JP5885203B2

JP5885203B2 - 昇降圧スイッチング電源回路

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Publication number: JP5885203B2
Application number: JP2012123816A
Authority: JP
Inventors: 博文松尾; 三野　和明; 和明三野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-05-31
Filing date: 2012-05-31
Publication date: 2016-03-15
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Description

本発明は、昇降圧スイッチング電源回路に関するものである。

電源からの電圧を昇圧し、降圧する昇降圧スイッチング電源回路としては、図３４に示す昇圧型のスイッチング電源回路１０１と降圧型のスイッチング電源回路１０２とを縦続接続するものが、周知技術として知られている。図３５は、本願の願書に記載の発明者の一人が先に発明した昇降圧スイッチング電源回路を示すものである（特許文献１を参照）。図３５に示す昇降圧スイッチング電源回路１００は、図３４に示す周知技術として知られている昇降圧スイッチング電源回路を原型として発明をされたが、この周知技術の昇降圧スイッチング電源回路に比べて格段に部品点数が少なく、効率も高いものである。

特開２０１０−２７３５０１号公報

昇降圧スイッチング電源回路の小型化、高効率化に対する社会の要求は、年々ますます強まっている。本発明は、かかる社会の要求に鑑み、さらに、小型化、高効率化を図った昇降圧スイッチング電源回路を提供するものである。

本発明の昇降圧スイッチング電源回路は、電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であって、第１のインダクタの一端とスイッチ素子の一端とが接続され、前記第１のインダクタの前記一端と前記スイッチ素子の前記一端との接続点に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、前記スイッチ素子の他端と、前記第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、前記第１のダイオードの他端と前記第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続され、前記第１のインダクタの他端と前記スイッチ素子の前記他端との間に入力電圧を供給する前記電源が接続可能とされ、前記第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされ、前記スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、前記第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる。

本発明の別の昇降圧スイッチング電源回路は、電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であって、スイッチ素子の一端に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、前記スイッチ素子の他端と、前記第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、第１のインダクタの一端と前記スイッチ素子の他端とが接続され、前記第１のダイオードの前記他端と前記第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続され、前記第１のインダクタの他端と前記スイッチ素子の前記一端との間との間に入力電圧を供給する前記電源が接続可能とされ、前記第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされ、前記スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、前記第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる。

本発明によれば、回路部品の数を減らし、高効率化を図った昇降圧スイッチング電源回路を提供できる。

第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。図３４に示す昇降圧スイッチング電源回路の原理図を半導体で置き換える回路図である。図３５に示す回路を変形する昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。図３に示す回路図を書き換える図である。図４に示す回路においてインダクタの位置を置き換える回路図である。昇降圧スイッチング電源回路が動作中の各部の電圧波形、電流波形を示す図である。パルスデューティに対する、第１のコンデンサの電圧と出力電圧と電圧変換率との各々を示す図である。第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路の一部を説明する図である。第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路の別の一部を説明する図である。出力電圧として定電圧を得るための実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第１９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。背景技術を説明するための図である。背景技術を説明するための別の図である。

本発明の第１の実施形態、第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であり以下の構成を有している。

第１のインダクタの一端とスイッチ素子の一端とが接続され、第１のインダクタの一端とスイッチ素子の一端との接続点に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、スイッチ素子の他端と、第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、第１のダイオードの他端と第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続される。そして、スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる。

第１のインダクタの他端とスイッチ素子の他端との間に入力電圧を供給する電源が接続可能とされ、第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされる。

第１の実施形態、第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、さらに、スイッチ素子の他端と電源との間に第３のインダクタを接続してもよい（第５の実施形態）。また、第１のインダクタと第３のインダクタとは、同一コアを共有して形成されるようにしてもよい（第７の実施形態）。

本発明の第２の実施形態、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であり以下の構成を有している。

電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であって、スイッチ素子の一端に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、スイッチ素子の他端と、第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、第１のインダクタの一端とスイッチ素子の他端とが接続され、第１のダイオードの他端と第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続される。そして、スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる。

第１のインダクタの他端とスイッチ素子の一端との間との間に入力電圧を供給する電源が接続可能とされ、第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされる。

第２の実施形態、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、さらに、スイッチ素子の一端と電源との間に第３のインダクタを接続してもよい（第６の実施形態）。また、第１のインダクタと第３のインダクタとは、同一コアを共有して形成されるようにしてもよい（第８の実施形態）。

第１の実施形態ないし第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、第１の負荷に加えて第２の負荷を接続可能としてもよい。第１の負荷と第２の負荷との接続態様は大きく分けて２つの態様がある。

第１の接続態様は、第２のコンデンサの両端に第１の負荷を接続し、第１のコンデンサの両端に第２の負荷を接続するものである。第１の接続態様においては、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点を接地電位として基準電位とする（第９の実施形態、第１１の実施形態、第１３の実施形態、第１５の実施形態、第１７の実施形態、第１９の実施形態、第２１の実施形態、第２３の実施形態）。第９の実施形態、第１３の実施形態においては、さらに、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点と第１のインダクタの他端との間に第３の負荷が接続可能とされる。

第２の接続態様は、第２のコンデンサの両端に第１の負荷を接続し、第１のコンデンサと第２のコンデンサの直列接続回路の両端に第２の負荷を接続するものである。第２の接続態様においては、第２のインダクタと第２のコンデンサとの接続点を接地電位として基準電位とする（第１０の実施形態、第１２の実施形態、第１４の実施形態、第１６の実施形態、第１８の実施形態、第２０の実施形態、第２２の実施形態、第２４の実施形態）。

第１の実施形態ないし第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、制御部を備えてもよい。制御部は、出力電圧と基準電圧との差が出力される差動増幅器と、差動増幅器からの出力が入力されるパルス幅変調器と、を有し、パルス幅変調器からのパルス幅信号によって、スイッチ素子を制御して第１の出力電圧を所定電圧に制御する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１は、本願の願書に記載の発明者ら（以下、発明者らと省略する）が発明した従来にない新規な回路である。図１に示す昇降圧スイッチング電源回路１は、図３５に示す昇降圧スイッチング電源回路１００を改良して、さらに、小型化と高効率化を図るものである。以下、図１の昇降圧スイッチング電源回路１を発明者らがどのようにして発明をするに至ったかについて順をおって説明することによって回路の概要を明らかにする。

まず、図３５に示す昇降圧スイッチング電源回路１００を発明するに至った過程を簡単にまとめる（詳細については特許文献１を参照）。

図２に示す回路は、図３４に示す昇降圧スイッチング電源回路の原理図を半導体で置き換える回路図である。符号１０１ａを付した破線内は、図３４に示す符号１０１の部分に対応する昇圧型のスイッチング電源回路１０１ａである。符号１０２ａを付した破線内は、図３４に示す符号１０２の部分に対応する降圧型のスイッチング電源回路１０２ａである。ここで、降圧型のスイッチング電源回路１０２ａについては、図３４に示す正極性側にスイッチ素子Ｓ_２を有する降圧型のスイッチング電源回路１０２と異なり、負極性側にＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_２を接続している。

図２の等価回路は、図３４に示す昇降圧スイッチング電源回路と同様に動作する。図２の等価回路においてＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_２とを、一方がオンの場合は他方もオンとなり、一方がオフの場合は他方もオフとなるような動作をさせる。これにより、図３４に示すスイッチ素子Ｓ_１とスイッチ素子Ｓ_２とは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１とダイオードＤ_３とに置き換えることができる（図３５を参照）。

図２に示す回路においては、コンデンサＣ_１の両端の電圧Ｅ_Ｃ１と入力電圧Ｅ_Ｉとの関係は（式１）で表される。また、出力電圧Ｅ_Ｏと電圧Ｅ_Ｃ１との関係は（式２）で表される。また、出力電圧Ｅ_Ｏと入力電圧Ｅ_Ｉとの関係は（式３）で表される。ここで、Ｔ_Ｓはスイッチング周期、Ｔ_ＯＦＦ１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１のオフの時間、Ｔ_ＯＮ２はＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_２のオンの時間である。

Ｅ_Ｃ／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ１）（式１）
Ｅ_Ｏ／Ｅ_Ｃ＝（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ_Ｓ）（式２）
Ｅ_Ｏ／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ１） ×（Ｔ_ＯＮ２／Ｔ_Ｓ）
＝Ｔ_ＯＮ２／Ｔ_ＯＦＦ１（式３）

次に、図３ないし図５を参照して、発明者らが新規に発明した図１に示す昇降圧スイッチング電源回路１の発明に至る過程を説明する。

図３は、図３５に示す回路を変形する昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

図３に示す昇降圧スイッチング電源回路１０４はダイオードＤ_３を備えず、図３５に示す回路はダイオードＤ_３を備える点において異なる。図３５においては、ダイオードＤ_２に対してダイオードＤ_１とダイオードＤ_３との直列回路とが並列に接続されている。よって、図３に示すようにダイオードＤ_２を削除してもダイオードＤ_１とダイオードＤ_３との直列回路がダイオードＤ_２に代替して動作する。しかしながら、ダイオードＤ_１とダイオードＤ_３との直列回路においては、２個のダイオード分の順方向電圧が発生し、さらにスイッチング損失も２個のダイオードで発生するので効率が低下する。そこで、図３に示す回路を図４、図５を参照して説明するように、さらに変形する。

図４は、図３に示す回路図を書き換える図である。図３に示す回路と図４に示す回路とは、接続態様（トポロジー）が同一である。

図５は、図４に示す回路のインダクタＬ_２の位置を換える説明のための回路図である。

図４に示す昇降圧スイッチング電源回路１０５と図５に示す昇降圧スイッチング電源回路１０６とのいずれにおいても、ダイオードＤ_１とダイオードＤ_３とに接続される回路は、コンデンサＣ_２と負荷Ｒ_Ｌとの並列回路とインダクタＬ_２との直列回路である。よって、図４に示す回路と図５に示す回路とはまったく同じ動作をする。

ここで、図５示す回路におけるダイードＤ_３の作用について検討する。インダクタＬ_２に電流が流れ続ける、いわゆる、電流連続モードにおいては、ダイオードＤ_３は常時、オン（導通）している。すなわち、ダイオードＤ_３を介することなく、ダイオードＤ_３の両端を短絡した回路と動作は同じである。また、インダクタＬ_２に電流が断続的に流れる、いわゆる、電流不連続モードにおいては、逆電流は、ダイオードＤ_１によってオフ（切断）される。すなわち、ダイオードＤ_１がダイオードＤ_３に代替して動作する。よって、電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれにおいても、ダイオードＤ_３を短絡しても同様の作用をする。図５に示す回路においてダイオードＤ_３を短絡する回路は、図１と同じである。

以上述べたような経過を経て、発明者らは図１に示す回路に到達した。図１に示す回路においては、ダイオードＤ_２とダイオードＤ_３とを有することなくダイオードＤ_１のみで図３５に示す回路と同様に作用するとともに、部品点数を少なくし回路の小型化を図ることができ、ダイオードにおける損失を低減し高効率化を図ることができる。

図１に示す回路の出力電圧Ｅ_Ｏと入力電圧Ｅ_Ｉとの関係は（式４）で表される。ここで、（式４）は（式３）から導かれる。すなわち、図１に示す回路ではＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１のみを用いるので、Ｔ_Ｓ＝Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦである。

Ｅ_Ｏ／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ）×（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_Ｓ）
＝Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ（式４）

図６は、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１が動作中の各部の電圧波形、電流波形を示す図である。図６の最上段から下方向に順に、ダイオードＤ_１の電流Ｉ_Ｄ１、インダクタＬ_１の電流Ｉ_Ｌ１、インダクタＬ_２の電流Ｉ_Ｌ２、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１のドレインとソース間の電圧Ｖ_Ｑ１、を各々示すものである。なお、後述する第２の実施形態ないし第８の実施形態においても、各部の波形は図６に示すと同様である。

図６から以下のことがみてとれる。ダイオードＤ_１の電流Ｉ_Ｄ１は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１がオンの時（電圧Ｖ_Ｑ１が０Ｖ付近の時）に流れず、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１がオフの時（電圧Ｖ_Ｑ１が０Ｖ付近ではない時）に流れる。インダクタＬ_１の電流Ｉ_Ｌ１とインダクタＬ_２の電流Ｉ_Ｌ２とは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１がオンの時には増加し、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１がオフの時には減少する。

図７は、パルスデューティに対する、コンデンサＣ_１（第１のコンデンサ）の電圧と出力電圧Ｅ_Ｏと電圧変換率Ｍ（出力電圧Ｅ_Ｏ／入力電圧Ｅ_Ｉ）との各々を示す図である。

図７は、パルスデューティ、すなわち、Ｄｕｔｙ（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_Ｓ）を変化させることによって、出力電圧Ｅ_Ｏを変化させることができることを示している。また、図７は、電圧変換率Ｍは、（式４）で示すように（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）で表されるので、Ｄｕｔｙ（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_Ｓ）を変化させることによって、出力電圧Ｅ_Ｏを入力電圧Ｅ_Ｉよりも大きくも、小さくも、任意に変化させることができることを示している。なお、第２の実施形態ないし第８の実施形態においても、図７に示すと同様である。

第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌに電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であるが、要約すれば以下のように構成されている。

インダクタＬ_１（第１のインダクタ）の一端とスイッチ素子Ｑ_１の一端とが接続される。インダクタＬ_１の一端とスイッチ素子Ｑ_１の一端との接続点にダイオードＤ_１（第１のダイオード）の一端とインダクタＬ_２（第２のインダクタ）の一端とが接続される。スイッチ素子Ｑ_１の他端と、ダイオードＤ_１の他端との間にコンデンサＣ_１（第１のコンデンサ）が接続される。ダイオードＤ_１の他端とインダクタＬ_２の他端との間にコンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）が接続される。そして、スイッチ素子Ｑ_１のオン（導通）とオフ（切断）との比率を変化させて、コンデンサＣ_２の両端に発生する出力電圧Ｅ_Ｏを変化させる。

また、インダクタＬ_１の他端とスイッチ素子Ｑ_１の他端との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端に出力電圧Ｅ_Ｏを供給する負荷Ｒ_Ｌが接続可能とされる。

上述した接続関係を有する昇降圧スイッチング電源回路１は、以下のように分解してその作用を説明をすることができる。

図８は、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路の一部を説明する図である。

図８に示す昇降圧スイッチング電源回路１における回路部分１ａは、インダクタＬ_１とスイッチ素子Ｑ_１とダイオードＤ_１とコンデンサＣ_１とが相互に接続される部分のみを抜き出した回路部分である。図８に示す電源ＰとインダクタＬ_１とスイッチ素子Ｑ_１とダイオードＤ_１とコンデンサＣ_１との相互の接続関係の部分のみに注目するとこの部分は、図２に示す昇圧型のスイッチング電源回路１０１ａとまったく同じである。

図９は、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路の別の一部を説明する図である。

図９に示す昇降圧スイッチング電源回路１における回路部分１ｂは、図１に示すインダクタＬ_２とスイッチ素子Ｑ_１（図２のスイッチ素子Ｑ_２に対応）とダイオードＤ_１（図２のダイオードＤ_２に対応）とコンデンサＣ_２とが相互に接続される部分のみを抜き出した回路部分である。

図９に示す回路部分１ｂの接続関係について説明をする。回路部分１ｂと図２に示す降圧型のスイッチング電源回路１０１ｂとを比べると、インダクタＬ_２の接続位置が異なるだけで他はまったく同じである。また、回路部分１ｂと図３４に示す降圧型のスイッチング電源回路１０１とを比べると、回路部分１ｂにおいては負極性の電源（コンデンサＣ_１に対応）から負極性の電圧を得る。これに対して、降圧型のスイッチング電源回路１０１においては、正極性の電源（コンデンサＣ_１に対応）から正極性の電圧を得る点が異なるだけで、両者は実質的に同一である。

図１０は、出力電圧として定電圧を得るための実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

昇降圧スイッチング電源回路１２は、図１に示す昇降圧スイッチング電源回路１に制御部１１を付加している。昇降圧スイッチング電源回路１２では、ＡＭＰ１１１（差動増幅器）において、出力電圧Ｅ_Ｏと基準電圧Ｅ_ＲＥＦとの差が出力される。ＡＭＰ１１１から出力される差の電圧（誤差電圧）は、ＰＷＭ変調器１１２（パルス幅変調器）に入力され、出力電圧Ｅ_Ｏが基準電圧Ｅ_ＲＥＦに満たない量に応じて、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチ素子Ｑ_１のオンとなる時間Ｔ_ＯＮが大きくなるようにされる。このようにして、フィードバック制御がおこなわれて、出力電圧Ｅ_Ｏが基準電圧Ｅ_ＲＥＦに一致するような制御がおこなわれる。

第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１２は、昇降圧スイッチング電源回路１に、さらに制御部１１を備えているが、制御部１１は要約すれば以下のように構成されている。

制御部１１は、出力電圧Ｅ_Ｏと基準電圧Ｅ_ＲＥＦとの差が出力されるＡＭＰ１１１（差動増幅器）と、ＡＭＰ１１１からの出力が入力されるＰＷＭ変調器１１２（パルス幅変調器）と、を有している。ＰＷＭ変調器１１２からのパルス幅信号によって、スイッチ素子Ｑ_１を制御して出力電圧Ｅ_Ｏを所定電圧に制御する。ここで、所定電圧は基準電圧Ｅ_ＲＥＦである。出力電圧Ｅ_Ｏは入力電圧Ｅ_Ｉよりも高い電圧とすることも、低い電圧とすることも可能である。

第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１によれば、スイッチ素子Ｑ_１を１個だけ、ダイオードＤ_１を１個だけ用い昇降圧が可能となる。よって、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路においては、スイッチ素子およびダイオードの損失が小さくなり効率を向上させることができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。

また、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１２によれば、昇降圧スイッチング電源回路１に制御部１１を付加し、負荷Ｒ_Ｌに所定電圧を供給することができる。

さらに、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１、昇降圧スイッチング電源回路１２によれば、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間に直列に接続され、スイッチ素子Ｑ_１がそれらの中間に介在している。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。

（第２の実施形態）
図１１は第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

図１１に示す第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２のインダクタＬ_１の接続態様は、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１のインダクタＬ_１の接続態様と異なる。ここで、図１においても図１１においても、インダクタＬ_１と電源Ｐとを除いた他の回路からみれば、インダクタＬ_１と電源Ｐとが直列に接続されている点には変わりがない。よって、インダクタＬ_１と電源Ｐとを入れ替えても動作が異なるものではなく、昇降圧スイッチング電源回路２と昇降圧スイッチング電源回路１は同じように動作する。

図１１に示す第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２における各構成部において、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１における各構成部と同一の構成を有し同一の作用を奏する部分は、同一の符号を付して説明を省略する。他の実施形態の説明においても、同一符号を付す各部の説明は省略する。

第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２は、電源Ｐからの電力が入力され、負荷Ｒ_Ｌに電力を供給するに昇降圧スイッチング電源回路であるが、要約すれば以下のように構成されている。

スイッチ素子Ｑ_１の一端にダイオードＤ_１（第１のダイオード）の一端とインダクタＬ_２（第２のインダクタ）の一端とが接続される。スイッチ素子Ｑ_１の他端と、ダイオードＤ_１の他端との間にコンデンサＣ_１（第１のコンデンサ）が接続される。インダクタＬ_１（第１のインダクタ）の一端とスイッチ素子Ｑ_１の他端とが接続される。ダイオードＤ_１の他端とインダクタＬ_２の他端との間にコンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）が接続される。そして、スイッチ素子Ｑ_１のオンとオフとの比率を変化させて、コンデンサＣ_２の両端に発生する電圧を変化させる。

また、インダクタＬ_１の他端とスイッチ素子Ｑ_１の一端との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端に出力電圧Ｅ_Ｏを供給する負荷Ｒ_Ｌが接続可能とされる。

また、第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２に、さらに第１の実施形態の制御部１１を備えてもよい。制御部１１を備える場合には、第１の実施形態と同様に、負荷Ｒ_Ｌに所定電圧を供給することができる。

第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２によれば、第１の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。

（第３の実施形態）
図１２は第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路３は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌに電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であるが、要約すれば以下のように構成されている。この構成は、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１とまったく同一である。

上述したように、第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路３は、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１と同じ構成を有している。しかしながら、極性の点については昇降圧スイッチング電源回路３と昇降圧スイッチング電源回路１とは以下のように異なる。

スイッチ素子Ｑ_１としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いる場合には、昇降圧スイッチング電源回路３におけるＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインは、昇降圧スイッチング電源回路１におけるＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに対応する。また、前者におけるソースは後者におけるドレインに対応する。

昇降圧スイッチング電源回路３におけるダイオードＤ_１のアノードは、昇降圧スイッチング電源回路１におけるダイオードＤ_１のカソードに対応する。また、前者におけるカソードは後者におけるアノードに対応する。

昇降圧スイッチング電源回路３におけるコンデンサＣ_１の極性、コンデンサＣ_２の極性、電源Ｐの極性は、昇降圧スイッチング電源回路１における各々の極性と逆極性である。

また、第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路３に、さらに第１の実施形態の制御部１１を備えてもよい。制御部１１を備える場合には、第１の実施形態と同様に、負荷Ｒ_Ｌに所定電圧を供給することができる。

第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路３によれば、第１の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。

（第４の実施形態）
図１３は第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌに電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であるが、要約すれば以下のように構成されている。この構成は、第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２とまったく同一である。

上述したように、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４は、第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２と同じ構成を有している。しかしながら、極性の点については昇降圧スイッチング電源回路４と昇降圧スイッチング電源回路２とは以下のように異なる。

スイッチ素子Ｑ_１としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いる場合には、昇降圧スイッチング電源回路４におけるＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインは、昇降圧スイッチング電源回路２におけるＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに対応する。また、前者におけるソースは後者におけるドレインに対応する。

昇降圧スイッチング電源回路４におけるダイオードＤ_１のアノードは、昇降圧スイッチング電源回路２におけるダイオードＤ_１のカソードに対応する。また、前者におけるカソードは後者におけるアノードに対応する。

昇降圧スイッチング電源回路４におけるコンデンサＣ_１の極性、コンデンサＣ_２の極性、電源Ｐの極性は、昇降圧スイッチング電源回路２における各々の極性と逆極性である。

また、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４に、さらに第１の実施形態の制御部１１を備えてもよい。制御部１１を備える場合には、第１の実施形態と同様に、負荷Ｒ_Ｌに所定電圧を供給することができる。

第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４によれば、第１の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。

（第５の実施形態）
図１４は第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５は、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１のスイッチ素子Ｑ_１の他端と電源Ｐとの間に、さらに、インダクタＬ_３（第３のインダクタ）を接続し、インダクタＬ_３を介して入力電圧Ｅ_Ｉが供給されるものである。

第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５は、インダクタＬ_３を備えることによって、ノイズが入力側に流出することを防止する効果がさらに高くなる。

（第６の実施形態）
図１５は第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６は、第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１のスイッチ素子Ｑ_１の一端と電源Ｐとの間に、さらに、インダクタＬ_３（第３のインダクタ）を接続し、インダクタＬ_３を介して入力電圧Ｅ_Ｉが供給されるものである。

第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６は、インダクタＬ_３を備えることによって、ノイズが入力側に流出することを防止する効果がさらに高くなる。

（第７の実施形態）
図１６は第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路７は、第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５において、さらに、インダクタＬ_１（第１のインダクタ）とインダクタＬ_３（第３のインダクタ）とが同一コアを共有して形成されるものである。図１６において、インダクタＬ_１とインダクタＬ_３に付された黒丸は、巻線の巻はじめを示すものである。

第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路７は、インダクタＬ_１とインダクタＬ_３とが同一コアを共有して形成されるので部品点数を削減できる。

（第８の実施形態）
図１７は第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路８は、第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６において、さらに、インダクタＬ_１（第１のインダクタ）とインダクタＬ_３（第３のインダクタ）とが同一コアを共有して形成されるものである。図１７において、インダクタＬ_１とインダクタＬ_３に付された黒丸は、巻線の巻はじめを示すものである。

第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路８は、インダクタＬ_１とインダクタＬ_３とが同一コアを共有して形成されるので部品点数を削減できる。

（第９の実施形態）
図１８は、第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５１は、図１に示す第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。

図１８を参照して昇降圧スイッチング電源回路５１について説明をする。図１８においては、複数個の負荷である負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２、負荷Ｒ_Ｌ３が昇降圧スイッチング電源回路５１に接続されている。昇降圧スイッチング電源回路５１と負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２、負荷Ｒ_Ｌ３との接続関係を明確にするために昇降圧スイッチング電源回路５１の入出力端子に、端子Ｔ_Ｐ、端子Ｇ_Ｐ、端子Ｔ_Ｓ１、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号を付す。

図１８に示す昇降圧スイッチング電源回路５１においても端子Ｔ_Ｐ（図１には図示せず）と端子Ｇ_Ｐ（図１には図示せず）の両端に電源Ｐが接続される点、端子Ｔ_Ｓ１（図１には図示せず）と端子Ｇ_Ｓ（図１には図示せず）との間、すなわち、コンデンサＣ_２の両端に負荷Ｒ_Ｌ１が接続される点は、図１に示す昇降圧スイッチング電源回路１と変わるところがない。なお、図１においては、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号も付されていない。昇降圧スイッチング電源回路５１における負荷Ｒ_Ｌ１（第１の負荷）は昇降圧スイッチング電源回路１における負荷Ｒ_Ｌに対応する。また、負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２（第２の負荷）、負荷Ｒ_Ｌ３（第３の負荷）が共通接続点で基準電位とされていなければ電圧が定まらないので、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。

第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５１は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２または負荷Ｒ_Ｌ３の一方、もしくは、負荷Ｒ_Ｌ２および負荷Ｒ_Ｌ３の両方に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

また、インダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の他端（端子Ｇ_Ｓ）との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端（端子Ｔ_Ｓ１と端子Ｇ_Ｓ）に出力電圧Ｅ_Ｏ１を供給する負荷Ｒ_Ｌ１が接続可能とされる。また、コンデンサＣ_１の両端（端子Ｔ_Ｓ２と端子Ｇ_Ｓ）に出力電圧Ｅ_Ｏ２を供給する負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。また、コンデンサＣ_１とコンデンサＣ_１との接続点（端子Ｇ_Ｓ）とインダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）との間に出力電圧Ｅ_Ｏ３を供給する負荷Ｒ_Ｌ３が接続可能とされる。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２、出力電圧Ｅ_Ｏ３、の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式５）、（式６）、（式７）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式５）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ）（式６）
Ｅ_Ｏ３／Ｅ_Ｉ＝−（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式７）

すなわち、（式５）、（式６）、（式７）で示す３種類の電圧が得られる。ここで
、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ３に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ３とは逆極性の同一電圧となる。第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５１は、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とを接続するようにしてもよい。また、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ３とを接続するようにしてもよい。また、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２と負荷Ｒ_Ｌ３とを接続するようにしてもよい。

第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５１によれば、第１の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１と異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ２と負荷Ｒ_Ｌ３とに供給できる。また、負荷Ｒ_Ｌ１に供給する電圧と負荷Ｒ_Ｌ３に供給する電圧とを逆極性で絶対値が等しい電圧とすることができる。

（第１０の実施形態）
図１９は、第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６１は、第１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路１において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６１は、複数の負荷を接続する点においては、第９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５１と共通するものの、インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする点で異なる。このように昇降圧スイッチング電源回路６１は、接地電位とする端子の位置を昇降圧スイッチング電源回路５１と異ならせ、負荷Ｒ_Ｌ１に供給する電圧の極性を反転することができる。

第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６１は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２または負荷Ｒ_Ｌ３の一方、もしくは、負荷Ｒ_Ｌ２および負荷Ｒ_Ｌ３の両方に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。後述するように負荷Ｒ_Ｌ３の電圧は０となるので、実際には負荷Ｒ_Ｌ３は接続されない。

また、インダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の他端（端子Ｇ_Ｓ）との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端（端子Ｔ_Ｓ１と端子Ｇ_Ｓ）に出力電圧Ｅ_Ｏ１を供給する負荷Ｒ_Ｌ１が接続可能とされる。また、インダクタＬ_２の他端（端子Ｇ_Ｓ）とスイッチ素子Ｑ_１の他端（端子Ｇ_ｐ）との間に負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。すなわち、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１の直列接続の両端に負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。また、インダクタＬ_２の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の他端（端子Ｇ_Ｓ）との間に出力電圧Ｅ_Ｏ３を供給する負荷Ｒ_Ｌ３が接続可能とされる。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２、出力電圧Ｅ_Ｏ３、の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式８）、（式９）、（式１０）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式８）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝−（Ｔ_ＯＦＦ／Ｔ_ＯＦＦ）＝−１（式９）
Ｅ_Ｏ３／Ｅ_Ｉ＝０（式１０）

すなわち、（式８）、（式９）、（式１０）で示す３種類の電圧が得られる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ２に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ２とは同極性（図１８の出力電圧Ｅ_Ｏ１の矢印で示す極性と出力電圧Ｅ_Ｏ２の矢印で示す極性と入力電圧Ｅ_Ｉの矢印で示す極性とを参照）となる。出力電圧Ｅ_Ｏ３は０となるので負荷Ｒ_Ｌ３を接続する意味はない。第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６１は、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とを接続して各々の負荷に電力を供給できる。

第１０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６１によれば、第１の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、異なる出力電圧を負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とに供給できる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ２に供給する出力電圧Ｅ_Ｏ２は、入力電圧Ｅ_Ｉと絶対値が等しい電圧となる。

（第１１の実施形態）
図２０は、第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５２は、図１１に示す第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。

図２０を参照して昇降圧スイッチング電源回路５２について説明をする。図２０においては、複数個の負荷である負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２が昇降圧スイッチング電源回路５２に接続されている。端子Ｔ_Ｓ３には、スイッチ素子Ｑ_１による交流電圧が生じているので負荷を接続することができない。昇降圧スイッチング電源回路５２と負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２との接続関係を明確にするために昇降圧スイッチング電源回路５２の入出力端子に、端子Ｔ_Ｐ、端子Ｇ_Ｐ、端子Ｔ_Ｓ１、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号を付す。

図２０に示す昇降圧スイッチング電源回路５２においても端子Ｔ_Ｐ（図１１には図示せず）と端子Ｇ_Ｐ（図１１には図示せず）の両端に電源Ｐが接続される点、端子Ｔ_Ｓ１（図１１には図示せず）と端子Ｇ_Ｓ（図１１には図示せず）との間、すなわち、コンデンサＣ_２の両端に負荷Ｒ_Ｌ１が接続される点は、図１１に示す昇降圧スイッチング電源回路２と変わるところがない。なお、図１１においては、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号も付されていない。昇降圧スイッチング電源回路５２における負荷Ｒ_Ｌ１（第１の負荷）は昇降圧スイッチング電源回路２における負荷Ｒ_Ｌに対応する。また、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。

第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５２は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

また、インダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の一端（端子Ｇ_Ｓ）との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端に出力電圧Ｅ_Ｏ１を供給し、負荷Ｒ_Ｌ１が接続可能とされる。また、コンデンサＣ_１の両端（端子Ｔ_Ｓ２と端子Ｇ_Ｓ）に出力電圧Ｅ_Ｏ２を供給し、負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式１１）、（式１２）で表される。すなわち、（式１１）、（式１２）で示す同極性の２種類の電圧が得られる。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１１）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１２）

第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５２によれば、第２の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とに供給できる。

（第１２の実施形態）
図２１は、第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６２は、第２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路２において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６２は、複数の負荷を接続する点においては、第１１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５２と共通するものの、インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする点で異なる。

第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６２は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

また、インダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の一端（端子Ｇ_Ｓ）との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端に出力電圧Ｅ_Ｏ１を供給し、負荷Ｒ_Ｌ１が接続可能とされる。また、インダクタＬ_２の他端（端子Ｇ_Ｓ）とスイッチ素子Ｑ_１の他端（端子Ｔ_Ｓ２）との間に負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。すなわち、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１の直列接続の両端に負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式１３）、（式１４）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１３）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＦＦ／Ｔ_ＯＦＦ）＝１（式１４）

すなわち、（式１３）、（式１４）で示す２種類の電圧が得られる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ２に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ２とは逆極性となる。

第１２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６２によれば、第２の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１と異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ２に供給できる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ２に供給する出力電圧Ｅ_Ｏ２は、入力電圧Ｅ_Ｉと絶対値が等しい電圧となる。

（第１３の実施形態）
図２２は、第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５３は、図１２に示す第３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路３において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。

図２２を参照して昇降圧スイッチング電源回路５３について説明をする。図２２においては、複数個の負荷である負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２、負荷Ｒ_Ｌ３が昇降圧スイッチング電源回路５３に接続されている。昇降圧スイッチング電源回路５３と負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２、負荷Ｒ_Ｌ３との接続関係を明確にするために昇降圧スイッチング電源回路５３の入出力端子に、端子Ｔ_Ｐ、端子Ｇ_Ｐ、端子Ｔ_Ｓ１、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号を付す。

図２２に示す昇降圧スイッチング電源回路５３においても端子Ｔ_Ｐ（図１２には図示せず）と端子Ｇ_Ｐ（図１２には図示せず）の両端に電源Ｐが接続される点、端子Ｔ_Ｓ１（図１２には図示せず）と端子Ｇ_Ｓ（図１２には図示せず）との間、すなわち、コンデンサＣ_２の両端に負荷Ｒ_Ｌ１が接続される点は、図１２に示す昇降圧スイッチング電源回路３と変わるところがない。なお、図１２においては、端子Ｔ_Ｓ１、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号も付されていない。昇降圧スイッチング電源回路５３における負荷Ｒ_Ｌ１（第１の負荷）は昇降圧スイッチング電源回路３における負荷Ｒ_Ｌに対応する。また、負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２（第２の負荷）、負荷Ｒ_Ｌ３（第３の負荷）が共通接続点で基準電位とされていなければ電圧が定まらないので、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。

第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５３は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２または負荷Ｒ_Ｌ３の一方、もしくは、負荷Ｒ_Ｌ２および負荷Ｒ_Ｌ３の両方に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２、出力電圧Ｅ_Ｏ３、の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式１５）、（式１６）、（式１７）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１５）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１６）
Ｅ_Ｏ３／Ｅ_Ｉ＝−（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１７）

すなわち、（式１５）、（式１６）、（式１７）で示す３種類の電圧が得られる。ここで
、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ３に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ３とは逆極性の同一電圧となる。第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５３は、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とを接続するようにしてもよい。また、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ３とを接続するようにしてもよい。また、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２と負荷Ｒ_Ｌ３とを接続するようにしてもよい。

第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５３によれば、第３の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１と異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ２と負荷Ｒ_Ｌ３とに供給できる。また、負荷Ｒ_Ｌ１に供給する電圧と負荷Ｒ_Ｌ３に供給する電圧とを逆極性で絶対値が等しい電圧とできる。

（第１４の実施形態）
図２３は、第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６３は、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６３は、複数の負荷を接続する点においては、第１３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５３と共通するものの、インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする点で異なる。このように昇降圧スイッチング電源回路６３は、接地電位とする端子の位置を昇降圧スイッチング電源回路５３と異ならせ、負荷Ｒ_Ｌ１に供給する電圧の極性を反転することができる。

第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６３は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２、出力電圧Ｅ_Ｏ３、の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式１８）、（式１９）、（式２０）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式１８）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝−（Ｔ_ＯＦＦ／Ｔ_ＯＦＦ）＝−１（式１９）
Ｅ_Ｏ３／Ｅ_Ｉ＝０（式２０）

すなわち、（式１８）、（式１９）、（式２０）で示す３種類の電圧が得られる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ２に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ２とは同極性となる。出力電圧Ｅ_Ｏ３は０となるので負荷Ｒ_Ｌ３を接続する意味はない。第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６３は、負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とを接続して各々の負荷に電力を供給できる。

第１４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６３によれば、第３の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１と異なる出力電圧を負荷Ｒ_Ｌ２に供給できる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ２に供給する出力電圧Ｅ_Ｏ２は、入力電圧Ｅ_Ｉと絶対値が等しい電圧となる。

（第１５の実施形態）
図２４は、第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５４は、図１３に示す第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。

図２４を参照して昇降圧スイッチング電源回路５４について説明をする。図２４においては、複数個の負荷である負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２が昇降圧スイッチング電源回路５４に接続されている。端子Ｔ_Ｓ３には、スイッチ素子Ｑ_１によるハイレベルとローレベルを繰り返す交流電圧が生じているので負荷を接続することができない。昇降圧スイッチング電源回路５４と負荷Ｒ_Ｌ１、負荷Ｒ_Ｌ２との接続関係を明確にするために昇降圧スイッチング電源回路５４の入出力端子に、端子Ｔ_Ｐ、端子Ｇ_Ｐ、端子Ｔ_Ｓ１、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号を付す。

図２４に示す昇降圧スイッチング電源回路５４においても端子Ｔ_Ｐ（図１３には図示せず）と端子Ｇ_Ｐ（図１３には図示せず）の両端に電源Ｐが接続される点、端子Ｔ_Ｓ１（図１３には図示せず）と端子Ｇ_Ｓ（図１３には図示せず）との間、すなわち、コンデンサＣ_２の両端に負荷Ｒ_Ｌ１が接続される点は、図１３に示す昇降圧スイッチング電源回路４と変わるところがない。なお、図１３においては、端子Ｇ_Ｓ、端子Ｔ_Ｓ２、端子Ｔ_Ｓ３の各符号も付されていない。昇降圧スイッチング電源回路５４における負荷Ｒ_Ｌ１（第１の負荷）は昇降圧スイッチング電源回路４における負荷Ｒ_Ｌに対応する。また、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。

第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５４は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する、出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式２１）、（式２２）で表される。すなわち、（式２１）、（式２２）で示す同極性の２種類の電圧が得られる。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式２１）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_Ｓ／Ｔ_ＯＦＦ）（式２２）

第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５４によれば、第４の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ１と負荷Ｒ_Ｌ２とに供給できる。

（第１６の実施形態）
図２５は、第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６４は、第４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路４において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６４は、複数の負荷を接続する点においては、第１５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５４と共通するものの、インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする点で異なる。

第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６４は、電源Ｐからの電力が入力され負荷Ｒ_Ｌ１に電力を供給するとともに、負荷Ｒ_Ｌ２に電力を供給する降圧スイッチング電源回路である。要約すれば以下のように構成されている。

また、インダクタＬ_１の他端（端子Ｔ_Ｐ）とスイッチ素子Ｑ_１の一端（端子Ｇ_Ｓ）との間に入力電圧Ｅ_Ｉを供給する電源Ｐが接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２の両端に出力電圧Ｅ_Ｏ１を供給し、負荷Ｒ_Ｌ１が接続可能とされる。また、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１の直列接続の両端に出力電圧Ｅ_Ｏ２を供給し、負荷Ｒ_Ｌ２が接続可能とされる。

ここで、入力電圧Ｅ_Ｉに対する出力電圧Ｅ_Ｏ１、出力電圧Ｅ_Ｏ２の各々は、（式１）〜（式４）およびキルヒフホフの電圧則から導かれ、（式２３）、（式２４）で表される。

Ｅ_Ｏ１／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＯＦＦ）（式２３）
Ｅ_Ｏ２／Ｅ_Ｉ＝（Ｔ_ＯＦＦ／Ｔ_ＯＦＦ）＝１（式２４）

すなわち、（式２３）、（式２４）で示す２種類の電圧が得られる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ１に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ１と負荷Ｒ_Ｌ２に供給される出力電圧Ｅ_Ｏ２とは逆極性となる。

第１６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６４によれば、第４の実施形態と同様にスイッチ素子およびダイオードの損失を小さくして効率を向上することができる。また、スイッチ素子およびダイオードの個数を少なくできるので、部品点数を少なくし装置の小型化を図るとともに、装置のコスト削減を図ることができる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１については、インダクタＬ_１とインダクタＬ_２とは入力側と出力側との間にスイッチ素子Ｑ_１を介して直列に接続されている。よって、入力側と出力側とのいずれの側に対しても流出するノイズを小さくできる。さらに、負荷Ｒ_Ｌ１と異なる電圧を負荷Ｒ_Ｌ２に供給できる。ここで、負荷Ｒ_Ｌ２に供給する出力電圧Ｅ_Ｏ２は、入力電圧Ｅ_Ｉと絶対値が等しい電圧となる。

（第１７の実施形態）
図２６は、第１７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５５は、第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。各部の説明については省略する。

（第１８の実施形態）
図２７は、第１８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６５は、第５の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする。各部の説明については省略する。

（第１９の実施形態）
図２８は、第１９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第１９の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５６は、第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。各部の説明については省略する。

（第２０の実施形態）
図２９は、第２０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第２０の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６６は、第６の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする。各部の説明については省略する。

（第２１の実施形態）
図３０は、第２１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第２１の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５７は、第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路７において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。各部の説明については省略する。

（第２２の実施形態）
図３１は、第２２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第２２の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６７は、第７の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路７において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする。各部の説明については省略する。

（第２３の実施形態）
図３２は、第２３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第２３の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路５８は、第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路８において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点である端子Ｇ_Ｓを接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。各部の説明については省略する。

（第２４の実施形態）
図３３は、第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路を示す図である。

第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路６８は、第８の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路８において、１個の負荷である負荷Ｒ_Ｌのみではなく、複数の負荷を接続する昇降圧スイッチング電源回路である。インダクタＬ_２とコンデンサＣ_２との接続点である端子Ｇ_Ｓ（ＧＮＤ）を接地電位とする。各部の説明については省略する。

第９の実施形態ないし第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路について以下に要約する。

第９の実施形態ないし第２４の実施形態の昇降圧スイッチング電源回路は、第１の負荷Ｒ_Ｌ１に加えて第２の負荷Ｒ_Ｌ２を接続可能とする昇降圧スイッチング電源回路である。第１の負荷Ｒ_Ｌ１と第２の負荷Ｒ_Ｌ２との接続態様は大きく分けて２つの態様がある。

第１の接続態様は、コンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）の両端に第１の負荷Ｒ_Ｌ１を接続し、コンデンサＣ_１（第１のコンデンサ）の両端に第２の負荷Ｒ_Ｌ２を接続するものである。第１の接続態様においては、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点を接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。上述した、第９の実施形態、第１１の実施形態、第１３の実施形態、第１５の実施形態、第１７の実施形態、第１９の実施形態、第２１の実施形態、第２３の実施形態が第１の接続態様を採用する。

図１８に示す第９の実施形態、図２２に示す第１３の実施形態においては、コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_１との接続点とインダクタＬ_１（第１のインダクタ）の他端との間に第３の負荷Ｒ_Ｌ３が接続可能とされる。この場合において、第１の負荷Ｒ_Ｌ１に供給される電圧と第３の負荷Ｒ_Ｌ３に供給される電圧とは絶対値が等しい逆極性の電圧となる。

第２の接続態様は、コンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）の両端に第１の負荷Ｒ_Ｌ１を接続し、コンデンサＣ_１（第１のコンデンサ）とコンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）の直列接続回路の両端に第２の負荷Ｒ_Ｌ２を接続するものである。第２の接続態様においては、インダクタＬ_２（第２のインダクタ）とコンデンサＣ_２（第２のコンデンサ）との接続点を接地電位（ＧＮＤ）として基準電位とする。上述した、第１０の実施形態、第１２の実施形態、第１４の実施形態、第１６の実施形態、第１８の実施形態、第２０の実施形態、第２２の実施形態、第２４の実施形態が第２の接続態様を採用する。

（その他の実施形態）
上述した実施形態においては、スイッチ素子Ｑ_１としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いる場合について説明をしたが、スイッチ素子Ｑ_１としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタに替え、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いることもできる。この場合には、第１の実施形態ないし第８の実施形態において、電源Ｐの極性、各ダイオードの極性、各コンデンサの極性を変えることによって同一の作用効果を奏することができる。

また、各実施形態の構成部分を組み合わせて新たな実施形態とすることができる。例えば、各、実施形態において、第１の実施形態の制御部１１を備えてもよい。制御部１１を備える場合には、第１の実施形態と同様に、負荷Ｒ_Ｌ、負荷Ｒ_Ｌ１に所定電圧を供給することができる。

１、２、３、４、５、６、７、８、１２、５１、５２、５３、５４、５５、５６、５７、５８、６１、６２、６３、６４、６５、６６、６７、６８、１０４、１０５、１０６昇降圧スイッチング電源回路、１ａ、１ｂ（昇降圧スイッチング電源回路１の）回路の一部、１１制御部、１１１ＡＭＰ（差動増幅器）、１１２ＰＷＭ変調器（パルス幅変調器）、Ｃ_１、Ｃ_２コンデンサ、Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_３ダイード、Ｅ_Ｉ入力電圧、Ｅ_Ｏ、Ｅ_Ｏ１、Ｅ_Ｏ２、Ｅ_Ｏ３出力電圧、Ｅ_ＲＥＦ基準電圧、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３インダクタ、Ｐ電源、Ｑ_１、Ｑ_２スイッチ素子、Ｒ_Ｌ、Ｒ_Ｌ１、Ｒ_Ｌ２、Ｒ_Ｌ３負荷

Claims

電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であって、
第１のインダクタの一端とスイッチ素子の一端とが接続され、
前記第１のインダクタの前記一端と前記スイッチ素子の前記一端との接続点に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、
前記スイッチ素子の他端と、前記第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、
前記第１のダイオードの他端と前記第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続され、
前記第１のインダクタの他端と前記スイッチ素子の前記他端との間に入力電圧を供給する前記電源が接続可能とされ、
前記第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされ、
前記スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、前記第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる、昇降圧スイッチング電源回路。
さらに、前記スイッチ素子の他端と前記電源との間に第３のインダクタを接続する請求項１に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
電源からの電力が入力され、負荷に電力を供給する昇降圧スイッチング電源回路であって、
スイッチ素子の一端に第１のダイオードの一端と第２のインダクタの一端とが接続され、
前記スイッチ素子の他端と、前記第１のダイオードの他端との間に第１のコンデンサが接続され、
第１のインダクタの一端と前記スイッチ素子の他端とが接続され、
前記第１のダイオードの前記他端と前記第２のインダクタの他端との間に第２のコンデンサが接続され、
前記第１のインダクタの他端と前記スイッチ素子の前記一端との間との間に入力電圧を供給する前記電源が接続可能とされ、
前記第２のコンデンサの両端に出力電圧を供給し、第１の負荷が接続可能とされ、
前記スイッチ素子のオンとオフとの比率を変化させて、前記第２のコンデンサの両端に発生する第１の出力電圧を変化させる、昇降圧スイッチング電源回路。
さらに、前記スイッチ素子の前記一端と前記電源との間に第３のインダクタを接続する請求項３に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
前記第１のインダクタと前記第３のインダクタとは、同一コアを共有して形成される請求項２または請求項４に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
前記第１のコンデンサの両端に第２の負荷が接続可能とされる請求項１ないし請求項５の１項に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの直列接続回路の両端に第２の負荷が接続可能とされる請求項１ないし請求項５の１項に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
前記第１のコンデンサの両端に第２の負荷が接続可能とされ、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点と、前記第１のインダクタの他端との間に第３の負荷が接続可能とされる、請求項１に記載の昇降圧スイッチング電源回路。
さらに、制御部を備え、
前記制御部は、前記第１の出力電圧と基準電圧との差が出力される差動増幅器と、
前記差動増幅器からの出力が入力されるパルス幅変調器と、を有し、
前記パルス幅変調器からのパルス幅信号によって、前記スイッチ素子を制御して前記第１の出力電圧を所定電圧に制御する、請求項１ないし請求項８の１項に記載の昇降圧スイッチング電源回路。