JPWO2014123173A1 - 電源装置 - Google Patents

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Abstract

ＤＣ−ＤＣコンバータ（１０１）は、スイッチング素子（Ｑ１）によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、スイッチング素子（Ｑ１）の制御により平滑回路の出力電圧電流を制御する制御部（１０）とを備える。平滑回路は、インダクタ（Ｌ１）及び平滑コンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）からなる第１平滑回路と、インダクタ（Ｌ１）及びキャパシタ（Ｃ４）からなる第２平滑回路とを備える。第１平滑回路は、スイッチング素子（Ｑ１）によりスイッチングされる電圧電流を平滑して負荷（ＲＬ）へ供給する。第２平滑回路は、スイッチング素子（Ｑ１）によりスイッチングされる電圧電流を平滑して分圧回路（Ｒ１，Ｒ２）へ供給する。制御部（１０）は、分圧回路へ供給される電圧が一定となるようスイッチング素子（Ｑ１）をフィードバック制御する。これにより、損失が生じることなく、出力電圧特性に傾きを持たせることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

Description

本発明は、電流電圧特性に所定の勾配を持たせたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
高出力化のために、複数の電源を並列に接続して構成される電源装置がある。複数の電源を用いる場合、それぞれの電源にかかる負荷を分散して、電源の負担を均等にすることを目的とする様々な方式が提案されている。例えば、特許文献１には、複数の電圧源を並列接続して構成される並列駆動型電源装置が開示されている。
特許文献１に記載の並列駆動型電源装置は、二つのＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。特許文献１では、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に抵抗を挿入して、ＤＣ−ＤＣコンバータそれぞれの電流電圧特性（電流変化に対する電圧変化を示す特性）に傾きを与え、さらに、その傾きが同じになるようにしている。この構成において、並列駆動型電源装置に接続される負荷への出力電流が小さいと、出力電圧が高い方のＤＣ−ＤＣコンバータのみが電流を出力し、負荷への出力電流が大きくなると、両方のＤＣ−ＤＣコンバータが電流を出力する。このように、二つのＤＣ−ＤＣコンバータそれぞれにかかる負荷を分散している。
特開２００５−１６８０９０号公報
しかしながら、特許文献１では、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流の経路に抵抗を接続しているため、抵抗による損失が発生し、変換効率が低下するといった問題がある。
そこで、本発明の目的は、損失が生じることなく、電流電圧特性に傾きを持たせることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明は、直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記平滑回路は、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷へ供給する第１平滑回路と、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して副負荷へ供給する第２平滑回路と、を備え、前記スイッチング制御回路は、前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記スイッチング回路をフィードバック制御することを特徴とする。
本発明は、直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング回路は、前記直流電源入力部に入力される電圧電流をそれぞれスイッチングする第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路を備え、前記平滑回路は、前記第１のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷へ供給する第１平滑回路と、前記第２のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して副負荷へ供給する第２平滑回路と、を備え、前記スイッチング制御回路は、前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記第１のスイッチング回路および前記第２のスイッチング回路をフィードバック制御することを特徴とする。
本発明は、直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング回路は、前記直流電源入力部に入力される電圧電流をそれぞれスイッチングする第３のスイッチング回路および第４のスイッチング回路、を備え、前記平滑回路は、前記第３のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷および副負荷へ供給する第３平滑回路と、前記第４のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷および副負荷へ供給する第４平滑回路と、を備え、前記スイッチング制御回路は、前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記第３のスイッチング回路および前記第４のスイッチング回路をフィードバック制御することを特徴とする。
これらの構成では、主負荷への出力電圧ではなく、副負荷への出力電圧によってスイッチング回路をスイッチング制御する。これにより、主負荷への出力電流に関係なく（負荷一定の状態で）、スイッチング回路からの出力電圧が一定となるようにスイッチング制御される。スイッチング回路からの出力電圧が一定の場合、素子の内部抵抗および配線抵抗（以下、総抵抗という）などの影響により、主負荷への出力電圧はスイッチング回路からの出力電圧よりも、「総抵抗×主負荷への電流」の分だけ低下する。したがって、主負荷への出力電流の増加に伴い、出力電圧は低下する。この結果、電圧降下用の抵抗を用いることなく、すなわち、その抵抗による損失が生じることなく、電流電圧特性に傾きを持たせることができる。
前記副負荷は、印加電圧に対する出力電圧に温度依存性のある抵抗分圧回路を備えた構成でもよい。
この構成では、温度により電圧勾配をシフトすることができ、並列動作時に特定のＤＣ−ＤＣコンバータに電流が集中する（発熱が集中する）ことを防ぐことができる。その結果、バランスのよい並列動作が実現できる。
本発明によれば、電圧降下用の抵抗を用いることなく、電流電圧特性に傾きを持たせることができる。
実施形態１に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 電流電圧特性を示す図 並列駆動する二つのＤＣ−ＤＣコンバータの電流電圧特性を示す図 実施形態２に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 実施形態３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 実施形態４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 実施形態５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 実施形態６に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 温度変化に伴う電流電圧特性を示す図 実施形態７に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
（実施形態１）
実施形態１では、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを、入力された直流電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとし、そのＤＣ−ＤＣコンバータのドループ特性を生成する例について説明する。
図１は実施形態１に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。実施形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、直流電源Ｖｉｎが接続された入力端子ＩＮ１，ＩＮ２と、負荷（本発明の主負荷）ＲＬが接続された出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２とを備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力される直流電圧を昇圧し、昇圧した直流電圧を出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から負荷ＲＬへ出力する。
以下では、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からの出力電流をＩ１とし、出力電圧をＶｏ１とする。
入力端子ＩＮ１，ＩＮ２には入力コンデンサＣ１が接続されている。入力端子ＩＮ１，ＩＮ２には、直列接続されたインダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、そのドレインがインダクタＬ１に接続され、ソースが入力端子ＩＮ２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１は、そのゲートが後述の制御部（本発明のスイッチング制御回路）１０に接続され、制御部１０から制御信号が入力されることでオンオフする。
入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間には、上述のインダクタＬ１と、そのインダクタＬ１に直列接続されたダイオードＤ１とが接続されている。ダイオードＤ１は、そのアノードがインダクタＬ１に接続され、カソードが出力端子ＯＵＴ１に接続されている。ダイオードＤ１のカソードには、平滑コンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。
この構成において、スイッチング素子Ｑ１がオンオフされることで、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力された直流電圧が昇圧され、昇圧された直流電圧が出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から負荷ＲＬへ出力される。
なお、上述のスイッチング素子Ｑ１は、本発明のスイッチング回路に相当し、インダクタＬ１および平滑コンデンサＣ２，Ｃ３は、本発明の第１平滑回路に相当する。
インダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１の接続点には、ダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ４を備えている。ダイオードＤ２は、そのアノードがインダクタＬ１に接続され、カソードが平滑コンデンサＣ４に接続されている。なお、上述のインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ４からなる平滑回路は、本発明の第２平滑回路に相当する。
ダイオードＤ２のカソードには、例えば１０ｋΩの抵抗（本発明の副負荷）Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路を備えている。制御部１０は、分圧回路により第２平滑回路の出力電圧を検出する。以下では、この出力電圧をＶｏ２とし、出力電流をＩ２とする。
制御部１０は、スイッチング素子Ｑ１のゲートへ制御信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御して、入力された直流電圧を昇圧する。また、制御部１０は、出力電圧Ｖｏ２を検出し、出力電圧Ｖｏ２が一定（基準電圧）となるようスイッチング素子Ｑ１をフィードバック制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１における電流電圧特性は勾配を有するようになる。具体的には、出力電流Ｉ１の増加に伴い、出力電圧Ｖｏ１は低下する。
図２は、電流電圧特性を示す図であり、出力電流Ｉ１，Ｉ２に対する出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の特性を示す。図２に示すように、制御部１０は出力電流Ｉ２の大きさに関係なく出力電圧Ｖｏ２が一定となるよう、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御する。ただし、出力電流Ｉ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２により決まるため、負荷ＲＬに依らず一定であり実質的に変動しない。インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点には、ダイオードＤ１が接続されたラインと、ダイオードＤ２が接続されたラインとが並列接続されており、負荷ＲＬが無負荷の場合にはダイオードＤ１が接続されたラインは出力電圧Ｖｏ２となる。なお、出力電流Ｉ２は、出力電流Ｉ１よりも小さいため（Ｉ２≪Ｉ１）、ダイオードＤ２が接続されたラインの電圧降下分は無視できる。
ダイオードＤ１が接続されたラインにはダイオードＤ１の内部抵抗および配線抵抗など（これら総抵抗をｒとする）が存在する。そのため、インダクタＬ１と出力端子ＯＵＴ１との間では、「ｒ×出力電流Ｉ１」の電圧降下が発生する。その結果、出力電圧Ｖｏ１＝Ｖｏ２−ｒ×出力電流Ｉ１となる。したがって、出力電圧Ｖｏ１は、図２に示すように、電圧Ｖｏ２から傾斜した特性となる。なお、出力電圧Ｖｏ１の傾きは抵抗ｒによって定まる。
電流電圧特性に傾きを持たせることで、例えば、二つのＤＣ−ＤＣコンバータを並列駆動した場合、二つのＤＣ−ＤＣコンバータそれぞれにかかる負荷を分散することができる。図３は、並列駆動する二つのＤＣ−ＤＣコンバータの電流電圧特性を示す図である。図３に示すように、二つのＤＣ−ＤＣコンバータの電流電圧特性に傾きを持たせる。第１のＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の特性（１）に示すように、無負荷時の出力電圧Ｖａを始点として、負荷の増加と共に出力電圧が減少する電流電圧特性を有する。第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の特性（２）に示すように、無負荷時の出力電圧Ｖｂ（＜Ｖａ）を始点として、負荷の増加と共に出力電圧が減少する電流電圧特性を有する。
この二つのＤＣ−ＤＣコンバータを並列駆動させる場合、負荷への出力電流が小さいときには（出力電流Ｉａのとき）、第１のＤＣ−ＤＣコンバータのみが電圧Ｖ１を出力する。すなわち、負荷は第１のＤＣ−ＤＣコンバータのみにかかる。負荷への出力電流が大きくなると（出力電流Ｉｂのとき）、第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとはそれぞれ電圧Ｖ２を出力する。このとき、第１のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電流Ｉｃを出力し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電流Ｉｂを出力する。すなわち、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータの双方に負荷がかかり、出力電流Ｉｂ＋Ｉｃを出力する。
このように、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の電流電圧特性が、図２に示すような勾配を有することで、負荷ＲＬへの出力電流Ｉ１が増大することにより、出力電圧Ｖｏ１は低下し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の負担は軽減される。そして、本実施形態では、分圧回路から検出した出力電圧Ｖｏ２を一定にするフィードバック制御を行うことで、負荷ＲＬへの電流経路に電圧降下用の抵抗を用いることがないため、損失を生じさせることなく、電流電圧特性に勾配を持たせることができる。ここで、第２平滑回路（Ｌ１，Ｃ４）から出力される出力電圧Ｖｏ２によって、例えば制御ＩＣなどの小負荷に電力が供給されてもよい。この場合であっても、制御ＩＣなどの負荷変動は小さく無視できるので、副負荷への出力電流Ｉ２は実質的に一定といえる。
（実施形態２）
実施形態２では、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを、入力された直流電圧を降圧する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとし、電流電圧特性に傾きを持たせる例について説明する。以下、実施形態１と同様の部品については同じ符号を付し、説明は省略する。
図４は実施形態２に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力された直流電圧を降圧し、降圧した直流電圧を出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から負荷ＲＬへ出力する。
入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間には、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１およびインダクタＬ２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、そのドレインが入力端子ＩＮ１に接続され、ソースがインダクタＬ２に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１には、スイッチング素子Ｑ２が接続されている。スイッチング素子Ｑ２もｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、そのドレインがスイッチング素子Ｑ１に接続され、ソースが入力端子ＩＮ２に接続されている。また、インダクタＬ２と出力端子ＯＵＴ１との間には、平滑コンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ゲートが制御部１１に接続され、制御部１１から制御信号が入力されることでオンオフする。
この構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフされることで、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力された直流電圧が降圧され、降圧された直流電圧が出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から負荷ＲＬへと出力される。なお、スイッチング素子Ｑ２はダイオードであってもよい。
上述のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、本発明のスイッチング回路に相当し、インダクタＬ２および平滑コンデンサＣ２，Ｃ３は、本発明の第１平滑回路に相当する。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、インダクタＬ３および平滑コンデンサＣ４からなる平滑回路（本発明に係る第２平滑回路）が接続されている。この平滑回路には、実施形態１と同様に、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路が接続されている。
制御部１１は、実施形態１の制御部１０と同様に、分圧回路から検出した出力電圧Ｖｏ２を一定にするフィードバック制御を行う。これにより、負荷ＲＬへの電流経路に電圧降下用の抵抗を用いずに、損失を発生させることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の電流電圧特性に傾きを持たせることができる。この実施形態２では、負荷ＲＬへの電流経路にインダクタＬ２の内部抵抗が存在するため、電流電圧特性の傾きは、実施形態１よりも大きくなる。
（実施形態３）
実施形態３は、実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチング素子Ｑ１のオン抵抗およびインダクタＬ２の内部抵抗を、傾きを持つ電流電圧特性の生成に用いる例である。図５は、実施形態３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
入力端子ＩＮ１にはスイッチング素子Ｑ３が接続されている。スイッチング素子Ｑ３はｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ドレインが入力端子ＩＮ１に接続され、ソースがインダクタＬ３に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３には、スイッチング素子Ｑ４が接続されている。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、本発明に係る第１のスイッチング回路に相当し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、本発明に係る第２のスイッチング回路に相当する。また、インダクタＬ２および平滑コンデンサＣ２，Ｃ３は、本発明に係る第１平滑回路に相当し、インダクタＬ３および平滑コンデンサＣ４からなる平滑回路は、本発明に係る第２平滑回路に相当する。
制御部１１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路から出力電圧Ｖｏ２を検出し、出力電圧Ｖｏ２が一定（基準電圧）となるようスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をフィードバック制御する。これにより、実施形態２と同様に、電流電圧特性に傾きを持たせることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の回路では、電流電圧特性の傾きは、スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗、インダクタＬ２の内部抵抗および配線抵抗によって定まる。したがって、実施形態３の電圧電流特性の傾きは、実施形態２と比べて、スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗分だけ大きい。
このように、実施形態３は、実施形態１，２と同様に、負荷ＲＬへの電流経路に電圧降下用の抵抗を用いることなく、電圧電流特性に傾きを持たせることができる。さらに、スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗を利用することで、実施形態１，２よりも大きな傾きを持つ電圧電流特性を実現できる。
（実施形態４）
実施形態４は、実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０２を二つ並列に配置して構成したインターリーブ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを例に示す。図６は、実施形態４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
入力端子ＩＮ１には、スイッチング素子Ｑ５およびインダクタＬ４が接続されている。インダクタＬ４は出力端子ＯＵＴ１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ５には、インダクタＬ５および平滑コンデンサＣ４からなる平滑回路が接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、本発明に係る第１のスイッチング回路に相当し、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、本発明に係る第２のスイッチング回路に相当する。また、インダクタＬ２，Ｌ３および平滑コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４は、本発明に係る第３平滑回路に相当し、インダクタＬ４，Ｌ５および平滑コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４は、本発明に係る第４平滑回路に相当する。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はドライブ回路１３Ａによりスイッチング制御され、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６はドライブ回路１３Ｂによりスイッチング制御される。また、ドライブ回路１３Ａ，１３Ｂは、制御部１２から駆動信号が入力される。そして、ドライブ回路１３Ａとドライブ回路１３Ｂとは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ５とを、それぞれ互いに１８０度の位相差をもたせてスイッチング制御し、またスイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ６とを、それぞれ互いに１８０度の位相差をもたせてスイッチング制御する。
制御部１２は、分圧回路から検出した出力電圧Ｖｏ２を一定にするフィードバック制御を行う。これにより、負荷ＲＬへの電流経路に電圧降下用の抵抗を用いることなく、電流電圧特性に傾きを持たせることができる。また、インターリーブ方式とすることで、出力電流Ｉ１のリップルを軽減することができる。
（実施形態５）
実施形態５は、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２におけるインダクタＬ３や抵抗Ｒ４が破損するなど、出力電圧Ｖｏ２を制御するための回路に断線が発生した場合の保護回路を設けた例である。
図７は、実施形態５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０５では、インダクタＬ３と抵抗Ｒ１，Ｒ２との間に抵抗Ｒ４が接続されている。また、抵抗Ｒ４，Ｒ１の接続点は、抵抗Ｒ３を介して出力端子ＯＵＴ１に接続されている。各抵抗値は、例えば、抵抗Ｒ１，Ｒ２＝１０ｋΩ、抵抗Ｒ３＝１ｋΩ、抵抗Ｒ４＝１０Ωである。
この回路構成において、正常時では、スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れる電流は、インダクタＬ３を通り、抵抗Ｒ４，Ｒ１，Ｒ２へ流れる。そして、制御部１０は、分圧回路（抵抗Ｒ４，Ｒ１，Ｒ２）から出力電圧Ｖｏ２を検出する。一方、インダクタＬ３の破損などにより断線が生じた場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れる電流は、インダクタＬ３を通るラインには電流が流れない。この場合、インダクタＬ２を通る電流が、抵抗Ｒ３を介して、抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる。これにより、制御部１０は、分圧回路（抵抗Ｒ３，Ｒ１，Ｒ２）から出力電圧Ｖｏ１を検出することになる。
このように、実施形態５に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０５では、断線などの異常が生じた場合であっても、過電圧を出力するという異常を防止できる。
（実施形態６）
実施形態６は、実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの分圧回路を温度依存性のある抵抗分圧回路とした例を示す。
図８は、実施形態６に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６は、実施形態２で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の回路構成に加え、抵抗Ｒ１に並列接続されたサーミスタＴｈを備えた構成である。サーミスタＴｈはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインダクタＬ２などの温度に応じて抵抗値が定まる。抵抗値が温度によって変化し、その結果、制御部１０が検出する出力電圧Ｖｏ２も変化する。出力電圧Ｖｏ２が温度によって変化するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６の負荷分散が実現できる。
図９は温度変化に伴う電流電圧特性を示す図である。例えば、二つのＤＣ−ＤＣコンバータを並列駆動させる場合において、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにかかる負荷が大きく、第２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて発熱が大きいとき、図９に示すように、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電流電圧特性が、常温時の特性より低い方にシフトする。この結果、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流は低下し、温度は降下する。
また、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が低下することで、第２のＤＣ−ＤＣコンバータへ負荷が分散され、第２のＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流が増加する。その結果、第２のＤＣ−ＤＣコンバータの発熱が大きくなる。これにより、二つのＤＣ−ＤＣコンバータの発熱のバランスが保たれる。
一方、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにかかる負荷が小さく、第２のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて発熱が小さいとき、図９に示すように、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの電流電圧特性は、常温時の特性より高い方にシフトする。この結果、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流は増加し、温度は上昇する。第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が増加する、すなわち、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにかかる負荷が大きくなることで、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにかかる負荷は小さくなる。その結果、第２のＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流が減少し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータの温度は降下する。これにより、二つのＤＣ−ＤＣコンバータの発熱のバランスが保たれる。
以上のように、温度に応じて電流電圧特性をシフトさせることで、並列駆動時に一つのＤＣ−ＤＣコンバータへの熱集中を防止できる。
（実施形態７）
実施形態７は、実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に生じる過渡応答を制御する回路を備えた例である。
図１０は、実施形態７に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０７は、実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の構成に加え、抵抗Ｒ５およびキャパシタＣ５からなるＣＲ直列回路を備えている。このＣＲ直列回路は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点と出力端子ＯＵＴ１との間に接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７の制御部１０は、過渡応答の場合には、ＣＲ直列回路からの出力電圧を検出して、フィードバック制御する。これにより、出力電流Ｉ１が急激に増加または減少した場合の応答性を高めることができる。
なお、実施形態７では、過渡応答の制御のためのＣＲ直列回路を降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用させた場合の例を示したが、ＣＲ直列回路は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに対しても同様に適用できる。
１０，１１，１２−制御部
１３Ａ，１３Ｂ−ドライブ回路
１０１，１０２，１０３，１０４，１０５，１０６−ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ１−入力コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４−平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２−ダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５−インダクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６−スイッチング素子
ＲＬ−負荷
Ｒ１，Ｒ２−分圧抵抗
Ｒ３，Ｒ４−抵抗
Ｖｉ−直流電源
ＩＮ１，ＩＮ２−入力端子（直流電源入力部）
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２−出力端子
本発明は、電流電圧特性に所定の勾配を持たせた電源装置に関する。
そこで、本発明の目的は、損失が生じることなく、電流電圧特性に傾きを持たせることができる電源装置を提供することにある。

Claims (4)

  1. 直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記平滑回路は、
    前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷へ供給する第１平滑回路と、
    前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して副負荷へ供給する第２平滑回路と、
    を備え、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記スイッチング回路をフィードバック制御する、
    ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記スイッチング回路は、
    前記直流電源入力部に入力される電圧電流をそれぞれスイッチングする第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路を備え、
    前記平滑回路は、
    前記第１のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷へ供給する第１平滑回路と、
    前記第２のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して副負荷へ供給する第２平滑回路と、
    を備え、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記第１のスイッチング回路および前記第２のスイッチング回路をフィードバック制御する、
    ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 直流電源入力部に入力される電圧電流をスイッチングするスイッチング回路、前記スイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑する平滑回路と、前記スイッチング回路の制御により前記平滑回路の出力電圧電流を制御するスイッチング制御回路と、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記スイッチング回路は、
    前記直流電源入力部に入力される電圧電流をそれぞれスイッチングする第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路、
    を備え、
    前記平滑回路は、
    前記第１のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷および副負荷へ供給する第３平滑回路と、
    前記第２のスイッチング回路によりスイッチングされる電圧電流を平滑して主負荷および副負荷へ供給する第４平滑回路と、
    を備え、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記副負荷へ供給される電圧と基準電圧との比較に応じて前記第１のスイッチング回路および前記第２のスイッチング回路をフィードバック制御する、
    ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 前記副負荷は、印加電圧に対する出力電圧に温度依存性のある抵抗分圧回路を備えた、請求項１から３の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
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