JPWO2017037945A1 - 電力変換装置およびヒートポンプ装置 - Google Patents

Abstract

直流電源１１から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモータ２に出力するインバータ１２と、インバータ１２のスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆを駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部１３とを備える。同期ＰＷＭ信号の周波数は、モータ２に接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、周期的に変動される。負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置およびヒートポンプ装置に関する。

インバータを構成するスイッチング素子を駆動するための同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号をＰＷＭ方式により生成する場合が多い。ＰＷＭ方式は、特定の時間であるスイッチング周期に対してＯＮ時間およびＯＦＦ時間の比率を適切に制御することにより、スイッチング素子が瞬時的に出力可能な電圧、すなわちコレクタ−エミッタ間印加電圧とゼロ電圧との間の電圧をスイッチング周期における平均電圧を出力する方式である。

ＰＷＭ方式は、非同期ＰＷＭ方式と同期ＰＷＭ方式に分けられる。ＰＷＭ方式によるスイッチング素子の同期ＰＷＭ信号は、出力したい電圧の指令値と搬送波との大小関係を比較する搬送波比較方式によって生成される。以下では、出力したい電圧の指令値を出力電圧指令値と称し、搬送波をキャリアと称する。

また、同期ＰＷＭ方式は、キャリア周波数を出力電圧指令値の周波数の整数倍に制御する、すなわち、出力電圧指令値の周波数に基づいてキャリア周波数を制御する方式である。非同期ＰＷＭ方式は、どのような出力電圧指令周波数においても、キャリア周波数を固定とする場合の方式である。

出力電圧指令値の周波数は、負荷の状態に基づいて変動する。特に、インバータの負荷がモータの場合、モータの回転数が上がれば、出力電圧指令値の周波数が大きくなる。特許文献１には、直流電力を入力とし、ＰＷＭ方式を用いて任意の周波数と電圧の交流電力をモータに印加して、モータを可変速駆動するインバータ装置が開示されている。

特開２０１１−６６９４９号公報

特許文献１によれば、キャリア周波数が出力電圧指令値の周波数の整数倍になるように制御すること、および、モータの加速度と騒音とに基づいてＰＷＭの周波数の変化量を制御することも開示されている。

しかしながら、特許文献１は、非同期ＰＷＭ方式においてキャリア周波数と電圧指令値とを非同期に制御する内容であり、負荷が脈動する場合についての対策が講じられていない。特許文献１に記載のインバータ装置を空調機器の圧縮機に適用した場合、圧縮機の動作サイクルである、吸入、圧縮および吐出によって負荷トルクが周期的に脈動し、モータの回転数と回転位置とが脈動する可能性があり、安定的に同期ＰＷＭ変調を行えない場合がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、電源部から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモータに出力するインバータと、前記インバータのスイッチング素子を駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部とを備え、前記同期ＰＷＭ信号の周波数は、前記モータに接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、周期的に変動される。

本発明にかかる電力変換装置は、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図 実施の形態１にかかるモータ制御部および負荷脈動補償部の構成を示す図 実施の形態１にかかる電圧指令値とキャリア周波数との関係を示す図 実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部および補償部の構成を示す図 実施の形態１にかかる負荷トルクとモータ回転数の関係を示す図 実施の形態１にかかるロータ回転軸および制御軸の関係を示す図 実施の形態１にかかる負荷トルク、ロータ実回転数、速度指令値、速度指令値補償量およびキャリア周波数指令値補償量の関係を示す図 実施の形態２にかかる負荷トルク、ロータ実回転数およびロータ実回転位置の関係を示す図 実施の形態２にかかるモータ制御部および負荷脈動補償部の構成を示す図 実施の形態２にかかる同期ＰＷＭ制御部および補償部の構成を示す図 実施の形態３にかかる負荷トルク、ロータ実回転数およびｑ軸電流の関係を示す図 実施の形態３にかかるモータ制御部および負荷脈動補償部の構成を示す図 実施の形態３にかかる同期ＰＷＭ制御部および補償部の構成を示す図 実施の形態４にかかるヒートポンプ装置の構成を示す図 実施の形態１から３にかかる電力変換装置を実現するためのハードウェア構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置およびヒートポンプ装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置１を示す図である。電力変換装置１は、電源部である直流電源１１から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモータ２に出力するインバータ１２と、インバータ１２のスイッチング素子を駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部１３と、直流電源１１の電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部１４と、インバータ１２に流れる電流Ｉｄｃを検出する電流検出部１５とを備える。

直流電源１１は、交流電源をダイオードブリッジで整流して直流電圧に変換し、変換した直流電圧を平滑コンデンサにより平滑する構成でもよい。また、直流電源１１は、太陽電池またはバッテリに代表される直流電源により構成されてもよい。

インバータ１２は、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆと、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆに並列接続されたダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆとにより構成される。

なお、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆは、トランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ− Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、またはＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）により構成される。また、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆを構成する半導体材料は、Ｓｉでもよいし、ワイドバンドギャップ半導体の材料であるＳｉＣまたはＧａＮでもよい。

インバータ制御部１３は、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃとに基づいて、同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、生成した同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをインバータ１２に印加する。具体的には、同期ＰＷＭ信号ＵＰは、スイッチング素子１６ａに印加され、同期ＰＷＭ信号ＶＰは、スイッチング素子１６ｂに印加され、同期ＰＷＭ信号ＷＰは、スイッチング素子１６ｃに印加され、同期ＰＷＭ信号ＵＮは、スイッチング素子１６ｄに印加され、同期ＰＷＭ信号ＶＮは、スイッチング素子１６ｅに印加され、同期ＰＷＭ信号ＷＮは、スイッチング素子１６ｆに印加される。

インバータ１２は、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの印加に基づいて、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆが駆動することにより、任意の電圧をモータ２に印加する。モータ２は、印加された電圧に基づいて駆動する。

また、インバータ制御部１３は、電圧指令値を生成するモータ制御部１８と、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する同期ＰＷＭ制御部１９と、負荷の脈動を補償する信号を生成する負荷脈動補償部２０とを備える。

ここで、モータ制御部１８の構成と動作について説明する。図２は、実施の形態１にかかるモータ制御部１８および負荷脈動補償部２０の構成を示す図である。モータ制御部１８は、電流を復元する電流復元部２１と、三相電流を二相電流に変換し、二相電流をｄｑ変換する変換部２２と、位置と速度とを推定する推定部２３と、速度の制御を行う速度制御部２４と、電流の制御を行う電流制御部２５と、電圧指令値を生成する電圧指令演算部２６とを備える。

電流復元部２１は、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃに基づいて、モータ２に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。

変換部２２は、モータ２のロータ磁極位置θに基づいて、三相電流である相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流に変換し、当該二相電流をｄｑ座標軸のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑにｄｑ変換する。

推定部２３は、電流Ｉｄ，Ｉｑと電流制御部２５により生成された電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とに基づいて、ロータ磁極位置θとモータ２の速度推定値ωを算出する。

速度制御部２４は、速度推定値ωが速度指令値ω＊に一致するようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。

電流制御部２５は、ｄ軸電流Ｉｄが外部から入力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致するようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出し、ｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致するようなｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

電圧指令演算部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、ロータ磁極位置θとに基づいて、ＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。

図３（ａ）は、電圧指令演算部２６により生成されたＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、キャリア周波数との関係を示す図である。図３（ｂ）は、同期ＰＷＭ制御部１９により生成される同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの波形を示す図である。

また、電圧指令演算部２６は、電圧位相θｖを生成し、生成した電圧位相θｖを同期ＰＷＭ制御部１９に出力する。具体的には、電圧指令演算部２６は、Ｖｕ＊が立下りのゼロクロスを電圧位相θｖの基準点にして出力する。すなわち、「電圧位相θｖ＝０」である。なお、電圧位相θｖは、どのような点を基準点にしてもよい。

同期ＰＷＭ制御部１９は、詳細は後述するが、キャリアとＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを比較して、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。

つぎに、負荷脈動補償部２０の構成と動作について説明する。負荷脈動補償部２０は、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する補償部３１と、速度指令値ω＊を生成する加算器３２とを備える。

補償部３１は、モータ制御部１８の上位コントローラから与えられる速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}に基づいて、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する。補償部３１は、速度指令値補償量Δω＊により速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償する。また、補償部３１は、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によりキャリアを補償する。なお、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊の詳細については後述する。

加算器３２は、速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}と速度指令値補償量Δω＊とを加算して速度指令値ω＊を生成する。

つぎに、同期ＰＷＭ制御部１９の構成と動作について説明する。図４は、実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９の構成を示す図である。同期ＰＷＭ制御部１９は、キャリアを生成するキャリア生成部３３と、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成するキャリア比較部３４とを備える。

キャリア生成部３３は、電圧指令演算部２６で生成された電圧位相θｖに同期するようにキャリアを生成する。また、キャリア生成部３３は、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償する。キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊の詳細については後述する。

キャリア生成部３３は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が、３ｎとなるように制御する。なお、ｎは、１以上の自然数である。なお、キャリア生成部３３は、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊の周波数またはＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が、３ｎとなるように制御してもよい。

キャリア比較部３４は、キャリアと電圧指令値Ｖｕ＊との大小を比較して、ＨｉｇｈとＬｏｗの同期ＰＷＭ信号を出力する。なお、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が３倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、３パルスとなり、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が６倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、６パルスとなり、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が９倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、９パルスとなる。

また、キャリア周波数は、電圧指令値の周波数に対して９倍以上にした場合、電圧指令値の一周期に対して同期ＰＷＭ信号のパルス数が増加するので、出力電圧の精度が向上するが、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失が増加することになる。つまり、キャリア周波数の大きさとスイッチング損失とは、トレードオフの関係にある。

よって、電力変換装置１は、負荷脈動補償部２０により生成された速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、負荷脈動補償部２０により生成されたキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償するので、同期ＰＷＭ制御部１９から出力される同期ＰＷＭ信号の周波数が、モータ２に接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、周期的に変動され、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。

ここで、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合におけるモータ回転数およびロータ回転位相への影響と、速度制御部２４の応答速度が高い場合と低い場合とについて説明する。

図５は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合における負荷トルクとロータ実回転数の関係を示した図である。なお、以下では、機械角１周期において、負荷トルクが脈動する圧縮機を負荷とするが、図５に示す負荷トルクの脈動は、一例であり、どのような脈動パターンであってよい。

速度指令値ω＊が一定であった場合、速度制御部２４は、モータ回転数を一定に保つようにモータ電流指令値であるｑ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。ここで、モータ回転数は、（１）式で示されることが知られている。ω_ｍは、モータ実角速度であるロータ実回転数を示し、τ_ｍは、モータ出力トルクを示し、τ_ｌは、負荷トルクを示し、Ｊ_ｍは、モータおよび負荷の慣性モーメントを示している。
ｄω_ｍ／ｄｔ＝（τ_ｍ−τ_ｌ）／Ｊ_ｍ ・・・（１）

（１）式より、「τ_ｍ＞τ_ｌ」の場合には、モータ２のロータは、加速状態になり、「τ_ｍ＜τ_ｌ」の場合には、モータ２のロータは、減速状態になる。

したがって、モータ２のロータ回転数を一定に制御するためには、「τ_ｍ＝τ_ｌ」となるように制御を行う必要がある。特に、慣性モーメントＪ_ｍが小さい場合には、（１）式の右辺が大きくなるため、モータ２のロータの速度に対する感度が高くなる。また、「τ_ｍ＝τ_ｌ」に制御するためには、速度制御部２４の応答速度を高くする必要があるため、モータ２の起動動作時の過渡応答において、オーバーシュートを引き起こす可能性がある。

また、速度制御部２４の応答速度を高くした場合、マイナーループである電流制御部２５の応答速度も高くする必要がある。一般的には、電流制御部２５の応答速度は、速度制御部２４の応答速度の１０倍以上にする必要がある。そうすると、モータ電流波形の高調波成分が増大し、モータ２から高周波音が発生する可能性がある。

また、速度制御部２４および電流制御部２５の応答速度を高くした場合、速度推定値ω、ｄ軸電流Ｉｄのローパスフィルタ時定数τ_ω、およびｑ軸電流Ｉｑのローパスフィルタ時定数τ_ｉを高くする必要がある。

実際には、電力変換装置１が適用されるモータ駆動装置においては、速度推定値ω、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑには、脈動成分が生じることがある。特に、理論上発生しないオフセットにより、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃにオフセットが生じる可能性がある。そうすると、電流復元部２１において、電流Ｉｄｃに基づいて復元した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにもオフセットが生じる。また、変換部２２により回転座標系に変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑにもオフセットが脈動成分として重畳することになる。

当該脈動成分の周波数は、モータ２の回転数に比例するため、モータ２の最小回転数に基づいて、ローパスフィルタの時定数（カットオフ周波数）を設定する。速度制御部２４および電流制御部２５の安定性を確保するためには、ローパスフィルタの時定数（カットオフ周波数）と、速度制御部２４および電流制御部２５の応答速度の関係性が重要となる。

制御系全体の応答速度を高くするためには、ｄ軸電流Ｉｄのローパスフィルタ時定数τ_ω、およびｑ軸電流Ｉｑのローパスフィルタ時定数τ_ｉを高くする必要がある。そうすると、モータ低速域において、速度推定値ω、ｄ軸電流Ｉｄ、およびｑ軸電流Ｉｑの脈動成分が除去しきれず、制御系全体が不安定になり、かつモータ２の回転数が不安定になる可能性がある。

また、モータ制御演算は、キャリアに同期して制御演算を行うことが一般的である。制御周期は、キャリア周波数によって決まるため、制御系全体の応答速度を高くするためには、制御周波数を高くし、かつキャリア周波数も高くする必要がある。しかし、キャリア周波数を高くした場合には、インバータ１２のスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失が増加することになる。さらに、インバータ１２から発生する振動および放射ノイズが増加する可能性もある。

つぎに、速度制御部２４の応答速度を低くした場合について説明する。速度制御部２４の応答速度を低くした場合には、ロータ実回転数ω_ｍが不安定になる可能性があり、インバータ１２から出力される電圧の追従性が悪くなり、ロータ実回転数ω_ｍに脈動が生じ、モータ２から騒音が発生する可能性がある。

また、速度制御部２４の応答速度を低くした場合には、推定部２３で算出されたロータ磁極位置θと、モータ２のロータ実回転位置θ_１との間に位相差が生じ、当該位相差に基づいて電流リップルが生じる可能性がある。

図６は、モータ２のロータ実回転位置θ_１とロータ磁極位置θとの関係を示す図である。以下では、モータ２のロータ実回転位置上にｄ−ｑ座標を定義し、推定部２３により制御上で推定する座標をγ−δ軸と定義する。また、位置センサレス制御の場合、モータ制御部１８は、ｄ−ｑ軸を直接検出する機構を持たないため、推定部２３により推定したγ−δ軸上で制御を行うことになる。しかし、γ−δ座標は、図６に示すように、ｄ−ｑ座標に一致するとは限らない。

特に、トルク負荷脈動が生じる場合には、ロータ実回転数ω_ｍが脈動するため、ロータ実回転位置θ_１も脈動する。しかしながら、速度制御部２４の応答速度が低い場合には、インバータ１２から出力される電圧ベクトルｖとロータ実回転位置θ_１との位相関係θ_ｖが脈動するため、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにリップルが発生する。

相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにリップルが生じると、モータ２の騒音が増大する可能性がある。さらに、制御系設計者が想定しているモータ駆動方法である最大効率制御または最大力率制御から逸脱する可能性もある。

また、速度制御部２４の応答速度を低くした場合には、同期ＰＷＭ制御に対する干渉の可能性がある。同期ＰＷＭ制御は、キャリア周波数と電圧指令値の周波数とを一定の関係に制御することで、低いキャリア周波数においても安定的にインバータ１２およびモータ２を制御している。

したがって、キャリア周波数と電圧指令値の周波数とを一定の関係に制御できていない場合には、インバータ１２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号およびインバータ１２からモータ２に出力される電圧指令値には、本来とは異なる周波数成分が重畳している。特に、同期ＰＷＭ制御のパルス数を低く設定した場合には、キャリアとインバータ１２からモータ２に出力される電圧指令値との間に生ずる位相差、および、モータ２のロータ実回転位置θ_１とロータ磁極位置θとの間に生ずる位相差による電流リップルの感度が大きくなる傾向にある。

当該電流リップルにより、モータ制御および同期ＰＷＭ制御が不安定になり、キャリアとインバータ１２からモータ２に出力される電圧指令値との間に生ずる位相差、および、モータ２のロータ実回転位置θ_１とロータ磁極位置θとの間に生ずる位相差が大きくなる可能性がある。

よって、実施の形態１にかかる電力変換装置１は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合において、速度制御部２４および電流制御部２５の応答速度を制御せずに、負荷脈動補償部２０により生成された速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、負荷脈動補償部２０により生成されたキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償することによって、負荷トルクの周期的な脈動を抑制する。

ここで、負荷脈動補償部２０の詳細な動作について説明する。図７は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合における負荷トルクτ_ｌ、ロータ実回転数ω_ｍ、速度指令値ω＊、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊の関係を示した図である。τ_ｌは、負荷トルクの瞬時値を示し、τ_{ｌ（ａｖｅ）}は、負荷トルク平均値を示し、ω＊_{（ａｖｅ）}は、モータ制御部１８の上位コントローラから与えられる速度指令値であって平均回転数指令値を示している。

また、速度指令値補償量Δω＊は、（２）式および（３）式に示す条件に基づいて設定される。
ｉｆ τ_ｌ＞τ_ｍ ｔｈｅｎ Δω＊＞０ ・・・（２）
ｉｆ τ_ｌ＜τ_ｍ ｔｈｅｎ Δω＊＜０ ・・・（３）

ここで、（２）式および（３）式に示す条件の導出原理について説明する。負荷脈動補償部２０が機能しない場合、すなわち、「ω＊＝ω＊_{（ａｖｅ）}」の場合、負荷トルク脈動に基づいてモータ実回転数ω_ｍが脈動してしまう。特に、（２）式に示す条件の場合には、（１）式から、モータ実回転数ω_ｍは減速し、（３）式に示す条件の場合には、モータ実回転数ω_ｍは加速する。

負荷脈動補償部２０は、速度指令値ω＊を速度指令値補償量Δω＊の分だけ変更する。具体的には、負荷脈動補償部２０は、（２）式に示す条件の場合には、モータ実回転数ω_ｍが減速しないように速度指令値ω＊を増加し、（３）式に示す条件の場合には、モータ実回転数ω_ｍが加速しないように速度指令値ω＊を減少する。よって、電力変換装置１は、負荷脈動補償部２０による動作によって、モータ実回転数ω_ｍの脈動を抑制することができる。

つぎに、速度指令値補償量Δω＊の決定手順について説明する。負荷トルクが一定周期で脈動する場合には、負荷トルク脈動分は、事前に把握することができるため、モータ制御系設計時に事前に決定することができ、フィードフォワード制御を利用することができる。負荷トルク脈動に基づいた速度指令値補償量Δω＊は、マップとしてメモリに保存する構成が考えられる。なお、インバータ制御部１３は、当該メモリを有するマイクロコンピュータまたはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）により構成されてもよい。負荷脈動補償部２０は、メモリに保存されている速度指令値補償量Δω＊を読み出して、速度指令値補償量Δω＊により速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償する。

実施の形態１にかかる負荷脈動補償部２０は、速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}に基づいて、速度指令値補償量Δω＊を選択している。これは、圧縮機のようにロータ実回転数ω_ｍに基づいて、負荷トルクが大きくなる場合を想定している。なお、（２）式および（３）式に示す条件と、速度指令値補償量Δω＊を選択する手順との相関関係については実施の形態２で説明する。

つぎに、同期ＰＷＭ制御部１９の動作について説明する。キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊は、（４）式および（５）式に示す条件に基づいて設定される。
ｉｆ τ_ｌ＞τ_ｍ ｔｈｅｎ Δｆｃ＊＞０ ・・・（４）
ｉｆ τ_ｌ＜τ_ｍ ｔｈｅｎ Δｆｃ＊＜０ ・・・（５）

ここで、（４）式および（５）式に示す条件の導出原理について説明する。上述したように、（２）式および（３）式に基づいて、速度指令値ω＊を負荷トルク脈動に基づいた速度指令値補償量Δω＊だけ更新するので、インバータ１２から出力される電圧の周波数も速度指令値ω＊に基づいて、変更する必要がある。よって、キャリア周波数とインバータ１２から出力される電圧の周波数とが整数倍の関係になるように保つためには、同期ＰＷＭ制御部１９に対しても速度指令値補償量Δω＊に基づいた補償量を設定する必要がある。

ここで、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊の決定手順について説明する。同期ＰＷＭ制御とは、キャリア周波数をインバータ１２から出力される電圧の周波数の整数倍にする制御である。したがって、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊は、（６）式に基づいて算出することができる。（６）式中のＮは、同期ＰＷＭ制御におけるパルス数を示している。なお、（６）式は、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を算出する一例である。
Δｆｃ＊＝Ｎ×Δω＊ ・・・（６）

また、（４）式および（５）式に示す条件と、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択する手順との相関関係については実施の形態２で説明する。

よって、実施の形態１にかかる電力変換装置１は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合において、負荷脈動補償部２０により生成された速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、負荷脈動補償部２０により生成されたキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償することによって、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態１にかかる電力変換装置１は、（２）式から（５）式に示す条件により、モータ出力トルクτ_ｍと負荷トルクτ_ｌと関係において、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択していた。

しかしながら、モータ２が駆動しているときに負荷トルクを検出することが困難な場合がある。また、負荷トルクに基づいて速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を事前に決定した上で、マップとしてインバータ制御部１３のメモリに保存しても、負荷トルクが運転中に測定および検出ができない場合には、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択するための指標が必要になる。

実施の形態２では、当該指標にモータ回転位置θを用いた場合について説明する。図８は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる負荷が接続された場合における負荷トルクτ_ｌ、ロータ実回転数ω_ｍおよびモータ２のロータ実回転位置θ_１の関係を示す図である。

図８では、周期的に負荷トルクが脈動する場合を想定している。周期性は、ロータ実回転位置θ_１との間で相関がある。なお、図８では、ロータ実回転位置θ_１の１周期に対して、負荷トルクτ_ｌが１周期脈動する場合を示しているが、ロータ実回転位置θ_１の１周期に対して、負荷トルクτ_ｌが２周期脈動する場合であってもよい。

負荷脈動補償部２０は、ロータ実回転位置θ_１に基づいて、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択すればよい。

また、位置センサ付き駆動、すなわち、位置検出機構を備える構成の場合には、ロータ実回転位置θ_１を直接検出することができるが、実施の形態２にかかる電力変換装置１は、位置センサレス制御を行うため、位置検出機構を備えておらず、ロータ実回転位置θ_１を直接検出することができない。そこで、実施の形態２にかかる電力変換装置１は、推定部２３により算出されたロータ磁極位置θを用いる。

図９は、実施の形態２にかかるモータ制御部４１および負荷脈動補償部４３の構成を示す図である。なお、モータ制御部４１および負荷脈動補償部４３は、補償部４４の入力をロータ磁極位置θとし、ロータ磁極位置θに基づいて速度指令値補償量Δω＊を選択する構成が実施の形態１にかかるモータ制御部１８および負荷脈動補償部２０の構成と異なる。他の構成要素は、実施の形態１にかかるモータ制御部１８および負荷脈動補償部２０と同一であるため、同一の符号を付し、説明を省略する。

推定部４２は、電流Ｉｄ，Ｉｑと電流制御部２５により生成された電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とに基づいて、ロータ磁極位置θとモータ２の速度推定値ωを算出する。推定部４２は、速度推定値ωを速度制御部２４へ出力し、ロータ磁極位置θを電圧指令演算部２６と負荷脈動補償部４３へ出力する。

負荷脈動補償部４３は、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する補償部４４と、速度指令値ω＊を生成する加算器４５とを備える。

補償部４４は、ロータ磁極位置θに基づいて、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する。加算器４５は、速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}と速度指令値補償量Δω＊とを加算して速度指令値ω＊を生成する。

図１０は、実施の形態２の同期ＰＷＭ制御部１９および補償部４４の構成を示す図である。なお、補償部４４の入力をロータ磁極位置θとし、ロータ磁極位置θに基づいてキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択する構成が実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９および補償部３１と異なる。他の構成要素は、実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９と同一であるため、同一の符号を付し、説明を省略する。

よって、実施の形態２にかかる電力変換装置１は、モータ２のロータ磁極位置に基づいて選択された速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、モータ２のロータ磁極位置に基づいて選択されたキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償するので、同期ＰＷＭ制御部１９から出力される同期ＰＷＭ信号の周波数が、モータ２に接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、モータ２のロータ磁極位置に基づいて、周期的に変動され、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。

実施の形態３．
実施の形態２では、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択するための指標をモータ回転位置θとした。実施の形態３では、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択するための指標をｑ軸電流Ｉｑとする場合について説明する。

図１１は、負荷トルクτ_ｌ、ロータ実回転数ω_ｍおよびｑ軸電流Ｉｑの関係を示す図である。Ｉｑ_{（ａｖｅ）}は、モータ電流平均値を示している。

負荷トルクτ_ｌが負荷トルク平均値τ_{ｌ（ａｖｅ）}に対して大きい、すなわち、「τ_ｌ＞τ_{ｌ（ａｖｅ）}」のときに流れるｑ軸電流Ｉｑは、「τ_ｌ＝τ_{ｌ（ａｖｅ）}」のときに流れるモータ電流平均値Ｉｑ_{（ａｖｅ）}よりも大きい。一方で、負荷トルクτ_ｌが負荷トルク平均値τ_{ｌ（ａｖｅ）}に対して小さい、すなわち、「τ_ｌ＜τ_{ｌ（ａｖｅ）}」のときに流れるｑ軸電流Ｉｑは、「τ_ｌ＝τ_{ｌ（ａｖｅ）}」のときに流れるモータ電流平均値Ｉｑ_{（ａｖｅ）}よりも小さい。

したがって、ｑ軸電流Ｉｑの大小関係に基づいて、負荷トルクの状態を把握することができ、速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択するための指標をｑ軸電流Ｉｑにすることができる。なお、ｑ軸電流Ｉｑは、トルク成分を示している。

図１２は、実施の形態３にかかるモータ制御部５１および負荷脈動補償部５３の構成を示す図である。なお、モータ制御部５１および負荷脈動補償部５３は、補償部５４の入力をｑ軸電流Ｉｑとし、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて速度指令値補償量Δω＊を選択する構成が実施の形態１にかかるモータ制御部１８および負荷脈動補償部２０の構成と異なる。他の構成要素は、実施の形態１にかかるモータ制御部１８および負荷脈動補償部２０と同一であるため、同一の符号を付し、説明を省略する。

変換部５２は、モータ２のロータ磁極位置θに基づいて、三相電流である相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流に変換し、当該二相電流をｄｑ座標軸のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑにｄｑ変換する。変換部５２は、ｄ軸電流Ｉｄを推定部２３および電流制御部２５へ出力し、ｑ軸電流Ｉｑを推定部２３、電流制御部２５および負荷脈動補償部５３へ出力する。

負荷脈動補償部５３は、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する補償部５４と、速度指令値ω＊を生成する加算器５５とを備える。

補償部５４は、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、速度指令値補償量Δω＊とキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊とを算出する。加算器５５は、速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}と速度指令値補償量Δω＊とを加算して速度指令値ω＊を生成する。

図１３は、実施の形態３の同期ＰＷＭ制御部１９および補償部５４の構成を示す図である。なお、補償部５４の入力をｑ軸電流Ｉｑとし、ｑ軸電流Ｉｑに基づいてキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択する構成が実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９および補償部３１と異なる。他の構成要素は、実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９と同一であるため、同一の符号を付し、説明を省略する。

よって、実施の形態３にかかる電力変換装置１は、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて選択された速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて選択されたキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償するので、同期ＰＷＭ制御部１９から出力される同期ＰＷＭ信号の周波数が、モータ２に接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、モータ２に流れる電流であるｑ軸電流Ｉｑに基づいて、周期的に変動され、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。

なお、実施の形態２では、ロータ磁極位置に基づいて速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択し、実施の形態３では、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択する構成について説明したが、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれか、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの最大値、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピークピーク値、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの実効値または相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの平均値に基づいて速度指令値補償量Δω＊およびキャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊を選択する構成でもよい。

実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３にかかる電力変換装置１は、ヒートポンプ装置１００に備えられてもよい。図１４は、実施の形態４にかかるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。

ヒートポンプ装置１００は、冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機１０１と、冷媒ガスの向きを変える四方弁１０２と、熱交換器１０３，１０４と、膨張機構１０５とが、冷媒配管１０６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。なお、四方弁１０２により冷媒ガスの向きを第１方向に切り替えることによって、熱交換器１０３が蒸発器になり、熱交換器１０４が凝縮器になり、また、四方弁１０２により冷媒ガスの向きを第２方向に切り替えることによって、熱交換器１０３が凝縮器になり、熱交換器１０４が蒸発器になる。図１４では、四方弁１０２は、冷媒ガスの向きを第１方向に切り替えている。

圧縮機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機構１０７と、圧縮機構１０７を動作させるモータ２とを備える。モータ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。モータ２は、電力変換装置１から交流電圧が供給されて、駆動する。

実施の形態４にかかるヒートポンプ装置１００は、モータ２に一定周期でトルク脈動が生じる圧縮機構１０７が接続された場合において、速度指令値補償量Δω＊によって速度指令値ω＊_{（ａｖｅ）}を補償し、キャリア周波数指令値補償量Δｆｃ＊によってキャリアを補償することによって、負荷トルクが周期的に脈動をする場合においても、安定的に同期ＰＷＭ変調を行うことができる。なお、ヒートポンプ装置１００は、空調装置に適用できる。

なお、実施の形態１から３にかかる電力変換装置１のインバータ制御部１３は、図１５に示すように、演算を行うＣＰＵ２０１と、ＣＰＵ２０１により読み取られるプログラムが保存されるメモリ２０２と、信号の入出力を行うインターフェイス２０３とから構成されてもよい。

具体的には、メモリ１０２には、インバータ制御部１３の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２０１は、インターフェイス２０３を介して、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃとが入力され、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、生成した同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを、インターフェイス２０３を介して出力する。インバータ１２は、インターフェイス２０３から出力された同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが印加される。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 電力変換装置、２ モータ、１１ 直流電源、１２ インバータ、１３ インバータ制御部、１４ 直流電圧検出部、１５ 電流検出部、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆ スイッチング素子、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆ ダイオード、１８，４１，５１ モータ制御部、１９ 同期ＰＷＭ制御部、２０，４３，５３ 負荷脈動補償部、２１ 電流復元部、２２，５２ 変換部、２３，４２ 推定部、２４ 速度制御部、２５ 電流制御部、２６ 電圧指令演算部、３１，４４，５４ 補償部、３２，４５，５５ 加算器、３３ キャリア生成部、３４ キャリア比較部、１００ ヒートポンプ装置、１０１ 圧縮機、１０２ 四方弁、１０３，１０４ 熱交換器、１０５ 膨張機構、１０６ 冷媒配管、１０７ 圧縮機構。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、電源部から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモータに出力するインバータと、前記インバータのスイッチング素子を駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部とを備え、前記同期ＰＷＭ信号の周波数は、前記モータに接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、前記モータのロータ位置の変化とともに、周期的に変動する。

Claims (4)

1. 電源部から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモータに出力するインバータと、
   前記インバータのスイッチング素子を駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部とを備え、
   前記同期ＰＷＭ信号の周波数は、前記モータに接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、周期的に変動される電力変換装置。
2. 前記同期ＰＷＭ信号の周波数は、前記モータに接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、前記モータのロータ回転位置に基づいて、周期的に変動される請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記同期ＰＷＭ信号の周波数は、前記モータに接続されている負荷に周期的な脈動が生じている場合に、前記モータに流れる電流に基づいて、周期的に変動される請求項１記載の電力変換装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置を備えるヒートポンプ装置。

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