動装置及び空気調和機の構成図である。図１１に示す圧縮機駆動装置２００は、実施の形態１または実施の形態２に係るインバータ装置１００を圧縮機２０の駆動装置として用いたものであり、図１１に示す空気調和機３００は、圧縮機駆動装置２００と、圧縮機駆動装置２００により駆動される圧縮機２０と、四方弁３１と、室外熱交換器３２−１と、室内熱交換器３２−２と、膨張弁３３とを備える。Embodiment 3 FIG.
FIG. 11 is a configuration diagram of a compressor driving device and an air conditioner according to Embodiment 3 of the present invention. A
圧縮機２０は、冷媒を圧縮する圧縮部２１と、圧縮部２１を駆動する永久磁石同期電動機４とを備える。圧縮機２０、四方弁３１、室外熱交換器３２−１、室内熱交換器３２−２及び膨張弁３３は、冷媒配管３０により相互に接続され、冷媒を循環させる冷媒回路を構成する。そして空気調和機３００は、冷媒が蒸発または凝縮するとき、熱交換対象となる空気に対して吸熱または放熱することを利用し、管内を通過する冷媒の圧力を変化させながら空気調和運転を行う。不図示の送風ファンが回転することにより発生する風が室外熱交換器３２−１に通流する。これにより室外熱交換器３２−１では冷媒と空気との熱交換が行われる。
The
同様に不図示の送風ファンが回転することにより発生する風が室内熱交換器３２−２に通流する。これにより室内熱交換器３２−２では冷媒と空気との熱交換が行われる。 Similarly, wind generated by rotation of a blower fan (not shown) flows into the indoor heat exchanger 32-2. Thereby, in the indoor heat exchanger 32-2, heat exchange between the refrigerant and the air is performed.
実施の形態３に係る空気調和機３００には、実施の形態１に係るインバータ装置１００が圧縮機駆動装置２００として用いられているため、応答性が高い空気調和機３００が得られると共に騒音の発生を抑制できる。
In the
なお実施の形態１及び実施の形態２に係るインバータ装置１００は、空気調和機３００の圧縮機２０を駆動するための装置に限定されず、永久磁石同期電動機４を用いたあらゆる装置に適用が可能である。
The
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
１ 交流電源、２ コンバータ回路、３ インバータ主回路、３−１，３−２，３−３ 接続点、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ 駆動回路、４ 永久磁石同期電動機、４ａ 固定子、４ｂ 永久磁石回転子、５ 直流電流検出回路、５ａ シャント抵抗、５ｂ 増幅器、６ 直流電圧検出回路、７ インバータ制御部、８，９ ＡＤ変換器、１０ 出力電圧ベクトル補正部、２０ 圧縮機、２１ 圧縮部、３０ 冷媒配管、３１ 四方弁、３２−１ 室外熱交換器、３２−２ 室内熱交換器、３３ 膨張弁、４１ Ｕ相巻線、４２ Ｖ相巻線、４３ Ｗ相巻線、１００ インバータ装置、２００ 圧縮機駆動装置、３００ 空気調和機。 1 AC power source, 2 converter circuit, 3 inverter main circuit, 3-1, 3-2, 3-3 connection point, 3a, 3b, 3c, 3d, 3e, 3f drive circuit, 4 permanent magnet synchronous motor, 4a stator 4b Permanent magnet rotor, 5 DC current detection circuit, 5a Shunt resistor, 5b Amplifier, 6 DC voltage detection circuit, 7 Inverter control unit, 8, 9 AD converter, 10 Output voltage vector correction unit, 20 Compressor, 21 Compressor, 30 Refrigerant piping, 31 Four-way valve, 32-1 Outdoor heat exchanger, 32-2 Indoor heat exchanger, 33 Expansion valve, 41 U-phase winding, 42 V-phase winding, 43 W-phase winding, 100 Inverter device, 200 compressor drive device, 300 air conditioner.
Claims (9)
前記直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出回路と、
前記直流電流検出回路により検出された直流電流に基づいて前記複数の半導体スイッチング素子を制御するパルス幅変調駆動信号を出力するインバータ制御部と
を備え、
前記インバータ制御部は、
前記パルス幅変調駆動信号を演算する演算周期をＴｓとし、前記パルス幅変調駆動信号の演算処理時間をＴｘとし、前記パルス幅変調駆動信号の制御キャリア周期をＴｃとしたとき、Ｔｃに「Ｔｘ＜（Ｔｓ−Ｔｃ／２）」を満たす値を設定することを特徴とするインバータ装置。An inverter main circuit for converting DC power supplied from the DC bus into three-phase AC power using a plurality of semiconductor switching elements;
A direct current detection circuit for detecting a direct current flowing in the direct current bus;
An inverter control unit that outputs a pulse width modulation drive signal for controlling the plurality of semiconductor switching elements based on the direct current detected by the direct current detection circuit;
The inverter control unit
When the calculation cycle for calculating the pulse width modulation drive signal is Ts, the calculation processing time of the pulse width modulation drive signal is Tx, and the control carrier cycle of the pulse width modulation drive signal is Tc, Tc is expressed as “Tx < A value that satisfies (Ts−Tc / 2) ”is set.
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