JPWO2018037566A1 - 非接触受電装置、非接触送電装置および非接触送受電装置 - Google Patents

Abstract

非接触受電装置は、非接触送電装置からの電力を受電する受電コイルと、受電コイルによって受電した電力を整流し、高電位側の整流出力と低電位側の整流出力を形成する整流回路と、高電位側の整流出力と低電位側の整流出力が供給される平滑回路と、平滑回路からの直流電圧を第１電圧に変換するスイッチング電源とを備える。平滑回路は、高電位側の整流出力を伝達する第１インダクタと、低電位側の整流出力を伝達する第２インダクタと、伝達された高電位側の整流出力と伝達された低電位側の整流出力とが供給される平滑容量素子とを備え、低電位側の整流出力は、接地電位に接続されている。

Description

本発明は、無線給電技術に関し、例えば携帯端末などの小型携帯機器や電気自動車などのバッテリに非接触で充電を行う非接触給電技術に係わる非接触受電装置、非接触送電装置および非接触送受電装置に関する。

近年、携帯端末などの小型携帯機器などでは、小型化、薄型化が進んでいる。小型化、薄型化が進むと、内蔵されたバッテリを充電する際に、充電コネクタを接続するのが煩わしい状況になってきている。そのため、無線給電技術による充電の要求が高まっている。また、電気自動車において、内蔵のバッテリを有線方式で充電する場合には、雨天のときに、充電コネクタに水が浸入し、接点が劣化する恐れがあることなどにより、無線給電技術による充電が望まれている。

無線給電技術には、マイクロ波などの電波を用いるものや磁界結合を用いる電磁誘導方式などが検討されている。

マイクロ波を用いることにより、電力の伝送距離を比較的長くすることが可能となり、伝送距離の観点で優れている。しかしながら、伝送効率が悪く、実用化にはほとんど至っていない。これに対して、電磁誘導方式では、伝送距離が数ｃｍから十数ｃｍ程度となるが、送受電に用いられるコイルの伝送効率は９０％程度と、高い効率が得られる。そのため、無線給電技術としては、磁界誘導方式による伝送が主流になるものと考えられる。

電磁誘導方式は、例えば特許文献１および特許文献２に記載されている。

国際公開ＷＯ２０１６／０３５１４１号 特表２０１３−５１３３５６号公報

電磁誘導方式を採用する非接触送受電装置は、送電コイル、受電コイル、送電周波数をアンプする送電アンプ、受電した送電電力を直流に変換する整流回路および設定された値の直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ（直流―直流）コンバータにより構成される。上記したように、コイルの伝送効率、すなわち送電コイルと受電コイルとの間の伝送効率は、９０％程度にできるが、非接触送受電装置の全体の効率は、コイルの伝送効率だけでなく、他の構成部分の効率も影響する。例えば、コイルの伝送効率、送電アンプの効率、整流回路の効率およびＤＣ−ＤＣコンバータの効率を、それぞれ９０％とした場合、全体の効率は０.９×０.９×０.９×０.９=約６６％まで下がる。そのため、各構成部分の高効率化と各構成部分間の接続時のインピーダンス整合を図ることで極力、効率が低下するのを抑える必要がある。

特許文献１は、各構成部分間の接続時のインピーダンス整合を図る技術を開示している。ここでは、特許文献１の図１を参照にして、特許文献１に開示されている技術を説明する。以下の説明において、（）内の符合は、特許文献１の図１に付されている符合を示している。なお、特許文献１では、非接触送電装置は、共振型電力送信装置として述べられており、非接触受電装置は、共振型電力受信装置として述べられている。また、送電コイルは、共振型送信アンテナとして述べられ、受電コイルは、共振型受信アンテナとして述べられている。用語の統一を図るために、本明細書では、非接触送電装置、非接触受電装置および送電コイル、受電コイルとして説明する。

特許文献１では、非接触送受電装置は、非接触送電装置（１）と非接触受電装置（２）を備えている。ここで、非接触送電装置（１）は、共振型電源（１１）、整合回路（１２）および送電コイル（１３）を備えている。また、非接触受電装置（２）は、受電コイル（２１）、整流回路（２２）および受信回路（２３）を備えている。

非接触送電装置（１）の共振型電源（１１）からの送電電力は整合回路（１２）を介して送電コイル（１３）より送電される。送電された電力は、非接触受電装置（２）の受電コイル（２１）により受電され、整流回路（２２）により整流された後、受信回路（２３）に供給される。このとき、共振型電源（１１）と送電コイル（１３）は、整合回路（１２）によりインピーダンス整合が図られる。また、非接触受電装置（２）では、整流回路（２２）において、受電コイル（２１）との整合を図る構成となっている。

一般的な非接触受電装置では、バッテリあるいはバッテリの充電回路が負荷となり、非接触受電装置の出力によって、バッテリの充電が行われる。バッテリへの充電は、例えば一定の直流電圧を給電することにより行われるため、非接触受電装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータあるいはチョッパ回路などのスイッチング電源を備え、一定の直流電圧を出力する構成となっている。ＤＣ−ＤＣコンバータを例にして、後で説明するが、給電される電力量や負荷の状態により、スイッチング電源は、その入力等価抵抗が変わる特性を有する。特許文献１には、ＤＣ−ＤＣコンバータのこのような特性を示しておらず、またＤＣ−ＤＣコンバータの特性との整合については考慮されていない。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、その負荷抵抗が一定の場合、消費電力が一定となるように動作するため、例えば、非接触送電装置からの送電電力が増えて、非接触受電装置における受電電力が増加した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が上昇すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流は減少することで、一定の電力を受電するように、動作する。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流が減少するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力等価抵抗は増加していることになる。

ＤＣ―ＤＣコンバータは、出力電力を一定とする特性であるため、入力電圧と入力電流の積が一定で、ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力にほぼ等しくなればよい。そのため、例え出力電力が一定であっても、入力電圧の値と入力電流の値の組み合わせは、複数存在し、この複数の組合せのうちのいずれかの組み合わせに相当する入力電圧の値と入力電流の値に収束することになる。例えば降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであれば、出力電圧よりも入力電圧が若干高ければ、ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作するため、収束条件として、出力電圧よりも若干高い入力電圧と入力電流の組み合わせが複数存在することになる。

ＤＣ−ＤＣコンバータと整流回路との整合状態や送電コイルと受電コイルとの整合状態によっては、複数の組合せのうち、例えば整流回路を構成するデバイスの耐圧を超えるような入力電圧の値に収束することがある。この場合には、デバイスの破壊に繋がることになる。

また、複数の組合せのうち、ＤＣ−ＤＣコンバータを変換効率の悪い状態で動作させるような入力電圧の値に収束することがある。例えば、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、出力電圧よりも入力電圧が若干高い状態が最も変換効率が良く、入力電圧が高くなるほど変換効率が低下する傾向にある。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の値が出力電圧より若干高い値に収束させることが効率面では望ましい。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータと整流回路との整合状態や送電コイルと受電コイルとの整合状態によっては、入力電圧の値が、出力電圧よりも高い値に収束することが考えられる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは変換効率が悪い状態で動作することになる。

さらに、整合状態によっては、複数の組合せのうち、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも低く、ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作しないような入力電圧の値に収束してしまい、正常動作ができなくなるという現象が発生する。すなわち、整合状態によっては、効率よく安定して動作しない状態が発生することがある。

また、各構成部分の効率を上げる構成として、例えば、送電アンプにスイッチング方式のアンプを用いることで高効率化を図ることが考えられる。この場合には、送電アンプでスイッチングノイズが発生し、送電コイルを介して外部に放射され、他の無線機などに妨害を与える恐れがある。例えば、特許文献２には、差動動作の送電アンプの出力雑音を低減する構成が示されているが、受電した信号成分が整流電圧に重畳されてリップルとなるリップル電圧についての低減は考慮されていない。すなわち、非接触受電装置で発生するノイズの低減については、全く考慮されていない。

本発明の目的は、安定して動作することが可能な非接触送受電装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、ノイズの低減を図ることが可能な非接触送受電装置を提供することにある。

本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

すなわち、非接触受電装置は、非接触送電装置からの電力を受電する受電コイルと、受電コイルによって受電した電力を整流し、高電位側の整流出力と低電位側の整流出力を形成する整流回路と、高電位側の整流出力と低電位側の整流出力が供給され、平滑して直流電圧を形成する平滑回路と、平滑回路からの直流電圧を第１電圧に変換するスイッチング電源を備える。ここで、平滑回路は、高電位側の整流出力を伝達する第１インダクタと、低電位側の整流出力を伝達する第２インダクタと、伝達された高電位側の整流出力と伝達された低電位側の整流出力とが供給される第１平滑容量素子とを備え、伝達された低電位側の整流出力は、接地電位に接続される。

高電位側の整流出力における高周波の信号は、第１平滑容量素子を介して、接地電位へ伝達され、低電位側の整流出力における高周波の信号も、接地電位へ伝達されるため、非接触受電装置からノイズが発生するのを抑制することが可能となる。

また、第１インダクタおよび第２インダクタには、受電した電力の周波数に応じた周波数を有する整流出力が供給されるため、第１インダクタおよび第２インダクタのインピーダンス（抵抗成分）が高くなる。これにより、スイッチング電源の入力電圧が収束する範囲を狭くすることが可能となり、安定して動作する非接触受電装置を提供することが可能となる。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

安定して動作することが可能な非接触送受電装置を提供することができる。また、ノイズの低減を図ることが可能な非接触送受電装置を提供することができる。

実施の形態１に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。 降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧と入力電流との関係を示す特性図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧と入力等価抵抗との関係を示す特性図である。 送電アンプの電源電圧と動作電流との関係を示す特性図である。 送電アンプの電源電圧と動作電流との関係を示す特性図である。 送電アンプの電源電圧と動作電流との関係を示す特性図である。 非接触送受電装置における送電電圧と負荷抵抗の端子間電圧との関係を示す特性図である。 非接触送受電装置における送電電圧と負荷抵抗の端子間電圧との関係を示す特性図である。 非接触送受電装置における送電電圧と負荷抵抗の端子間電圧との関係を示す特性図である。 （Ａ）から（Ｃ）は、実施の形態１および実施の形態５に係わる整合回路１２３の構成を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷を説明するブロック図である。 実施の形態１に係わる整流回路と平滑回路の構成を示す回路図である。 （Ａ）および（Ｂ）は、非接触受電装置のリップル電圧を示す波形図である。 実施の形態２に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。 実施の形態３に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。 実施の形態４に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。 実施の形態６に係わる非接触受電装置の構成を示す回路図である。 実施の形態６に係わる非接触送受電装置の動作を示すフローチャート図である。 実施の形態６に係わる非接触送受電装置の動作を示すフローチャート図である。 （Ａ）および（Ｂ）は、実施の形態７に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。 実施の形態７の変形例に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。 実施の形態８に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。 実施の形態９に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部分には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、原則として省略する。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。また、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことはいうまでもない。

同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。図１において、１は非接触送電装置を示し、２は非接触受電装置を示している。非接触送電装置１と非接触受電装置２との間は、電磁誘導で結合される。

＜非接触送電装置＞
先ず、非接触送電装置１の構成を説明する。非接触送電装置１は、ドライブ電源１０１、電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴとも称する）１０２、可変電源１０３、接地容量素子１０４、チョークコイル１０５、コモンモードフィルタ１０６、１１１、容量素子１０７、１０９、インダクタ１０８、フィルタ１１０、共振容量素子１１２および送電コイル１１３を備えている。

この実施の形態１においては、特に制限されないが、ドライブ電源１０１、ＭＯＳＦＥＴ１０２、電源１０３、接地容量素子１０４、チョークコイル１０５、インダクタ１０８、容量素子１０７、１０９およびコモンモードフィルタ１０６によって、送電アンプＳＡＭＰが構成されている。送電アンプＡＭＰの出力が、フィルタ１１０およびコモンモードフィルタ１１１を介して、共振容量素子１１２と送電コイル１１３によって構成された共振回路に供給されている。

ＭＯＳＦＥＴ１０２のゲート・ソース間には、ドライブ電源１０１が接続されている。ドライブ電源１０１は、ハイレベルとロウレベルとの間で周期的に電圧が変化するドライブ信号を、ＭＯＳＦＥＴ１０２のゲートに供給する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１０２は、ドライブ電源１０１からのドライブ信号によって、周期的にオン・オフ状態となる。ＭＯＳＦＥＴ１０２のドレインは、チョークコイル１０５およびコモンモードフィルタ１０６を介して、可変電源１０３および接地容量素子１０４に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１０２のドレインは、インダクタ１０８および容量素子１０９を介して、フィルタ１１０の入力に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１０２のソースとドレインとの間には、容量素子１０７が接続され、ＭＯＳＦＥＴ１０２のソースは、コモンモードフィルタ１０６を介して、接地電位Ｖｓに接続されている。

送電アンプＳＡＭＰは、この実施の形態１では、所謂Ｅ級アンプと呼ばれるスイッチングアンプを構成している。チョークコイル１０５は、非接触送電装置１が送電する電力の周波数（以下、送電周波数とも称する）において、リアクタンス値が無限大と見なせる程度の値を有している。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１０２のドレインからフィルタ１１０へ向かう送信信号へ影響を与えないようにして、可変電源１０３からＭＯＳＦＥＴ１０２へ電源を供給している。

図１において、Ｖｄｄは、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧を示し、Ｉｄｄは、送電アンプＳＡＭＰの動作電流（電源電流）を示している。すなわち、Ｖｄｄは、可変電源１０３の電源電圧であり、Ｉｄｄは、可変電源１０３から給電される動作電流である。可変電源１０３は、電圧値を調整可能な電源であるため、電源電圧Ｖｄｄの値は変更することが可能となっている。接地容量素子１０４と可変電源１０３とは、コモンモードフィルタ１０６と接地電位Ｖｓとの間で並列接続されている。ここで、接地容量素子１０４は、電源圧Ｖｄｄの電圧変動を抑制するように機能する。

ドライブ電源１０１からのドライブ信号によって、ＭＯＳＦＥＴ１０２がオフ状態にされると、容量素子１０７、１０９およびインダクタ１０８により共振回路が構成されることになる。このときの共振回路の共振周波数をｆ１とする。一方、ドライブ信号によって、ＭＯＳＦＥＴ１０２がオン状態にされると、容量素子１０９およびインダクタ１０８により共振回路が構成される。このときの共振回路の共振周波数をｆ２とすると、送電周波数をｆ０とした場合、ｆ２＜ｆ０＜ｆ１の関係が成立するように、容量素子１０７、１０９およびインダクタ１０８の値が設定される。このように設定することにより、ドライブ信号によってＭＯＳＦＥＴ１０２がオン・オフ状態となるようにスイッチング制御することにより、ＭＯＳＦＥＴ１０２のドレインからフィルタ１１０へ、効率よく送信信号（電力）を供給することが可能となる。

フィルタ１１０は、送電周波数ｆ０帯の送信信号を透過させ、送電アンプＳＡＭＰで発生する２倍（次）以上の高調波を遮断するローパスフィルタである。このフィルタ１１０は、例えばπ型のローパスフィルタで構成されている。

フィルタ１１０の出力は、コモンモードフィルタ１１０を介して、共振容量素子１１２と送電コイル１１３とが直列接続することにより構成された直列共振回路に供給されている。この直列共振回路の共振周波数は、送電周波数ｆ０に整合されているため、送電コイル１１３には、大きな共振電流か流れ、強い磁界を発生し、送電周波数ｆ０を有する電力の送電が行われる。

特に制限されないが、コモンモードフィルタ１０６、１１１は、同相の信号が供給されたとき、発生する磁界の方向が同じ方向となるような２個のコイルを備えている（図１における●印は、磁界結合の方向を示す）。これにより、コモンモードフィルタ１０６および１１１のそれぞれは、同相の信号が供給されたとき、同相の信号がコモンモードフィルタを介して伝達するのを抑制する。コモンモードフィルタ１０６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ１０２から、可変電源１０３へ向かって、同相の信号が伝達するのを抑制する。また、コモンモードフィルタ１１０は、例えば、フィルタ１１０から、直列共振回路（共振容量素子１１２、送電コイル１１３）へ向かって、同相の信号が伝達するのを抑制する。これにより、同相信号のノイズが、非接触送電装置１から発生するのが低減されている。

また、この実施の形態１において、フィルタ１１０は、送電アンプＳＡＭＰ側と直列共振回路（コモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２、送電コイル１１３）との間でインピーダンスを整合させるインピーダンス整合の機能を備えている。

非接触送電装置１においては、送電アンプＳＡＭＰによって、送電周波数の電力が形成され、この電力が送電コイル１１３から送電されることになる。

＜非接触受電装置＞
次に、非接触受電装置２を説明する。非接触受電装置２は、コモンモードフィルタ１２４、共振容量素子１２２、受電コイル１２１、フィルタを兼ねた整合回路（整合＋フィルタと記載）１２３、整流用ダイオード１２５、１２６、１２７、１２８、平滑回路１２９、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３および負荷抵抗１３４を備えている。図１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の負荷として、説明の都合上負荷抵抗１３４が示されているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の負荷としては、バッテリあるいはバッテリを充電する充電回路などである。この実施の形態１においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３として、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、入力された直流電圧よりも低い電圧（例えば、５Ｖ）の直流電圧を形成する。

この実施の形態１においては、整流用ダイオード１２５、１２６、１２７および１２８は、ブリッジ型全波整流を行う整流回路を構成するように接続されている。すなわち、整流用ダイオード１２５および１２７のカソードが、高電位側の整流出力端部＋に接続され、整流用ダイオード１２６および１２８のアノードが、低電位側の整流出力端部−に接続されている、また、整流用ダイオード１２５のアノードと整流用ダイオード１２６のカソードが共通に接続され、コモンモードフィルタ１２４の一方の出力端部に接続され、整流用ダイオード１２７のアノードと整流用ダイオード１２８のカソードが共通に接続され、コモンモードフィルタ１２４の他方の出力端部に接続されている。

平滑回路１２９は、インダクタ（第１インダクタ、第２インダクタ）１３０、１３１と平滑容量素子（第１平滑容量素子）１３２を備えている。インダクタ１３０の一方の端部は、整流回路の整流出力端部＋に接続され、インダクタ１３１の一方の端部は、整流回路の整流出力端部−に接続されている。インダクタ１３０および１３１のそれぞれの他方の端部の間に、平滑容量素子１３２が接続され、インダクタ１３１の他方の端部は、筐体アースＣＶｓに接続されている。また、インダクタ１３０、１３１のそれぞれの他方の端部は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力に接続されている。これにより、整流出力端部＋から出力された高電位側の整流出力は、インダクタ１３０を伝達して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給され、整流出力端部−から出力された低電位側の整流出力は、インダクタ１３１を伝達して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給されことになる。

この実施の形態１においては、受電コイル１２１は、３個のタップを備えている。すなわち、受電コイル１２１は、コイルの両端部に接続された第１タップ、第２タップと、第１タップと第２タップとの間（例えば中間）のコイル部に接続された第３タップ（中間タップ）を備えている。共振容量素子１２２は、受電コイル１２１の第１タップと第２タップとの間に接続されている。これにより、受電コイル１２１と共振容量素子１２２とによって、並列共振回路が構成されている。受電コイル１２１の中間タップから、この並列共振回路の出力が取り出されている。すなわち、受電コイル１２１の中間タップが、フィルタを兼ねた整合回路１２３に接続されている。

フィルタを兼ねた整合回路１２３の出力はコモンモードフィルタ１２４を介して、整流用ダイオード１２５、１２６、１２７、１２８より構成された整流回路に入力されている。整流回路の整流出力は、上記したように、平滑回路１２９を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力には負荷抵抗１３４が接続されている。

受電コイル１２１と共振容量素子１２２によって構成された並列共振回路の共振周波数が、送電周波数ｆ０と等しくなるように、受電コイル１２１および共振容量素子１２２の値が設定される。これにより、非接触送電装置１から送電された電力は、受電コイル１２１において効率よく受電される。フィルタを兼ねた整合回路１２３において、受電コイル１２１と、後段の整流回路（整流用ダイオード１２５〜１２８により構成された整流回路）との間で、インピーダンス整合が図られる。これにより、受電コイル１２１で受電した電力は、効率よく整流用ダイオード１２５〜１２８により全波整流され、平滑回路１２９を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に整流された直流電力が入力されることになる。入力された直流電力はあらかじめ設定された直流電圧値に変換され、負荷抵抗１３４によって電力が消費される。なお、非接触受電装置２においては、受電コイル１２１と共振容量素子１２２によって並列共振回路が構成されているため、共振時、インピーダンスが非常に高くなってしまう。この実施の形態１においては、受電コイル１２１には中間タップを設け、中間タップから受電電力を出力させることでインピーダンスが下がるようにしている。これにより、後段のフィルタを兼ねた整合回路１２３でのインピーダンス整合が容易になるようにしている。

この実施の形態１では、ドライブ電源１０１からＭＨｚ帯の周波数のドライブ信号が出力され、送電コイル１１３からＭＨｚ帯の送電周波数の電力が送電される。送電された電力は、送電コイル１１３と受電コイル１２１との間の磁界結合によって、非接触受電装置２の受電コイル１２１により受電される。受電された電力は、整流用ダイオード１２５から１２８により構成された整流回路によって整流される。整流によって、整流回路の整流出力端部＋から高電位側の整流出力が出力され、整流出力端部−から低電位側の整流出力が出力される。高電位側の整流出力と低電位側の整流出力は、平滑回路１２９において平滑され、直流電圧が形成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給される。供給された直流電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３で、あらかじめ設定された直流電圧値（第１電圧）に変換され、出力される。

実施の形態１に係わる非接触受電装置２においては、フィルタを兼ねた整合回路１２３と整流回路との間に、コモンモードフィルタ１２４が接続されている。このコモンモードフィルタ１２４は、先に説明したコモンモードフィルタ１０６、１１１と同様な構成を有している。そのため、例えばフィルタを兼ねた整合回路１２３から、同相の信号が出力されても、同相の信号は、コモンモードフィルタ１２４によって伝達されるのが抑制される。その結果、非接触受電装置２が、同相のノイズを発生するのを低減することが可能となる。また、平滑回路１２９では、インダクタ１３０とインダクタ１３１のそれぞれの他方の端部間が、平滑容量素子１３２によって接続され、インダクタ１３１の他方の端部は、筐体アースＣＶｓに接続されている。筐体アースＣＶｓは、接地電位Ｖｓであるため、インダクタ１３０、１３１を伝達した高周波の信号は、平滑容量素子１３２によって短絡され、さらに筐体アースＣＶｓ（接地電位Ｖｓ）に流れることになる。これにより、高周波の信号がノイズとして、非接触受電装置２から出力されるのを防ぐことが可能となる。

図１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の負荷を説明するブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３により形成された直流電圧Ｖｂｄが、バッテリＶＢＣに給電され、バッテリＶＢＣの充電が行われる。図１１に示した例では、バッテリＶＢＣは、筐体アースＣＶｓと直流電圧Ｖｂｄが供給される電源配線との間に接続され、充電される。バッテリＶＢＣからの直流電圧と接地電位Ｖｓを動作電圧として、所望の回路ＣＫＴが動作する。この場合、筐体アースＣＶｓの電位が、接地電位Ｖｓとなり、所望の回路ＣＫＴは、接地電位Ｖｓと直流電圧Ｖｂｄとの間の電位差で動作することになる。

＜本発明者らの検討＞
特許文献１に示された技術に基づいて、非接触送受電装置を構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータで直流電圧を形成するようにした場合、例えば送電コイル（１３）と受電コイル（２１）との整合状態あるいは非接触受電装置の負荷の状態によっては、ＤＣ−ＤＣコンバータに供給される入力電圧が、所望の値よりもかなり高い値の状態となり、整流回路（２２）を構成するデバイスの耐圧が不足するような状態が発生した。また、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電圧が、所望の値に到達せず、ＤＣ−ＤＣコンバータが正常に動作していない状況も発生した。そこで、本発明者らは、実験を行い、原因を調べる検討を行った。以下、本発明者らが行った検討を説明する。

＜＜ＤＣ−ＤＣコンバータの検討＞＞
図２は、図１に示した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電流との関係を示す特性図である。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を、非接触受電装置２から取り出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３単体について、入力電圧と入力電流との関係を測定している。

図２において、横軸は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給される入力電圧ＤＣＶｉｎを示し、縦軸は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給される入力電流ＤＣＩｉｎを示している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧ＤＣＶｉｎが供給されたとき、あらかじめ決められた直流電圧（第１電圧）として５Ｖの電圧を出力するように、設定している。

図２において、ＤＣＩ（８．７）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に負荷として抵抗８．７Ωを接続した場合の入力電流曲線を示している。図１を参照にして述べると、負荷抵抗１３４として抵抗８．７Ωを接続した場合を示しており、入力電圧ＤＣＶｉｎを、３．５Ｖ近辺から１２Ｖ近辺まで変化させたときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に流れる入力電流ＤＣＩｉｎは、入力電流曲線ＤＣＩ（８．７）に示すように変化した。

同様に、負荷抵抗１３４として抵抗１３．１Ωを接続し、入力電圧ＤＣＶｉｎを、３．５Ｖ近辺から１２Ｖ近辺まで変化させたとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ流れる入力電流ＤＣＩｉｎは、入力電流曲線ＤＣＩ（１３．１）に示すように変化した。また、負荷抵抗１３４として抵抗２６．７Ωを接続し、入力電圧ＤＣＶｉｎを、５Ｖ近辺から１２Ｖ近辺まで変化させたとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ流れる入力電流ＤＣＩｉｎは、入力電流曲線ＤＣＩ（２６．７）に示すように変化した。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力電圧を５Ｖに設定しているため、負荷抵抗１３４として８．７Ωを接続した場合、負荷抵抗１３４での消費電力は、ほぼ３Ｗになる。同様に、抵抗１３．１Ωを接続した場合の負荷抵抗１３４での消費電力は、ほぼ２Ｗであり、抵抗２６．７Ωを接続した場合の負荷抵抗１３４での消費電力は、ほぼ１Ｗである。

図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に設定した出力電圧の値である５Ｖよりも若干高い電圧５．５Ｖを、入力電圧ＤＣＶｉｎとして供給したとき、入力電流曲線ＤＣＩ（８．７）、ＤＣＩ（１３．１）、ＤＣＩ（２６，７）の値がピーク点に達している。このピーク点に対応する入力電圧（５．５Ｖ）よりも低い電圧値（例えば４Ｖ近辺）が、入力電圧ＤＣＶｉｎとしてＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給された状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、通常の降圧動作を行っていないと考えられる。一方、ピーク点に対応する入力電圧よりも高い電圧値（例えば６Ｖ近辺）が、入力電圧ＤＣＶｉｎとしてＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給された状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が、通常の降圧動作を行っていると考えられる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、降圧動作を行い、設定された出力電圧を出力している場合、負荷抵抗１３４で消費される消費電力が一定であれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電力は、ほぼ一定となる。例えば、負荷抵抗１３４が、８．７Ωであれば、この負荷抵抗１３４における消費電力は、上記したように、ほぼ３Ｗとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電力も、ほぼ３Ｗに対応した値となる。負荷抵抗１３４が、抵抗１３．１Ωおよび２６．７Ωに変わっても同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電力は、それぞれの消費電力（ほぼ２Ｗ、ほぼ１Ｗ）に対応した、ほぼ一定の値となる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電力は、入力電圧ＤＣＶｉｎと入力電流ＤＣＩｉｎとの積であるため、例えば入力電圧ＤＣＶｉｎが大きくなれば、入力電流ＤＣＩｉｎは小さくなる。そのため、図２に示すように、降圧動作が行われている入力電圧ＤＣＶｉｎの範囲、すなわち５．５Ｖ以上の範囲では、入力電圧ＤＣＶｉｎが高くなるのに従って、入力電流曲線ＤＣＩ（８．７）、ＤＣＩ（１３．１）およびＤＣＩ（２６．７）は降下し、入力電流ＤＣＩｉｎは小さくなっている。すなわち、降圧動作が行われている範囲では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、入力電圧ＤＣＶｉｎの増加に対して入力電流ＤＣＩｉｎが減少すると言う負性抵抗を示すことになる。言い換えるならば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗は、降圧動作を行っているとき、負性抵抗となる。

上記したように、負荷抵抗１３４での消費電力とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電力とが対応して、ほぼ一定となる。ほぼ一定となる入力電力を発生させる入力電圧ＤＣＶｉｎと入力電流ＤＣＩｉｎの組み合せは、多数存在する。例えば負荷抵抗１３４が、抵抗８．７Ωの場合、入力電圧ＤＣＶｉｎが６Ｖで、入力電流ＤＣＩｉｎが０．５Ａ近辺の組み合わせもあれば、入力電圧ＤＣＶｉｎが１０Ｖで、入力電流ＤＣＩｉｎが０．３Ａ近辺の組み合わせも存在する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を降圧動作させる場合、これらの複数の組み合わせ（入力電圧ＤＣＶｉｎと入力電流ＤＣＩｉｎの組み合わせ）のうちのいずれかに収束することになる。負荷抵抗１３４が、抵抗８．７Ωの場合を説明したが、他の抵抗値、例えば１３．１Ωおよび２６．７Ωでも同様に、複数の組み合わせが存在し、いずれかに収束することになる。

また、例えば負荷抵抗１３４が抵抗８．７Ωを見た場合、入力電流ＤＣＩｉｎが、０．４Ａとなるようにする入力電圧ＤＣＶｉｎの値は、図２に示すように４．２Ｖのときと、７．６Ｖのときの２つが存在する。この場合、７．６Ｖの入力電圧ＤＣＶｉｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を降圧動作させることが可能な値であるが、４．２Ｖの入力電圧ＤＣＶｉｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を降圧動作させることが不可能な値である。そのため、収束する組み合わせによっては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を適切に動作（降圧動作）させることが困難となる場合があることがわかる。勿論、適切に動作していない場合には、設定した所望の出力電圧（５Ｖ）が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３によって形成されないことになる。

図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電圧と入力等価抵抗との関係を示す特性図である。図３は、図２に基づいて作成されている。図３において、横軸はＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電圧ＤＣＶｉｎを示し、縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗ＤＣＲを示している。図３において、ＤＣＥＲ（８．７）は、負荷抵抗１３４として抵抗８．７Ωを接続し、入力電圧ＤＣＶｉｎを変化させたときの入力等価抵抗の変化を示す入力等価抵抗曲線である。同様に、ＤＣＥＲ（１３．１）は、負荷抵抗１３４として抵抗１３．１Ωを接続し、入力電圧ＤＣＶｉｎを変化させたときの入力等価抵抗の変化を示す入力等価抵抗曲線であり、ＤＣＥＲ（２６．７）は、負荷抵抗１３４として抵抗２６．７Ωを接続し、入力電圧ＤＣＶｉｎを変化させたときの入力等価抵抗の変化を示す入力等価抵抗曲線である。

ここで、入力等価抵抗は、図２に示した対応する入力電圧ＤＣＶｉｎを入力電流ＤＣＩｉｎで割ることにより求めた、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の等価的な入力抵抗である。例えば、入力等価抵抗曲線ＤＣＥＲ（８．７）は、対応する入力電流曲線ＤＣＩ（８．７）によって示された入力電流ＤＣＩｉｎの値で、そのときの入力電圧ＤＣＶｉｎを割ることにより求めている。他の入力等価抵抗曲線ＤＣＥＲ（１３．１）およびＤＣＥＲ（２６．７）も同様にして求めている。

図３に示すように、負荷抵抗１３４として、抵抗８．７Ωまたは抵抗１３．１Ωを接続した場合、入力電圧ＤＣＶｉｎを４Ｖから７Ｖ程度の広い範囲で変化させても、入力等価抵抗曲線ＤＣＥＲ（８．７）およびＤＣＥＲ（１３．１）によって表されている入力等価抵抗ＤＣＲの値は、１０Ωから２２Ω程度の範囲でしか変化していない。すなわち、入力電圧ＤＣＶｉｎを４Ｖから７Ｖの範囲で変化させても、入力等価抵抗曲線ＤＣＥＲ（８．７）およびＤＣＥＲ（１３．１）の傾きはほぼゼロである。そのため、負荷抵抗１３４として、抵抗８．７Ωまたは抵抗１３．１Ωを接続した場合には、４Ｖから７Ｖの広い範囲、入力電圧ＤＣＶｉｎが選択され、この広い範囲のどこかで収束する可能性があることになる。

＜＜送電アンプＳＡＭＰとＤＣ−ＤＣコンバータ１３３との関係＞＞
非接触送受電装置においては、図１に示した送電コイル１１３と受電コイル１２１との間は、磁界結合している。これにより、図１に示した送電アンプＳＡＭＰ内の可変電源１０３の電圧値、すなわち送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの値を変化させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に供給される入力電力を変化させることが可能である。

図４は、図１に示した非接触受電装置２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を取り除き、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、平滑回路１２９に抵抗を接続して、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄの関係を測定して、作成した特性図である。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、平滑回路１２９に接続した抵抗は、図３で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗と見なすことができる。

図４において、横軸は送電アンプＳＡＭＰ（図１参照）の可変電源１０３の電源電圧Ｖｄｄを示し、縦軸は送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄを示している。また、図４において、ＳＡＩ（５１）は、図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、入力等価抵抗として抵抗５１Ωを、平滑回路１２９に接続した状態で、電源電圧Ｖｄｄを変化させたときの動作電流Ｉｄｄの変化を表す送電アンプ電流曲線である。同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、入力等価抵抗として抵抗２２Ωを、平滑回路１２９に接続した状態で、電源電圧Ｖｄｄを変化させたときの動作電流Ｉｄｄの変化が、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（２２）によって表されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、入力等価抵抗として抵抗１０Ωを、平滑回路１２９に接続した状態で、電源電圧Ｖｄｄを変化させたときの動作電流Ｉｄｄの変化が、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）によって表されている。

すなわち、図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、抵抗値の異なる入力等価抵抗を、平滑回路１２９に接続して、入力等価抵抗ごとに、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化と、動作電流Ｉｄｄの変化との関係を示している。そのため、図４は、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対して流れる動作電流Ｉｄｄの変化と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗との依存性を示していることになる。

ここでは、図１に示したフィルタを兼ねた整合回路（以下、単に整合回路とも称する）１２３の構成は、図１０（Ａ）に示した構成を有している。図１０は、後で実施の形態５において説明するので、図１０（Ａ）についてのみ簡単に説明する。図１０（Ａ）は、整合回路１２３の構成を示す回路図である。整合回路１２３は、容量素子５０５、インダクタ５０６および５０７を備えている。図１および図１０を参照にして説明すると、インダクタ５０６は、整合回路１２３の入力端子５０１と出力端子５０３との間に接続され、インダクタ５０７は、整合回路１２３の入力端子５０２と出力端子５０４との間に接続されている。また、容量素子５０５は、入力端子５０１と５０２との間に接続されている。整合回路１２３の入力端子５０１は、受電コイル１２１の中間タップに接続され、入力端子５０２は、受電コイル１２１の他方の端部に接続されたタップ（第２タップ）に接続されている。また、整合回路１２３の出力端子５０３は、整流用ダイオード１２５と整流用ダイオード１２６との接続部に接続され、出力端子５０４は、整流用ダイオード１２７と整流用ダイオード１２８との接続部に接続されている。この容量素子５０５とインダクタ５０６、５０７とによって、フィルタが構成されるとともに、インピーダンス整合が行われる。

図４に戻って、説明を続ける。図４に示した特性は、整合回路１２３を構成する容量素子５０５の値を３０８ｐＦに設定し、インダクタンス５０６および５０７のそれぞれの値を０.９５ｕＨに設定し、平滑回路１２９における平滑容量素子１３２の値を２２ｕＦに設定し、インダクタ１３０および１３１のそれぞれは、ショートした状態で、測定した。

平滑回路１２９におけるインダクタ１３０および１３１はショートであるため、コイルではなく、信号配線で整流回路とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に相当する入力等価抵抗との間が接続された状態である。整流回路とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３とが、信号配線によって接続されているため、特許文献１の図１に示した構成に類似した構成となる。そのため、図４は、特許文献１の図１の構成に類似した構成において、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対して流れる動作電流Ｉｄｄの変化と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗との依存性を示していると見なすこともできる。

図５および図６のそれぞれは、図４と同様にして、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗に相当する抵抗５１Ω、２２Ωおよび１０Ωを平滑回路１２９に接続し、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの値を変化させながら、送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄを測定して、作成した特性図である。図５および図６においても、横軸および縦軸は、図４と同様に送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄおよび動作電流Ｉｄｄである。同様に、入力等価抵抗として抵抗５１Ωを用いた場合の特性が、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（５１）で表され、入力等価抵抗として抵抗２２Ωを用いた場合の特性が、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（２２）で表され、入力等価抵抗として抵抗１０Ωを用いた場合の特性が、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）で表されている。

図５および図６のそれぞれにおける特性は、図１および図１０に示した平滑回路１２９および整合回路１２３の素子の値を、図４の特性を求める際に設定した値と異なる値に設定して、求めている。

すなわち、図５に示した特性を求める際には、図１に示した平滑回路１２９におけるインダクタ１３０および１３１として、コイルを用い、インダクタとして機能するように、それぞれの値を３.３ｕＨに設定した。このとき、図１０に示した整合回路１２３における容量素子５０５の値とインダクタンス５０６および５０７の値は、図４に示した特性を求める際に設定した値と同じにしている。

また、図６に示した特性を求める際には、図１に示した平滑回路１２９におけるインダクタ１３０および１３１は、図４に示した特性を求める際に行ったのと同様に、コイルを用いずに、整流回路と入力等価抵抗との間をショートする信号配線によって形成した。このとき、図１０に示した整合回路１２３におけるインダクタ５０６および５０７は、図４に示した特性を求める際に設定した値と同じにし、容量素子５０５の値は、図４に示した特性を求める際に設定した値３０８ｐＦよりも小さな値である２７５ｐＦに設定している。

図４〜図６のそれぞれに示した特性を求める際に設定した値の相違を纏めると、次のようになる。図５に示した特性は、図４に示した特性に対して、平滑回路１２９におけるインダクタ１３０および１３１が、インダクタとして機能するように、値が３.３ｕＨに設定されて、測定されている。また、図６に示した特性は、図４に示した特性に対して、整合回路１２３における容量素子５０５の値が小さく設定されて、測定されている。

図４においては、入力等価抵抗が、１０Ω、２２Ωおよび５１Ωのいずれの場合であっても、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを高くすると、送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄが高くなるように傾きを有している。しかしながら、入力等価抵抗が１０Ωと２２Ωのときの送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）とＳＡＩ（２２）を見ると、電源電圧Ｖｄｄが１１Ｖ以上では、傾きがほぼ同じになり、送電アンプＳＡＭＰを流れる動作電流Ｉｄｄの値が、ほぼ同じになっている。

これは、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄが１１Ｖ以上になった場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗が、１０Ω近辺から２２Ω近辺まで変化しても、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄとは、ほぼ同じ変化をし、差がほとんどないことを表している。図４に示した特性では、送電アンプＳＡＭＰを流れる動作電流Ｉｄｄは、４５０ｍＡ付近を送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄにほぼ比例して増加している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３において、その入力等価抵抗が、１０Ω近辺から２２Ω近辺の範囲にあるときの入力電圧ＤＣＶｉｎを、図３で調べると、負荷抵抗１３４が抵抗８．７Ωおよび抵抗１３．１Ωのときには、入力電圧ＤＣＶｉｎは、４Ｖから７Ｖ程度の比較的広い範囲で変化していることがわかる。また、送電アンプＳＡＭＰの効率を８０％、送電コイル１１３と受電コイル１２１間の効率を９０％、整流回路の効率を９０％と想定した場合、入力等価抵抗が、１０Ωまたは２２Ωで、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄが１１Ｖ以上のときの送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄは、０．４Ａから０．５Ａ程度の入力電流ＤＣＩｉｎに換算される。

図２に示した特性に戻って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電圧ＤＣＶｉｎが、４Ｖから７Ｖ程度の範囲で、入力電流ＤＣＩｉｎが０．４Ａから０．５Ａ程度の範囲に入る点は、例えば負荷抵抗１３４として抵抗８．７Ωを接続した場合、入力電流曲線ＤＣＩ（８．７）から、入力電圧ＤＣＶｉｎが５．５Ｖよりも高い値のときと５．５Ｖよりも低い値のときの両方が存在している。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が、正常に降圧動作を行う入力電圧ＤＣＶｉｎと入力電流ＤＣＩｉｎとの組み合わせと、正常な降圧動作を行わない入力電圧ＤＣＶｉｎと入力電流ＤＣＩｉｎとの組み合わせの両方が存在することになる。言い換えるならば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常に降圧動作を行うことが可能な収束点と正常に動作しない収束点の両方が存在することになる。

この場合、両方の収束点のうち、正常に動作する収束点にのみ収束させるには、例えば送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを高くすることが考えられる。しかしながら電源電圧Ｖｄｄを高くすると、整流回路を構成する整流用ダイオード１２５〜１２８に高電圧が印加されることになり、整流用ダイオードの耐圧を超えて破壊されることが考えられる、また、ＤＣ−ＤＣコンバータの許容入力電圧の範囲を超えることも考えられる。

これに対して、平滑回路１２９のインダクタ１３０および１３１の値を３．３ｕＨとして、インダクタとして機能するようにした場合、図５に示すように、入力等価抵抗を１０Ω、２２Ωおよび５１Ωと変えると、それぞれの入力等価抵抗に対応する送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）、ＳＡＩ（２２）およびＳＡＩ（５１）の傾きが異なる。すなわち、入力等価抵抗ごとに、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対して送電アンプＳＡＭＰを流れる動作電流Ｉｄｄの変化率が異なっている。言い換えるならば、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対する送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄの変化率が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗によって異なっている。図５では、入力等価抵抗の値が、小さくなるのに従って、動作電流Ｉｄｄの変化率（電流変化率）は、大きくなっている。これにより、図４で示したように、入力等価抵抗が異なっていても、動作電流Ｉｄｄが重なってしまうのを防ぐことが可能となる。

また、平滑回路１２９におけるインダクタ１３０および１３１を、インダクタとして機能しないように、配線とした場合でも、整合回路１２３の容量素子５０５（図１０）を２７５ｐＦとにすると、図６に示すように、入力等価抵抗ごとに、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）、ＳＡＩ（２２）およびＳＡＩ（５１）の傾きが異なるようにすることができる。すなわち、整合回路１２３の容量素子５０５の値を変えることによっても、送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄの変化率（電流変化率）が、図６に示すように、互いに異なるようにすることができる。

＜＜送電アンプの電源電圧とＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の関係＞＞
上記した平滑回路１２９および整合回路１２３の条件で、図１に示した非接触送受電装置における送電電圧と負荷抵抗１３４の端子間電圧との関係を測定した。測定した結果を、図７から図９に示す。

図７から図９において、横軸は、送電電圧を示している。ここでの送電電圧は、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを意味している。また、それぞれの縦軸は、負荷抵抗１３４の端子間電圧を示している。端子間電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力電圧Ｖｏｕｔに相当するため、これらの図において、縦軸は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔとして示されている。図７から図９において、Ｖｏｕｔ（１３．１）は、図１に示した負荷抵抗１３４として、抵抗１３．１Ωを接続した状態で、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを変化させたときのＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す出力電圧曲線である。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、５Ｖが出力電圧（所望の電圧）として出力されるように設定され、送電周波数ｆ０は、６．７８ＭＨｚに設定されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力電圧および送電周波数は、同じ値に設定して、負荷抵抗１３４として、抵抗８．７Ωを接続したときの出力電圧曲線が、Ｖｏｕｔ（８．７）として示され、抵抗５．６Ωを接続したときの出力電圧曲線が、Ｖｏｕｔ（５．６）として示されている。

図７は、平滑回路１２９および整合回路１２３の条件が、図４の条件に設定された状態で、測定された出力電圧曲線Ｖｏｕｔ（１３．１）、Ｖｏｕｔ（８．７）およびＶｏｕｔ（５．６）を示している。また、図８は、平滑回路１２９および整合回路１２３の条件が、図５の条件に設定された状態で、測定された出力電圧曲線Ｖｏｕｔ（１３．１）、Ｖｏｕｔ（８．７）およびＶｏｕｔ（５．６）を示している。さらに、図９は、平滑回路１２９および整合回路１２３の条件が、図６の条件に設定された状態で、測定された出力電圧曲線Ｖｏｕｔ（１３．１）、Ｖｏｕｔ（８．７）およびＶｏｕｔ（５．６）を示している。

図７を見ると、負荷抵抗１３４として抵抗５．６Ωを接続した場合、出力電圧曲線Ｖｏｕｔ（５．６）から理解されるように、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを２１Ｖ程度まで上昇させないと、出力電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に設定した５Ｖの電圧に到達しない。すなわち、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを２１Ｖ程度まで上昇させないと、ＤＣ−ＤＣコンバータは、正常な降圧動作を行わない。これに対して、図８および図９では、負荷抵抗１３４として抵抗５．６Ωを接続した場合、それぞれの図に示す出力電圧曲線Ｖｏｕｔ（５．６）から理解されるように、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを１２Ｖから１３．５Ｖ程度に上昇させると、出力電圧Ｖｏｕｔは、５Ｖとなる。すなわち、図８および図９では、電源電圧Ｖｄｄを２１Ｖまで上昇させずに、１２Ｖから１３．５Ｖ程度まで上昇させることのより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は、正常な降圧動作を行うようになることがわかる。

このように、平滑回路１２９および整合回路１２３の条件を、図４で述べたような値に設定した場合、負荷抵抗１３４として抵抗５．６Ωが接続されていると、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを高くまで上昇させないと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３は正常な降圧動作を行わない。言い換えると、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを高くまで上昇させないと、所望の出力電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３によって形成されないと言うことになる。一方、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを上昇させると、整流用ダイオード１２５〜１２８によって構成された整流回路に供給される電圧が高くなり、整流用ダイオードの耐圧を超える恐れが生じる。耐圧を超えることにより、整流用ダイオードの破壊が発生することが危惧される。

これに対して、平滑回路１２９および整合回路１２３の条件を、図５および図６で説明したように設定すると、抵抗５．６Ωを負荷抵抗１３４として接続しても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３において正常な降圧動作を開始させる送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄを低くすることが可能である。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常な降圧動作を行わないような状態が発生するのを低減することが可能となる。また、整流用ダイオードが破壊されるのを低減することが可能となる。

本発明者らは、図５および図６で述べたように、整合回路１２３および平滑回路１２９を設定することにより、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄが低くても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常な降圧動作を開始する理由について、検討し、次に述べるように推論した。

先ず、平滑回路１２９が、３.３ｕＨのインダクタ１３０および１３１を備えている場合を述べる。この場合の特性は、図５および図８に示されている。

整流用ダイオード１２５〜１２８によって構成された整流回路は、等価的には抵抗と容量によって構成されていると見なすことができる。図１２は、整流回路と平滑回路１２９の構成を示す回路図である。図１２において、整流用ダイオード１２５〜１２８によって構成された整流回路は、等価抵抗ｒＲと等価容量ｒＣによって表されている。等価抵抗ｒＲと等価容量ｒＣによって表された整流回路ｒＣＫＴは、平滑回路１２９を介してＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に接続されている。また、整合回路１２３の出力端子は、コモンモードフィルタを介して整流回路ｒＣＫＴに接続されている。

整合回路１２３から、受電コイル１２１で受電した送電周波数の高周波電力が、等価抵抗ｒＲおよび等価容量ｒＣを介して、送電周波数に応じた周波数の整流出力として、平滑回路１２９内のインダクタ１３０、１３１に供給される。そのため、インダクタ１３０、１３１は、送電周波数に応じた周波数において、大きなリアクタンス値を有することになる。この大きなリアクタンス値が、１０Ω程度から２０Ω程度の範囲にあるＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗に接続されることになる。その結果、整流回路ｒＣＫＴ側から平滑回路１２９側を見たインピーダンスが高くなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗における電流の変化に比べて、送電アンプＳＡＭＰにおける動作電流Ｉｄｄの変化が大きくなったものと推測される。

すなわち、インダクタ１３０、１３１を信号配線（ショート）で形成したときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗で生じる電流の変化と同じ電流の変化を発生させるためには、平滑回路１２９側のインピーダンスが高くなっているために、送電アンプＳＡＭＰにおける動作電流Ｉｄｄの変化を大きくすることが要求され、動作電流Ｉｄｄの変化が大きくなっているものと推測される。また、送電アンプＳＡＭＰにおける動作電流Ｉｄｄが大きくなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電流ＤＣＩｉｎも大きくなる。その結果、図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力電圧ＤＣＶｉｎが、収束する収束範囲が狭くなる。また、図５に示すように、送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）、ＳＡＩ（２２）およびＳＡＩ（５１）は、図５の縦軸（電源電流Ｉｄｄ）の方向に、互いに平行ではなく、電流変化率が異なっている。電流変化率が異なるため、図４に示すように送電アンプ電流曲線（ＳＡＩ（１０）とＳＡＩ（２２））が重なるのを防ぐことが可能となる。その結果、収束範囲は狭くなり、より１点で収束し易くなる。

次に、整合回路１２３における容量素子５０５の値が小さい場合を説明する。この場合、平滑回路１２９におけるインダクタ１３０、１３１は信号配線（ショート）によって形成されている。この場合の特性が、図６および図９に示されている。整合回路１２３において入力端子５０１と５０２との間に接続された容量素子５０５の値が小さくされているため、送電周波数における容量素子５０５のリアクタンスが大きくなる。これにより、受電コイル１２１側から見た整合回路１２３側のインピーダンスが大きくなり、インダクタ１３０、１３１を設けた図５と同様に、図６に示した送電アンプ電流曲線ＳＡＩ（１０）、ＳＡＩ（２２）およびＳＡＩ（５１）は、変化率（電流変化率）が大きく、互いに傾きが異なっている。その結果、図５で述べたのと同様に、収束範囲は狭くなり、より１点で収束し易くなる。

図６および図９では、整合回路１２３における容量素子５０５（図１０）の値を、インピーダンス整合を図る値から、１０％程度減らした値を用いている。容量素子の値は、一般的に１０％から２０％程度、製造によってばらつく。そのため、静電容量５０５の製造におけるバラツキによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の収束状態が変わってしまうことが考えられる。言い換えるならば、製造のバラツキに依存して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の収束状態が変わることになる。

そのため、整合回路１２３の容量素子５０５の値を設定することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の収束する範囲を狭くするには、例えば後で説明する実施の形態６で述べるような容量値の切り換え方式を採用するか、実測によって容量素子の容量値を定めることが望ましい。実測では、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗を増やした場合、送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄが増加するように整合回路１２３の回路定数、特に容量素子５０５の定数を調整することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の収束特性を改善する。

しかしながら、送電コイル１１３と受電コイル１２１間の距離や負荷抵抗１３４の状態などにより最適な定数は変化すると考えられるため、動作安定化のためには、平滑回路１２９にインダクタ１３０、１３１を挿入することが望ましい。

＜ノイズ低減＞
実施の形態１に係わる非接触送電装置１は、高効率化を図るために、送電アンプＳＡＭＰとして、Ｅ級のスイッチングアンプを使っている。図１において説明したように、Ｅ級のスイッチングアンプにおいては、ＭＯＳＦＥＴ１０２が、ドライブ電源１０１からのドライブ信号によって周期的にオン・オフ状態となる。このオン・オフ状態への変化、すなわちスイッチングによって、ノイズが発生し、送電コイル１１３を介して、非接触送電装置１から外部へ放射されることが危惧される。ノイズが外部へ放射された場合、他の無線機器に対して妨害となる。非接触送電装置１だけでなく、本発明者らが検討したところでは、非接触受電装置２においても、整流回路から出力される直流電圧にリップル電圧が重畳され、このリップル電圧もノイズとして作用することが危惧されることが判明した。

先ず、非接触送電装置１から放射されるノイズの低減について説明する。スイッチングアンプである送電アンプＳＡＭＰが、スイッチング動作を行うことにより発生するノイズは、送電アンプＳＡＭＰの可変電源１０３に接続された電源ライン（図１のＰＬＮ）に伝達される。この電源ラインＰＬＮは、引き回しにより、比較的長くなるため、電源ラインＰＬＮがアンテナとして機能し、ノイズが非接触送電装置１の外部へ放射される。放射されるノイズとしては、この電源ラインＰＬＮに同相成分のノイズが乗ってしまう伝導ノイズが大きいと考えられる。

実施の形態１に係わる図１に示した非接触送電装置１においては、電源ラインＰＬＮとＭＯＳＦＥＴ１０２との間に、コモンモードフィルタ１０６が接続されている。これにより、同相成分のノイズは、コモンモードフィルタ１０６によって抑圧され、伝導ノイズが放射されるのを低減することが可能となっている。

また、この実施の形態１においては、送電コイル１１３とＭＯＳＦＥＴ１０２との間を接続する信号ラインにも、コモンモードフィルタ１１１が設けられている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１０２と送電コイル１１３との間に、コモンモードフィルタ１１１が接続されている。これにより、同相成分のノイズが、コモンモードフィルタ１１１によって抑制され、送電コイル１１３から導電ノイズが放射されるのを抑制することが可能となっている。

一方、実施の形態１に係わる非接触受電装置２は、図１に示すように、整合回路１２３と整流回路との間にコモンモードフィルタ１２４が接続され、さらに整流回路とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３との間に平滑回路１２９が接続されている。コモンモードフィルタ１２４によって、整合回路１２３からの同相成分のノイズが、整流回路へ伝達されるのが抑制される。また、平滑回路１２９におけるインダクタ１３０、１３１によって、整流回路の整流出力端部＋、−の生じる電圧変動（リップル電圧）が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ伝達されるのが抑制される。さらに、平滑回路１２９における平滑容量素子１３２によって、高周波的には、インダクタ１３０と１３１のそれぞれの他方の端部は、互いに接続されることになる。

また、整流回路の低電位側の整流出力端部−に、その一方の端部が接続されたインダクタ１３１の他方の端部は、筐体アースＣＶｓに接続されておいる。これにより、インダクタ１３０、１３１を介して伝達された高周波のノイズは、筐体アースＣＶｓ（接地電位Ｖｓ）へ伝達されることになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ、リップル電圧によるノイズおよび高周波のノイズが伝達するのが抑制され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の出力電圧におけるリップル電圧および高周波のノイズを低減することが可能となる。

なお、インダクタ１３０、１３１は、上記したように収束範囲が狭くなるように機能し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を安定して動作させるように機能する。また、インダクタ１３０、１３１は、整流回路を構成するデバイス（整流用ダイオード）が破壊されるのを低減するように機能する。

図１３は、負荷抵抗１３４におけるリップル電圧を測定した結果を示す波形図である。図１３（Ａ）は、図１に示した非接触受電装置２から、コモンモードフィルタ１２４および平滑回路１２９を除いた状態で、非接触送電装置１から受電を行ったときの負荷抵抗１３４におけるリップル電圧の波形を示す波形図である。また、図１３（Ｂ）は、図１に示すように、コモンモードフィルタ１２４および平滑回路１２９を、非接触受電装置２に設けた状態で、受電を行ったときの負荷抵抗１３４におけるリップル電圧の波形を示す波形図である。

図１３（Ａ）および（Ｂ）のそれぞれにおいて、横軸は時間を示しており、縦軸は電圧を示している。図１３（Ａ）と図１３（Ｂ）とでは、リップル電圧の波形が確認しやすいように、縦軸の電圧スケールが異なっている。すなわち、図１３（Ａ）では、縦軸の１単位（破線間隔）は２００ｍＶを示し、１３（Ｂ）では、縦軸の１単位（破線間隔）は１ｍＶを示している。図１３（Ａ）に示すように、コモンモードフィルタ１２４および平滑回路１２９が設けられていないと、リップル電圧は、ピーク・ピーク間で約３５０ｍＶｐｐとなる。これに対して、コモンモードフィルタ１２４および平滑回路１２９を設けた非接触受電装置２においては、リップル電圧は、ピーク・ピーク間で約１ｍＶｐｐと大幅に低減されている。図１３（Ａ）と（Ｂ）とを比較することにより、平滑回路１２９において、整流出力の両端にそれぞれインダクタ１３０、１３１を付加したこと、および低電位側の整流出力を筺体アースＣＶｓに接続したことによる効果と、コモンモードフィルタ１２４を挿入したことによる改善効果が大きいことがわかる。

実施の形態１においては、平滑回路１２９にインダクタ１３０、１３１を挿入する、または／および整合回路１２３を構成する容量素子５０５の値を設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗ごとに、送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄの電流変化率が、互いに異なるようにされる。これにより、送電コイル１１３と受電コイル１２１間の整合状態やＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の負荷の状態などにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の収束性が劣化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が変換効率の悪い状態で動作したり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常に動作しない状態となるのを回避することが可能となり、安定した動作が可能な非接触送受電装置を提供することが可能となる。また、整流回路を構成するデバイスが破壊されるのを抑制することが可能となる。

さらに、非接触受電装置２の平滑回路１２９にインダクタ１３０、１３１を設けることで、非接触受電装置２において整流回路から出力される整流出力に含まれるリップル電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３に伝達されるのを抑制することが可能となる。また、平滑回路１２９に、インダクタ１３０と１３１間を接続する平滑容量素子１３２を設け、低電位側の整流出力を筐体アースＣＶｓに接続することにより、高周波のノイズが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ伝達されるのを低減することが可能となる。さらに、非接触受電装置２において、整合回路１２３と整流回路との間にコモンモードフィルタ１２４を接続することにより、同相成分のノイズが、伝達するのを低減することが可能となる。これにより、非接触受電装置２からの出力におけるリップル電圧を低減し、非接触受電装置２から放射されるノイズを低減することが可能となる。

また、非接触送電装置１の信号ラインにコモンモードフィルタ１１１を挿入することで、送電アンプＳＡＭＰから発生するスイッチングノイズの放射を抑圧することが可能となる。さらに、電源ラインＰＬＮとＭＯＳＦＴ１０２との間に、コモンモードフィルタ１０６を接続することにより、伝導ノイズが放射されるのを低減することが可能となる。

非接触送受電装置を構成する非接触送電装置１および非接触受電装置２のそれぞれにおいて、ノイズの放射を低減することが可能となるため、低ノイズ特性を有する非接触送受電装置を提供することが可能となる。

（実施の形態２）
図１４は、実施の形態２に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。図１４は、図１と類似しているため、主に相違点を説明する。非接触送電装置１−１の構成は、図１に示した非接触送電装置１と同じであるため、説明は省略する。

図１に示した非接触受電装置２では、整流回路が、整流用ダイオード１２５〜１２８によって形成されたブリッジ型全波整流により構成されていた。また、平滑回路１２９は、２個のインダクタ１３０、１３１と平滑容量素子１３２によって構成されていた。これに対して、図１４に示す非接触受電装置２−１においては、整流回路は、整流用ダイオード２０１と２０２により形成された倍電圧整流回路によって構成されている。また、平滑回路２０３は、インダクタ２０４と平滑容量素子２０５によって構成されている。ここで、インダクタ２０４は、整流回路の高電位側の整流出力端部＋とＤＣ−ＤＣコンバータ１３３との間に接続され、平滑容量素子２０５は、インダクタ２０４と整流回路の低電位側の整流出力端部−との間に接続されている。この実施の形態２においても、整流回路の低電位側の整流出力端部−は、筐体アースＣＶｓに接続されている。これにより、実施の形態１と同様に、インダクタ２０４の他方の端部における高周波の信号は、平滑容量素子２０５を介して筐体アースＣＶｓに接続され、高周波接地されている。

この実施の形態２に係わる非接触送受電装置の動作は、実施の形態１で述べた非接触送受電装置と同様であるので、詳しい説明は省略するが、この実施の形態２の非接触受電装置２−１においては、２個の整流用ダイオード２０１、２０２による倍電圧整流によって直流電圧が形成され、平滑回路２０３に供給される。

平滑回路２０３は、実施の形態１で述べた平滑回路１２９と比較すると、インダクタの個数が少ない。しかしながら、平滑回路２０３におけるインダクタ２０４は、実施の形態１で説明したインダクタ１３０、１３１と同様に機能する。すなわち、インダクタ２０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗の値ごとに、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対する動作電流Ｉｄｄの電流変化率を異ならせるように機能する。また、インダクタ２０３は、倍電圧整流によって構成された整流回路におけるリップル電圧を低減するように機能する。

この実施の形態２においては、整流回路を構成するデバイス（整流用ダイオード）の個数が少なく、平滑回路２０３を構成するインダクタの個数も少ないため、部品点数の削減が可能な非接触送受電装置を提供することができる。

この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、整合フィルタ１２３における容量素子５０５（図１０）の値を調整して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗の値ごとに、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対する動作電流Ｉｄｄの電流変化率を異ならせるようにしてもよい。この場合には、インダクタ２０４は、コイルではなく、信号配線（ショート）であってもよい。

（実施の形態３）
図１５は、実施の形態３に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。実施の形態３に係わる非接触送受電装置は、非接触送電装置１−２と非接触受電装置２−２を備えている。非接触送電装置１−２および非接触受電装置２−２は、図１に示した非接触送電装置１および非接触受電装置２に類似しているので、相違点を主に説明する。

先ず、非接触送電装置１−２を説明する。非接触送電装置１−２は、図１に示した非接触送電装置１と同様に、送電アンプＳＡＭＰ、コモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２および送電コイル１１３を備えている。また、非接触送電装置１−２は、非接触送電装置１に対して、変復調回路（第２変復調回路）３１１、制御回路３１２および表示装置３１３が追加されている。コモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２および送電コイル１１３は、非接触送電装置１と同じであるので、説明は省略する。

送電アンプＳＡＭＰは、ドライブ信号入力端子３０１、３０２にゲートが接続されたＭＯＳＦＥＴ３０３，３０４、ＭＯＳＦＥＴ３０３、３０４のドレイン・ソース間に接続されたダイオード３０５、３０６、容量素子３０７、コモンモードフィルタ１０６、可変電源１０３およびフィルタ３０８を備えている。ドライブ信号入力端子３０１、３０２には、図示しないドライブ電源からドライブ信号が供給される。この実施の形態３においては、ドライブ電源から、互いに逆相のドライブ信号が、ドライブ信号入力端子３０１、３０２に供給される。このドライブ信号は、周期的に電圧が変化する信号であり、その周波数が、送電周波数となっている。

これにより、ＭＯＳＦＥＴ３０３と３０４は、交互にオン・オフ状態になり、オン・オフの周期が送電周波数によって定められる。ＭＯＳＦＥＴ３０３のドレインは、コモンモードフィルタ１０６を介して、可変電源１０３に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ３０３のソースとＭＯＳＦＥＴ３０４のドレインが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３０４のソースは、コモンモードフィルタ１０６を介して接地電位Ｖｓに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ３０３のドレインとＭＯＦＥＴ３０４のソースとの間には、容量素子３０７が接続されている。この容量素子３０７は、例えばＭＯＳＦＥＴ３０３、３０４が周期的にオン・オフすることにより発生する高周波の信号が、コモンモードフィルタ１０６へ伝達されるのを抑制するように機能する。

ＭＯＳＦＥＴ３０３、３０４が、交互に周期的にオン・オフすることにより、ＭＯＳＦＥＴ３０３のソースとＭＯＳＦＥＴ３０４のドレインとの接続ノードにおける電圧が、送電周波数に従って周期的に変化する。この周期的に変化する電圧が、フィルタ３０８を介して、コモンモードフィルタ１１１に供給され、さらに共振容量素子１１２および送電コイル１１３によって構成された直列共振回路へ供給され、送電される。

この実施の形態３に係わる送電アンプＳＡＭＰは、所謂ハーフブリッジ回路と呼ばれるインバータ回路であり、図１で説明したＥ級アンプに比べ、数１０ＫＨｚから数１００ＫＨｚ態度の比較的低い送電周波数の場合に用いられる。フィルタ３０８は、実施の形態１におけるフィルタ１１０と同様に、インピーダンスの整合を図るとともに、送電アンプＳＡＭＰを構成するインバータ回路で発生する高調波の信号が、伝達するのを抑制（抑圧）する。例えば、このフィルタ３０８は、Ｌ字型のローパスフィルタによって構成される。

コモンモードフィルタ１１１の後段、すなわちコモンモードフィルタ１１１と直列共振回路との接続部に、変復調回路３１１の入出力が接続されている。制御回路３１２は、非接触送電装置１−２が送電を行う際の制御と、変復調回路３１１および表示装置３１３の制御を行う。変復調回路３１１は、送信すべき情報に基づいて、送電コイル１１３が出力する送電電力に振幅変調を行う。これにより、非接触送電装置１−２から非接触受電装置２−２へ情報の送信が行われる。言い換えるならば、変復調回路３１１は、送信電力に対して変復調を行う回路であって、変調を振幅で行う振幅変調回路である。

次に、非接触受電装置２−２を説明する。非接触受電装置２−２は、図１で説明した非接触受電装置２に対して、平滑容量素子（第２平滑容量素子）３３１、変復調回路（第１変復調回路）３２１、制御回路３２２および表示装置３２３が追加されている。

上記した平滑容量素子３３１は、平滑回路１２９に設けられ、整流回路の高電位側の整流出力端部＋と低電位側の整流出力端部−との間に接続されている。この平滑容量素子３３１は、受電コイル１２１で受電した電力の高調波成分において、受電コイル１２１の受電インピーダンスよりも低いインピーダンスを有するように値が設定されている。これにより、整流回路からの整流出力に高調波成分が含まれていた場合、高調波成分においては、高電位側の整流出力端部＋と低電位側の整流出力端部−との間をショートするように平滑容量素子３３１が機能し、高調波成分が平滑回路１２９からＤＣ−ＤＣコンバータ１３３へ伝達されるのを抑制する。

変復調回路３２１の入出力は、コモンモードフィルタ１２４の前段、すなわち整合回路１２３とコモンモードフィルタ１２４との接続部に接続されている。制御回路３２２は、非接触受電装置２−２による受電の制御と、変復調回路３２１および表示装置３２３の制御を行う。変復調回路３２１は、制御回路３２２の制御の基に、受電電力のインピーダンスを変化することによる反射波を用いた負荷変調による通信を行う。言い換えるならば、変復調回路３２１は、受電電力に対して変復調を行う回路であって、変調を負荷変調で行う負荷変調回路である。

すなわち、非接触送電装置１−２から非接触受電装置２−２に対しては、振幅を変化させることによって通信が行われ、非接触受電装置２−２から非接触導電装置１−２に対しては、インピーダンスを変化させることによって通信が行われる。

表示装置３１３、３２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が変換効率の悪い状態で動作していることや、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常な動作を行っていない場合に異常を通知する。例えば、制御回路３１２は、変復調回路３１１によって、非接触受電装置２−２からの通信を、変復調回路３１１で復調し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の状態や異常を通知する。このとき、表示装置３２３においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の状態、異常等を表示するようにしてもよいし、非接触送電装置１−２からの通信の情報を、表示するようにしてもよい。同様に、表示装置３１３において、非接触送電装置１−２の状態を表示するようにしてもよい。

この実施の形態３においても、上記した実施の形態１と同様な効果が得られる。また、非接触送電装置１−２では、コモンモードフィルタ１１１の後段に変復調回路３１１が接続されているとともに、非接触受電装置２−２では、コモンモードフィルタ１２４の前段に変復調回路３２１が接続されている。これにより、コモンモードフィルタ１１１、１２４の影響がなく、非接触送電装置１−２と非接触受電装置２−２間で通信を行うことができる。そのため、無線給電技術における送電電力（送電信号）を用いた通信で、無線給電技術における送電電力などの制御も可能な非接触送受電装置を提供することができる。

（実施の形態４）
図１６は、実施の形態４に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。実施の形態４に係わる非接触送受電装置は、非接触送電装置１−３と非接触受電装置２−３を備えている。

非接触送電装置１−３は、送電アンプＳＡＭＰ、コモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２および送電コイル１１３によって構成された直列共振回路を備えている。さらに、非接触送電装置１−３は、通信回路４２１、アンテナ４２２、制御回路４２３および表示装置４２４を備えている。送電アンプＳＡＭＰは、ドライブ信号入力端子４０１、４０２にゲートが接続されたＭＯＳＦＥＴ４０３、４０４、ＭＯＳＦＥＴ（第１ＭＯＳＦＥＴ、第２ＭＯＳＦＥＴ）４０３、４０４のドレインとソース間に接続された共振容量素子４０５、４０６、チョークコイル１０５、コモンモードフィルタ１０６、可変電源１０３、接地容量素子１０４、中間タップを有するトランス４０８およびフィルタ４０９を備えている。

ＭＯＳＦＥＴ４０３と４０４のそれぞれのソースは共通に接続され、共通ソースは、コモンモードフィルタ１０６を介して接地電位Ｖｓに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ４０３と４０４のドレインは、トランス４０８の中間タップを有するコイルの端部に接続され、このコイルの中間タップは、チョークコイル１０５を介して、コモンモードフィルタ１０６に接続されている。

ドライブ信号入力端子４０１、４０２は、図示しないドライブ電源に接続され、ドライブ電源から互いに逆位相のドライブ信号が、ドライブ信号入力端子４０１、４０２に供給される。このドライブ信号は、実施の形態３で述べたように、電力周波数の信号である。この実施の形態４に係わる送電アンプＳＡＭＰは、所謂プッシュプル動作（プッシュプル方式）のＥ級アンプである。ドライブ信号入力端子４０１、４０２に供給されるドライブ信号によって、ＭＯＳＦＥＴ４０３と４０４は所定の周期で、交互にオン・オフ状態となる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ４０３がオン状態になったとき、ＭＯＳＦＥＴ４０４のソースとドレインとの間に並列接続された共振容量素子４０６とトランス４０８の中間タップを有するコイルとにより並列共振回路が構成される。反対に、ＭＯＳＦＥＴ４０４がオン状態になったときには、ＭＯＳＦＥＴ４０３のソースとドレインとの間に並列接続された共振容量素子４０５とトランス４０８のコイル（中間タップを有するコイル）とによって並列共振回路が構成される。

並列共振回路の出力は、トランス４０８においてフィルタ４０９が接続されたコイルに伝えられ、フィルタ４０９およびコモンモードフィルタ１１１を介して、直列共振回路に供給され、送電される。

チョークコイル１０５、コモンモードフィルタ１０６および１１１、可変電源１０３および接地用容量素子１０４および送電コイル１１３を含む直列共振回路については、実施の形態１で述べているので、説明は省略する。

非接触受電装置２−３は、実施の形態１で説明し非接触受電装置１に対して、通信回路４３１、アンテナ４３２、制御回路４３３および表示装置４３４３が追加されている。

実施の形態３では、送電コイル１１３と受電コイル１２１を用いて、非接触送電装置と非接触受電装置との間で通信を行っていた。これに対して、この実施の形態４においては、通信回路４２１、４３１およびアンテナ４２２，４３２を用いて、非接触送電装置１−３と非接触受電装置２−３との間で通信が行われる。制御回路４２３は、非接触送電装置１−３における送電の制御を行うとともに、通信回路４２１および表示装置４２４を制御する。同様に、制御回路４３３は、非接触受電装置２−３における受電の制御を行うとともに、通信回路４３１および表示装置４３４を制御する。

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が変換効率の悪い状態で動作している場合、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が、正常に動作していない場合、これを制御回路４３３が把握し、通信回路４３１を介して、アンテナ４３２から無線で、把握した情報を送信する。非接触送電装置１−３においては、無線で送信された情報をアンテナ４２２と通信回路４２１で受信し、表示装置４２４で表示する。同様に、非接触送電装置１−３の状態を、制御回路４２３が把握し、通信回路４２１とアンテナ４２２を用いて、無線で送信してもよい。この場合には、無線で送信された情報を、非接触受電装置２−３における通信回路４３１およびアンテナ４３２が受信し、例えば表示装置４３４で表示を行う。勿論、表示装置４３４で、非接触受電装置２−３の状態を表示し、表示装置４２４で、非接触送電装置１−３の状態を表示するようにしてもよい。

この実施の形態４においても、実施の形態３で述べたのと同様な効果が得られる。さらに、この実施の形態４においては、送電アンプＳＡＭＰがプッシュプル動作をすることで、ＭＯＳＦＥＴ４０３、４０４の耐圧が比較的低くオン抵抗が低いデバイスであっても使用することができるため、変換効率に優れた非接触送受電装置が得られる。

（実施の形態５）
図１０は、実施の形態５に係わる整合回路１２３の構成を示す回路図である。この実施の形態５で説明する整合回路１２３は、他の実施の形態において示されている非接触受電装置に用いられる。ここでは、整合回路１２３の構成と、インピーダンス整合の設計手段について述べる。

図１０（Ａ）は、整合回路の構成を示す回路図であり、図１０（Ｂ）は、整合回路の等価回路を示す回路図である。また、図１０（Ｃ）は、計算式を示す図である。

図１０（Ａ）において、５０１および５０２は、整合回路１２３の入力端子であり、５０３および５０４は、整合回路１２３の出力端子である。整合回路１２３は、入力端子５０１と出力端子５０３との間に接続されたインダクタ５０６と、入力端子５０２と出力端子５０４との間に接続されたインダクタ５０７と、入力端子５０１と５０２との間に接続された容量素子５０５とを備えている。

図１を参照にして述べると、入力端子５０１が、受電コイル１２１の中間タップに接続され、入力端子５０２が、受電コイルの端部のタップに接続されている。また、出力端子５０３および５０４は、コモンモードフィルタ１２４を介して整流用ダイオード１２５〜１２８によって構成された整流回路に接続されている。

整合回路１２３の入力端子５０２、５０２側の抵抗値をＲ１とし、後段となるコモンモードフィルタ１２４側の抵抗値をＲ２とすると、インピーダンスの整合を図るためには、インダクタ５０６、５０７および容量素子５０５の値は、図１０（Ｃ）に示す式（１）〜式（３）によって計算された値とされる。

式（１）〜式（３）は、Ｌマッチ回路などと呼ばれる計算方法である。図１０（Ａ）に示した整合回路１２３は、図１０（Ｂ）に示す差動構成の等価回路によって表すことができる。中間電位点ＣＰ（図１０（Ｂ）の破線）を仮想することにより、整合回路１２３を２個の構成に分け、差動構成で設計することが可能となる。

整合回路１２３を設計する際の一例を述べると、次のようになる。整合回路１２３の入力端子側の抵抗値Ｒ１を３５０Ω、出力端子側の抵抗値Ｒ２を２０Ωとし、送電周波数ｆを６．７８ＭＨｚとすると、Ｑ＝４．０６、インダクタ５０６、５０７の値（インダクタンス）Ｌ＝０．９５ｕＨ、容量素子５０５の値（キャパシタンス）Ｃ＝２７５ｐＦとなる。この値は、図４から図９で説明した値に相当している。

このようにして、インピーダンスの整合を図ることにより、整合の損失を低減することが可能となり、損失の少ない非接触送受信装置を提供することが可能となる。インピーダンスの整合を図ると言う観点で見た場合、容量素子５０５は、整合容量素子と見なすことができ、インダクタ（第３インダクタ）５０６、５０７は、整合用インダクタと見なすことができる。

さらに、整合容量素子５０５の値については、例えば実験によって値を変更する。すなわち、実験によって、実施の形態１で説明したようにＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作が安定するような値に、容量素子５０５の値を設定する。言い換えるならば、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対する送電アンプＳＡＭＰの動作電流Ｉｄｄの変化率が、整流回路に接続される入力等価抵抗（ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の入力等価抵抗）によって異なるように、実験によって、整合回路１２３の特性を設定する。

勿論、平滑回路１２９におけるインダクタ１３０、１３１の値を変更して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作が安定するようにしてもよいし、両者を組み合わせて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作が安定するようにしてもよい。

（実施の形態６）
図１７は、実施の形態６に係わる非接触受電装置２−４の構成を示す回路図である。図１７は、図１６に示した非接触受電装置２−３に類似しているので、ここでは相違点を主に説明する。図１７に示した非接触受電装置３−４において、図１６と相違するのは、整合回路１２３と制御回路４３３である。

図１７において、整合回路１２３は、図１０で説明したインダクタ５０６、５０７と容量素子５０５以外に、制御回路４３３からの切り換え信号ＣＣによって、容量素子５０５に選択的に容量素子を接続する構成を備えている。すなわち、整合回路１２３において、容量値の切り換えを行う方式が採用されている。

整合回路１２３は、容量素子５０５、６０１、６０２、ソース抵抗６５、ゲート抵抗６０６、６０７、インダクタ５０６、５０７およびＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４を備えている。容量素子５０５およびインダクタ５０６、５０７の接続は、図１０と同じであるので、説明は省略する。

ＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４のそれぞれのソースは共通に接続され、共通のソースは、ソース抵抗６０５を介して接地電位Ｖｓに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４のゲートは、ゲート抵抗６０６、６０７を介して、制御回路４３３から切り換え信号ＣＣが供給される。ＭＯＳＦＥＴ６０３のドレインは、容量素子６０１を介して、容量素子５０５の一方の端子（図１０の入力端子５０１）に接続され、ＭＯＳＦＥＴ６０４のドレインは、容量素子６０２を介して、容量素子５０５の他方の端子（図１０の入力端子５０２）に接続されている。

制御回路４３３からの切り換え信号ＣＣがハイレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４がオン状態となるため、容量素子６０１と６０２とが直列的に接続され、直列接続された容量素子６０１と６０２が、容量素子５０５と並列的に接続されることになる。これにより、整合回路１２３を構成する容量素子の値を変更することが可能となる。なお、ソース抵抗６０５は、ＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４をオン状態にするためにソースに電圧を供給するものであり、十分に大きな抵抗値を有している。

この実施の形態６において、制御回路４３３は、例えば、量産時の容量素子のバラツキや、送電コイルと受電コイル１２１との結合状態や、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の負荷状態によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作が正常でない場合、切り換え信号ＣＣをハイレベルまたはロウレベルにする。これにより、整合回路１２３を構成する容量素子の容量値を変更することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が正常に動作を行えるようにすることが可能な非接触送受電装置を得ることができる。

この実施の形態６において、ＭＯＳＦＥＴ６０３、６０４、容量素子６０１、６０２、ソース抵抗６０５およびゲート抵抗６０６、６０７は、整合回路１２３が備えている整合容量素子の容量値を調整する調整回路を構成していると見なすことができる。このように見なした場合、容量素子６０１および６０２は、調整容量素子と見なすことができる。また、調整回路は、整合容量素子５０５と並列接続され、調整回路内のＭＯＳＦＥＴ６０３および６０４が、切り換え信号ＣＣに従って、調整容量素子６０１および６０２を、選択的に整合容量素子５０５に接続することにより、整合回路１２３が備えている整合容量素子の容量値が調整されることになる。

＜整合回路を構成する容量素子の容量値切り換え動作＞
次に、整合回路１２３を構成する容量素子の容量値を切り換える動作の一例を説明する。ここでは、非接触送受電装置が、図１６に示した非接触送電装置１−３と図１７に示した非接触受電装置２−４を備えている場合を説明する。また、非接触送受電装置によって、例えば携帯端末を充電する際に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作に不具合が発生した場合を、例として説明する。

図１８および図１９は、実施の形態６に係わる非接触送受電装置の動作を示すフローチャート図である。以下、図１６から図１９を用いて、動作を説明する。

図１８のステップＳ１１において、非接触送電装置１−３の電源を投入し、非接触送電装置１−３が動作を開始する。制御回路４２３は、ステップＳ１２において、非接触受電装置２−４が備えている通信回路４３１がオン状態となるような弱いレベルでの送電を開始する（表側コイルに小電力で給電）。

次にステップＳ１３（充電対象端末がコイルの上に置かれていると通信を開始）およびＳ１４（送電側通式と通信、対象端末か？）において、充電台に携帯端末が置かれ、非接触受電装置２−４からの通信を、非接触送電装置１−３が受信したか否かの判定と、充電台に置かれた携帯端末が対象の端末であるか否かの認証が行われる。

ステップＳ１４において、対象の携帯端末であると認証すると、充電のための送電を、ステップＳ１５において非接触送電装置１−３は開始する（送電を開始）。一方、ステップＳ１４において、対象の携帯端末でないと判定した場合、非接触送電装置１−３は、ステップＳ１６において、例えば表示装置４２４でアラートを表示し、送電を停止する（送電をオフしてアラート）。

ステップＳ１５において、送電を開始すると、非接触受電装置２−４における制御回路４３３は、ステップＳ１７において、受電している電圧値と電流値を取得し、通信回路４３１によって、無線送信する（受電整流電圧と電流値を送信）。非接触送電装置１−３は、ステップＳ１７で無線送信された電圧値と電流値を、ステップＳ１８で受信し、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄに対して、受信した電圧値と電流値が適切か否かの判定を行う（アンプ電圧、電流に対し受電電圧、電流は適正か？）。

ステップＳ１８において、適正でないと判定した場合、非接触送電装置１−３は、ステップＳ１９において、表示装置４２４によってアラートを表示し、送電を停止する（送電をオフしてアラート）。なお、非接触送電装置１−３は、ステップＳ１８の判定において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が、若干効率の悪い状態で、充電を行いっていると判定した場合には、表示装置４２４によって、効率が悪い状態であることを通知し、携帯端末の置き方を直すなどの操作を促したあと、送電を行うようにしてもよい。

ステップＳ１８において、適正であると判定した場合には、非接触送電装置１−３は、ステップＳ２０で充電が終了したか否かを判定し、充電が完了していない場合には、充電が完了するまで、ステップＳ１７、Ｓ１８およびＳ２０を繰り返す。ステップＳ１７、Ｓ１８およびＳ２０を繰り返しているときに、非接触送電装置１−３は、充電の状態により負荷が変わった場合には、制御回路４２３は、ステップＳ２１において、充電の状態に対応した電源電圧Ｖｄｄを、送電アンプＳＡＭＰに設定する（充電状態に対応した送電電圧に設定）。また、ステップＳ２０において充電が終了したと判定した場合、非接触送電装置１−３は、ステップＳ２２において、送電を停止し、充電を終了する（送電オフして充電終了）。

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３などの動作の不具合は、非接触送電装置１−３において判定され、充電が行われることになる。

不具合を、非接触送電装置１−３において判定する例を説明したが、非接触受電装置２−４において判定してもよい。図１９は、非接触受電装置２−４で不具合を判定する場合を示している。図１８に示したステップＳ１１〜Ｓ１５までは、同じであるため、図１９では、上記したステップＳ１１〜Ｓ１４は省略され、ステップＳ１５以降が示されている。

ステップＳ１５において、非接触送電装置１−３が送電を開始すると、非接触送電装置１−３は、ステップＳ２３において、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄを取得し、通信回路４２１によって、無線送信する（送電アンプの電圧と電流値を端末に送信）。また、ステップＳ２３において、非接触受電装置２−４における制御回路４３３は、受電電圧と電流を測定する（受電電圧と電流値を計測）。

ステップＳ２４において、非接触受電装置２−４における制御回路４３３は、切り換え信号ＣＣの電圧を変更する。これにより、整合回路１２３を構成する容量素子の容量値が変化する。容量値を変化させた後、制御回路４３３は、再び受電電圧と電流を測定する（受電整合回路の容量値を切り換えて受電電圧と電流値を計測）。ステップＳ２４の後のステップＳ２５において、制御回路４３３は、通信回路４３１により、非接触送電装置１−３に対して、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄを取得して、送信するように要求する（送電側に送電アンプの電圧と電流値を送信するように要求）。

ステップＳ２６において、制御回路４３３は、整合回路１２３を構成する容量素子の容量値を変える前のときの受電電圧と電流により求めた受電電力が、容量値を変えた後の受電電圧と電流により求めた受電電力よりも大きいか否かを判定する（容量値が切り換え前のほうが受電電力大か？）。ステップＳ２６において、容量値を変える前のほうが、受電電力が小さい場合には、制御回路４３３は、ステップＳ２４で変更した切り換え信号ＣＣの電圧を維持して、次にステップＳ２８を実行する。一方、容量値を変える前のほうが、受電電力が大きい場合には、ステップＳ２７を実行する。ステップＳ２７では、制御回路４３３は、切り換え制御信号ＣＣをステップＳ２４で変更する前の電圧に戻す。これにより、ステップＳ２７では、整合回路１２３を構成する容量素子の容量値は、ステップＳ２４で変える前に値に変更される（容量値を切り換え前に変更）。ステップＳ２４の後は、ステップＳ２８が実行される。

ステップＳ２８においては、ステップＳ２３において受信した送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流ＩｄｄまたはステップＳ２５の要求により非接触送電装置１−３から送信された送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄと動作電流Ｉｄｄに対して、受電電圧と電流が適切であるか否かの判定を、制御回路４３３が行う（アンプ電圧、電流に対し受電電圧、電流は適切？）。ステップＳ２８において、適切でないと判定した場合、制御回路４３３は、ステップＳ２９において、表示装置４３４にアラートを表示する。また、非接触送電装置１−３に対して送電の停止を要求する（送電をオフしてアラート）。ステップＳ２９においても、上記したステップＳ１９のときと同様に、
ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が、若干効率の悪い状態で、充電を行いっていると判定した場合には、表示装置４３４によって、効率が悪い状態であることを通知し、携帯端末の置き方を直すなどの操作を促したあと、送電を要求するようにしてもよい。

一方、ステップＳ２８において、適切と判定した場合は、充電が終了したか否かをステップＳ３０において判定する（充電終了か？）。ステップＳ３０において、充電か終了していないと判定した場合、ステップＳ２３〜Ｓ３０を繰り返す。

ステップＳ２３〜Ｓ３０を繰り返しているときに、充電の状態により負荷が変わった場合には、制御回路４３３は、ステップＳ３１において、充電の状態に対応した電源電圧Ｖｄｄを、送電アンプＳＡＭＰに設定するように要求する（充電状態に対応した送電電圧に設定）。また、ステップＳ３０において充電が終了したと判定した場合、制御回路４３３は、非接触送電装置１−３に対して、送電を停止し、充電を終了するように要求する（送電オフして充電終了）。

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作に不具合があった場合は、表示装置４２４または／および４３４により異常を知らせることが可能となる。さらに、図１９に示したフローチャートによれば、より適切な整合回路１２３の容量値を定めることが可能となる。

（実施の形態７）
図２０は、実施の形態７に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。ここでは、充電台に携帯端末を置いて、携帯端末が内蔵するバッテリに充電する構成を例として説明する。この場合、実施の形態１〜６において説明した非接触受電装置が、携帯端末に搭載され、非接触送電装置が、充電台に搭載されることになる。

図２０（Ａ）は、非接触送電装置を搭載した充電台と非接触受電装置を搭載した携帯端末の構成を示す外観図であり、図２０（Ｂ）は、非接触受電装置を搭載した携帯端末の構成を示す外観図である。

図２０（Ａ）において、６１１は充電台を示している。この充電台６１１の筐体内に、送電コイル１１３を除く非接触送電装置の素子が内蔵されている。実施の形態４で説明した非接触送電装置１−３を例にして述べると、充電台６１１の筐体内に、図１６に示した送電アンプＳＡＭＰ、コモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２、通信回路４２１、アンテナ４２２、制御回路４２３および表示装置４２４が内蔵されている。充電台６１１の上面には、磁性シート６１２が設けられ、この磁性シート６１２の上側に送電コイル１１３が搭載されている。この送電コイル１１３は、充電台６１２の筐体に内蔵された共振容量素子１１２等と接続されている。また、図２０（Ａ）において、４２４Ｄは、表示装置４２４の表示面を示しており、表示装置４２４の表示面４２４Ｄは、ユーザが表示内容を確認できるように、充電台６１２の上面に突出している。

図２０（Ａ）において、６１３は、携帯端末を示している。携帯端末６１３の筐体は、主面と裏面とを備えており、携帯端末６１３の筐体内に、特に制限されないが、受電コイル１２１を除く非接触受電装置の素子が内蔵されている。図１６に示した非接触受電装置２−３を例にして説明すると、共振容量素子１２２、整合回路１２３、コモンモードフィルタ１２４、整流回路、平滑回路１２９、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３、通信回路４３１、アンテナ４３２、制御回路４３３および表示装置４３４が、携帯端末６１３の筐体内に内蔵されている。また、携帯端末６１３の筐体内には、携帯端末６１３の機能を達成するための所望の回路（例えば、図１１のＣＫＴ）とバッテリ（図１１のＶＢＣ）が、非接触受電装置２−３の負荷（負荷抵抗１３４相当）として内蔵されている。

図２０（Ａ）には、携帯端末６１３の主面が示されており、特に制限されないが、携帯端末６１３の主面には、表示面６１５と操作用ボタン６１４が配置されている。また、携帯端末６１３の裏面には、受電コイル１２１が形成されている。受電コイル１２１は、携帯端末６１３の筐体内に内蔵された共振容量素子１２２等と接続されている。なお、受電コイル１２１は、裏面に形成されているため、図２０（Ａ）では、破線で示されている。

図２０（Ｂ）は、携帯端末６１３の裏面の構成を示す外観図である。携帯端末６１３の裏面には、磁性シート６１６が設けられ、磁性シート６１６の上側に、上記した受電コイル１２１が搭載されている。なお、特に制限されないが、表示装置４３４は、携帯端末６１３の主面における表示面６１５を、その表示面として兼用している。

図２０では、充電台６１１が、実施の形態４で説明した非接触送電装置１−３を備え、携帯端末６１３が、非接触受電装置２−３を備えている。そのため、充電台６１１への携帯端末６１３の置き方などでＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作に不具合が発生した場合、表示装置３１３によって、表示面４２４Ｄに異常が通知される。この異常の通知によって、携帯端末６１３の置き方などの確認を、ユーザに再度促すことが可能であり、不具合が発生している状態で充電され続けるのを回避することができる。

＜変形例＞
図２１は、実施の形態７の変形例に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。ここでは、１個の充電台で、複数個の携帯端末を、同時に充電する場合を説明する。

図２１には、複数個の例として２個の携帯端末を同時に充電する構成が示されている。図２１において、６１３は１台目の携帯端末を示しており、この携帯端末６１３は、図２０で説明した構成を有している。また、６１３ｎは、２台目の携帯端末を示しており、特に制限されないが、携帯端末６１３と同じ構成を有している。図２１では、携帯端末６１３ｎにおいて、携帯端末６１３と同じ部分には、数字の符合に、符合ｎが付されている。例えば携帯端末６１３における受電コイル１２１に対応する携帯端末６１３ｎの受電コイル１２１には、符合ｎが付され、図２１では、受電コイル１２１ｎとして示されている。

図２１において、充電台６１１は、図２０と同様に、磁性シート６１２の上側に搭載された送電コイル１１３と、表示面４２４Ｄを備えている。また充電台６１１の筐体には、図２０で説明したように、送電コイル１１３を除く非接触送電装置の素子が内蔵されており、送電コイル１１３は、充電台６１１の筐体に内蔵された非接触送電装置の素子に接続されている。ここでも、充電台６１１に搭載された非接触送電装置は、実施の形態４で説明した非接触送電装置１−３の構成を有している。また、１台目および２台目の携帯端末６１３、６１３ｎのそれぞれも、実施の形態４で説明した非接触受電装置２−３を搭載している。

２台の携帯端末６１３、６１３ｎを同時に充電する場合、例えば１台目の携帯端末６１３におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が効率の悪い状態で動作していると、非接触送電装置１−３から２台目の携帯端末６１３ｎへ給電できる電力が低下し、不十分となることが考えられる。そのため、複数の携帯端末を同時に充電することが可能な仕様を有する充電台６１１であっても、実際に同時に充電される携帯端末の数は、仕様で定められた数よりも少なくなり、少ない数の携帯端末しか充電されないと言うような状況が生じる。

実施の形態４で説明した非接触送電装置１−３においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３が効率の悪い状態で動作していると、異常を表示面４２４Ｄで通知することが可能である。この通知によって、ユーザが、例えば効率の悪い状態で動作しているＤＣ−ＤＣコンバータ１３３を備えた携帯端末の置き方を変えることにより、仕様で定められた個数の携帯端末を、同時に充電することが可能となる。

（実施の形態８）
図２２は、実施の形態８に係わる非接触送受電装置の構成を示す回路図である。この実施の形態８においては、非接触送受電装置が、電気自動車のバッテリを充電するのに用いられている。すなわち、電気自動車に非接触受電装置が搭載され、自宅を含む給電ステーションに非接触送電装置が設置されている。この実施の形態８における非接触送電装置は、実施の形態３および４で説明した非接触送電装置１−２および１−３に類似し、非接触受電装置も、実施の形態３および４で説明した非接触受電装置２−２および２−３に類似している。

先ず、給電ステーションに設置されている非接触送電装置を説明する。図２２において、１−４は、給電ステーションに設置された非接触送電装置を示している。この非接触送電装置１−４は、非接触送電装置１−３に類似しているので、相違点を主に説明する。図２２に示したコモンモードフィルタ１１１、共振容量素子１１２、送電コイル１１３、通信装置４２１、アンテナ４２２，制御回路４２３および表示装置４２４は、図１６に示した非接触送電装置１−３と同じであるため、説明を省略する。

送電アンプＳＡＭＰは、ドライブ信号入力端子７０１、７０２、７０１’、７０２’と、ＭＯＳＦＥＴ７０３〜７０６と、ダイオード７０７〜７１０と、コモンモードフィルタ１０６と、可変電源１０３と、容量素子３０７と、フィルタ３０８を備えている。ここで、コモンモードフィルタ１０６、可変電源１０３および容量素子３０７は、図１５を用いて説明した実施の形態３と同じであるので、説明は省略する。

ＭＯＳＦＥＴ７０３〜７０６のそれぞれのゲートは、対応するドライブ信号入力端子７０１、７０２、７０１’、７０２’に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ７０３〜７０６のソースとドレイン間には、ダイオード７０７〜７１０が並列的に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ７０４のドレインは、ＭＯＳＦＥＴ７０３のソースに接続され、この接続ノードからフィルタ３０８へ第１出力信号が供給される。また、ＭＯＳＦＥＴ７０６のドレインは、ＭＯＳＦＥＴ７０５のソースに接続され、この接続ノードからフィルタ３０８へ第２出力信号が供給される。ＭＯＳＦＥＴ７０３および７０５のドレインは、コモンモードフィルタ１０６のコイルを介して可変電源１０３に接続され、ＭＯＳＦＥＴ７０４および７０６のソースは、コモンモードフィルタ１０７のコイルを介して接地電位Ｖｓに接続されている。

ドライブ信号入力端子７０１、７０２、７０１’、７０２’は、図示しないドライブ電源に接続されている。ドライブ電源は、ドライブ信号入力端子７０１と７０１’に、周期的に電圧が変化する同相の第１ドライブ信号を供給し、ドライブ信号入力端子７０２と７０２’に、周期的に電圧が変化する同相の第２ドライブ信号を供給する。ここで、第１ドライブ信号と第２ドライブ信号は、互いに位相が反転された信号である。第１ドライブ信号と第２ドライブ信号が、ＭＯＳＦＥＴ７０３〜７０６のゲートに供給されることにより、ＭＯＳＦＥＴ７０３、７０６と、ＭＯＳＦＥＴ７０４、７０５とが相補的に、オン、オフ状態となる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ７０３と７０６がオン状態（またはオフ状態）のとき、ＭＯＳＦＥＴ７０４と７０５がオフ状態（またはオン状態）となる。

ＭＯＳＦＥＴ７０３、７０６と、ＭＯＳＦＥＴ７０４、７０５とが相補的に、オン、オフ状態となることによって形成された第１出力信号と第２出力信号が、フィルタ３０８およびコモンモードフィルタ１１１を介して、共振容量素子１１２と送電コイル１１３によって構成された直列共振回路に供給される。第１ドライブ信号と第２ドライブ信号は、送電周波数に従った周期で、電圧が周期的に変化するため、送電コイル１１３からは、送電周波数の電力が送電されることになる。

この実施の形態８において用いている送電アンプＳＡＭＰは、フルブリッジ回路と呼ばれるインバータ回路であり、図１で示したＥ級アンプよりも低い送電周波数の場合、例えば数１０ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度の比較的低い送電周波数の場合に用いられる。また、フィルタ３０８は、インバータ回路で発生する高調波レベルを抑圧するためのもので、例えばＬ字型のローパスフィルタによって構成されている。

図２２において、７００は、電気自動車を示している。次に、この電気自動車７００に搭載されている非接触受電装置２−５を説明する。この非接触受電装置２−５は、図１６に示した非接触受電装置２−３に類似している。すなわち、図２２に示した整合回路１２３、コモンモードフィルタ１２４、整流用ダイオード１２５〜１２８、負荷抵抗１３４、通信回路４３１、アンテナ４３２、制御回路４３３および表示装置４３４は、図１６に示したものと同じである。また、図２２に示した平滑回路１２９は、図１５に示した平滑回路と同様な構成を有している。

この実施の形態８においては、スイッチング電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の代わりに、大電力を出力することが可能なチョッパ回路７２３が用いられている。また、受電コイル１２１の代わりに、中間タップを有していない受電コイル７２２が用いられ、受電コイル７２２と並列接続される共振容量素子として、符合７２１が付された容量素子が用いられている。チョッパ回路７２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３と同様な特性を有している。そのため、実施の形態１で述べたように、平滑回路１２９にインダクタ１３０、１３１を設けることにより、チョッパ回路７２３の入力等価抵抗ごとに、送電アンプＳＡＭＰの電源電圧Ｖｄｄの変化に対する動作電流Ｉｄｄの変化率を異ならせることが可能である。その結果、チョッパ回路７２３が効率の悪い状態で動作するのを低減することが可能となる。また、チョッパ回路７２３を正常に動作させることが可能となる。さらには、整流用ダイオード１２５〜１２８の耐圧を超えるような電圧が供給されるのを抑制することが可能となる。

この実施の形態８においては、電気自動車７００は、電気自動車７００の状態を監視する監視装置が搭載されている。図２２では、電気自動車７００のタイヤ７００Ｄの空気圧を監視する監視装置が、例として示されている。この監視装置は、タイヤ７００Ｄのホイル内部に設けられたセンサ部と、電気自動車７００の車体に搭載された監視部とを備えている。センサ部は、受電コイル７４４、空気圧センサ７４２、送信回路７４１、アンテナ７４３を備え、監視部は、送電コイル７３４、受信回路７３１およびアンテナ７３２を備えている。

受電コイル７４４と送電コイル７３４とは電磁結合され、電力が送電コイル７３４から受電コイル７４４へ供給される。送信回路７４１および空気圧センサ７４２は、受電コイル７４４からの電力によって動作する。空気圧センサ７４２によってタイヤ７００Ｄの空気圧を測定し、測定された空気圧の情報が、送信回路７４１によってアンテナ７４３から無線で送信される。アンテナ７４３から送信された空気圧の情報は、アンテナ７３２を介して受信回路７３１へ供給される。受信回路７３１では、例えば受信した空気圧の情報から監視用の情報を形成する。この監視用の情報に基づいて、タイヤ７００Ｄの空気圧が監視される。

この実施の形態８においては、平滑回路１２９が、インダクタ１３０、１３１を備えているため、チョッパ回路７２３が効率の悪い状態あるいは正常な動作をしない状態になるのを防ぐことが可能となる。すなわち、チョッパ回路７２３の動作が不安定になるのを回避することが可能となる。

また、非接触受電装置２−４において発生するリップル電圧を低減することが可能となるため、非接触受電装置２−４から放射されるノイズを低減することが可能となる。

空気圧センサ７４２が出力するセンサ出力は、アナログ信号である。そのため、送信回路７４１は、アナログ信号をデジタル信号へ変換するアナログ／デジタル変換回路（以下、ＡＤコンバータと称する）を備え、アナログ信号であるセンサ出力をデジタル信号へ変換して、無線送信することになる。この場合、ＡＤコンバータは、基準電圧とセンサ出力とを比較しながらデジタル信号へ変換する。この実施の形態８においては、非接触受電装置２−４から放射されるノイズを低減することが可能であるため、基準電圧がノイズによって変化するのを抑制することが可能となり、精度のよい測定を行うことが可能となる。

上記したセンサ部には、例えば実施の形態４で説明した非接触受電装置２−３を使い、監視部には、実施の形態４で説明した非接触送電装置１−３を使うことができる。

この場合、例えば、図２２に示した受電コイル７４４として、図１６に示した受電コイル１２１が用いられ、アンテナ７４３として、アンテナ４３２が用いられ、送信回路７４１として、通信回路４３１と制御回路４３３が用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３によって形成された電力が、空気圧センサ７４２およびＡＤコンバータに、動作電源として給電され、ＡＤコンバータの出力が、制御回路４３３を介して通信回路４３１へ供給され、無線で送信されることになる。この場合、図１３で示したように、リップル電圧を小さくすることが可能であるため、ＡＤコンバータの基準電圧が変化するのを低減することが可能となり、測定の精度が低下するのを抑制することが可能となる。

監視部として、非接触送電装置１−３を使う場合、図２２に示した送電コイル７３４としては、図１６に示した送電コイル１１３が用いられ、アンテナ７３２としては、アンテナ４２２が用いられ、受信回路７３１としては、通信回路４２１と制御回路４２３が用いられる。この場合、可変電源１０３は、例えばチョッパ回路７２３によって形成された電力が用いられる。

（実施の形態９）
図２３は、実施の形態９に係わる非接触送受電装置の構成を示す模式的な外観図である。図２３において、８００は無人飛行機を示し、６１１は充電台を示している。この実施の形態９においては、無人飛行機８００に、バッテリと非接触受電装置が搭載され、充電台６１１に非接触送電装置が搭載される。無人飛行機８００のバッテリを充電する場合、充電台６１１の上空に無人飛行機８００が位置するように飛行させる。これにより、非接触でバッテリへの充電が行われるようになる。

ここでは、非接触送受電装置として、実施の形態４で説明した構成が採用されている。また、充電台６１１の構成は、実施の形態７で説明した構成と同じであるので、充電台６１１についての説明は省略する。

無人飛行機８００は、モータによって、それぞれ回転する４個のプロベラ８０２と、無人飛行機８００の胴体８０１を備えている。胴体８０１には、実施の形態４で説明した非接触受電装置２−３が搭載されている。図２３には、非接触受電装置２−３が備える受電コイル１２１と、アンテナ４３２と、制御回路４３３および通信回路４３２が、例示されている。受電コイル１２１は、胴体８０１において、下側の面に磁性シート６１５を介して搭載されている。図２３は、胴体８０１を上側から見た図であるため、磁性シート６１５および受電コイル１２１は、破線で示されている。

無人飛行機８００のバッテリを充電するとき、例えば送電コイル１１３と受電コイル１２１との位置が適切でないと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３（図１６）が効率の悪い状態で動作することが考えられる。この場合には、表示面４２４Ｄに通知されるため、無人飛行機８００が適切な位置になるように、無人飛行機８００を操作する。これにより、充電を行う際に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３３の動作が不安定となる状態を回避することが可能となる。

実施の形態１〜９では、非接触送電装置および非接触受電装置として、非接触の用語を用いて説明したが、送電コイルと受電コイルとの間は、非接触であることが望ましいが、接触していてもよい。

以上本発明者によってなされた発明を、前記実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。

１、１−１〜１−３ 非接触送電装置
２、２−１〜２−５ 非接触受電装置
１０３ 可変電源
１０６、１１１、１２４ コモンモードフィルタ
１１３ 送電コイル
１２１ 受電コイル
１２３ 整合回路
１２９ 平滑回路
１３０、１３１ インダクタ
１３２ 平滑容量素子
１３３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＳＡＭＰ 送電アンプ

Claims (14)

1. 非接触送電装置からの電力を受電する受電コイルと、
   前記受電コイルによって受電した電力を整流し、高電位側の整流出力と低電位側の整流出力を形成する整流回路と、
   前記整流回路から、前記高電位側の整流出力と前記低電位側の整流出力が供給され、平滑して直流電圧を形成する平滑回路と、
   前記平滑回路からの直流電圧を第１電圧に変換するスイッチング電源と、
   を備え、
   前記平滑回路は、前記高電位側の整流出力を伝達する第１インダクタと、前記低電位側の整流出力を伝達する第２インダクタと、伝達された高電位側の整流出力と伝達された低電位側の整流出力とが供給される第１平滑容量素子とを備え、伝達された低電位側の整流出力は、接地電位に接続される、非接触受電装置。
2. 請求項１に記載の非接触受電装置において、
   前記平滑回路は、前記高電位側の整流出力が供給される前記第１インダクタと、前記低電位側の整流出力が供給される前記第２インダクタとの間に接続された第２平滑容量素子を備え、
   前記第２平滑容量素子は、前記電力の高調波成分に対する前記受電コイルの受電インピーダンスよりも低いインピーダンスとなる容量値を有する、非接触受電装置。
3. 請求項１または２に記載の非接触受電装置において、
   前記非接触送電装置は、電力を発生する送電アンプと、前記送電アンプからの電力を送電する送電コイルとを備え、
   前記平滑回路に接続される前記スイッチング電源の入力等価抵抗は、前記スイッチング電源に接続される負荷によって変化し、
   前記送電アンプの電源電圧の変化に対する前記送電アンプの動作電流の変化率が、前記スイッチング電源の入力等価抵抗の値によって異なるように、前記第１インダクタと前記第２インダクタの値が設定されている、非接触受電装置。
4. 送電アンプを有する非接触送電装置からの電力を受電する受電コイルと、
   前記受電コイルで受電した電力を整流する整流回路と、
   前記受電コイルと前記整流回路とのインピーダンス整合を行う整合回路と、
   前記整流回路からの整流出力を直流電圧に平滑する平滑回路と、
   前記平滑回路からの直流電圧を第１電圧に変換するスイッチング電源と、
   を備え、
   前記受電コイルは、共振容量素子に接続されて、共振回路を構成し、前記整合回路は、前記共振回路に接続された入力端子と前記整流回路に接続された出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に接続された第３インダクタと、前記入力端子に接続された整合容量素子とを備える、
   非接触受電装置。
5. 請求項４に記載の非接触受電装置において、
   前記整流回路に接続される前記スイッチング電源の入力等価抵抗は、前記スイッチ電源に接続される負荷に基づいて変化し、
   前記送電アンプの電源電圧の変化に対する前記送電アンプの動作電流の変化率が、前記スイッチング電源の入力等価抵抗によって異なるように、前記整合回路の特性が設定される、非接触受電装置。
6. 請求項５に記載の非接触受電装置において、
   前記スイッチング電源の入力等価抵抗の減少に対して、前記送電アンプの動作電流の変化率が大きくなるように、前記整合回路における整合容量素子の容量値が設定される、非接触受電装置。
7. 請求項４から６のいずれか１項に記載の非接触受電装置において、
   前記受電コイルは、第１タップおよび第２タップと、前記第１タップと前記第２タップとの間に配置された第３タップとを備え、
   前記共振容量素子は、前記第１タップと前記第２タップとの間に接続され、前記整合回路の入力端子は、前記第３タップに接続されている、非接触受電装置。
8. 請求項４から６のいずれか１項に記載の非接触受電装置において、
   前記整合回路は、前記整合容量素子と並列接続された調整回路を備え、
   前記調整回路は、電界効果トランジスタと調整容量素子を備え、前記電界効果トランジスタによって、選択的に前記調整容量素子が、前記整合容量素子に接続される、非接触受電装置。
9. 請求項１から７のいずれか１項に記載の非接触受電装置において、
   前記非接触受電装置は、前記受電コイルと前記整流回路との間に接続されたコモンモードフィルタを備えている、非接触受電装置。
10. 請求項１から９のいずれか１項に記載の非接触受電装置において、
    前記スイッチング電源は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを有する、非接触受電装置。
11. 電力を発生する送電アンプと、
    前記送電アンプが発生する電力における高調波を抑圧するフィルタと、
    前記フィルタを介して前記送電アンプから電力が供給される送電コイルと、
    前記フィルタと前記送電コイルとの間に接続されたコモンモードフィルタと、
    を備える、非接触送電装置。
12. 請求項１から１０のいずれか１項に記載の非接触受電装置を備え、
    前記非接触送電装置は、
    電力を発生する送電アンプと、
    前記送電アンプが発生する電力における高調波を抑圧するフィルタと、
    前記フィルタを介して前記送電アンプからの電力が供給される送電コイルと、
    前記フィルタと前記送電コイルとの間に接続されたコモンモードフィルタと、
    を備える、非接触送受電装置。
13. 請求項１２に記載の非接触送受電装置において、
    前記送電アンプは、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとを備え、前記第１電界効果トランジスタと前記第２電界効果トランジスタは、プッシュプル方式で駆動されるスイッチングアンプを備える、非接触送受電装置。
14. 請求項９に記載の非接触受電装置を備え、
    前記非接触受電装置は、前記コモンモードフィルタの前段に接続され、受電電力に対して変復調を行う第１変復調回路を備え、
    前記非接触送電装置は、電力を発生する送電アンプと、前記電力における高調波を抑圧するフィルタと、前記フィルタを介して前記送電アンプからの電力が供給される送電コイルと、前記フィルタと前記送電コイルとの間に接続されたコモンモードフィルタと、前記コモンモードフィルタの後段に接続され、送信電力に対して変復調を行う第２変復調回路とを備え、
    前記第１変復調回路は、前記受電電力に対して負荷変調を行う負荷変調回路であり、前記第２変復調回路は、前記送電電力に対して振幅変調を行う振幅変調回路である、非接触送受電装置。

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