JPWO2014122891A1 - 駆動回路、照明用光源、及び、照明装置 - Google Patents

Abstract

駆動回路（１）は、交流調光信号を整流する整流平滑回路（１１）と電圧変換回路（１Ａ）とを備え、電圧変換回路（１Ａ）は、ソースが整流平滑回路（１１）の低電位出力端子に接続されたスイッチ素子（ＳＷ１）と、アノードが整流平滑回路（１１）の高電位出力端子に接続されたダイオード（Ｄ２）と、ダイオード（Ｄ２）とスイッチ素子（ＳＷ１）のドレインとの間に配置されたインダクタ（Ｌ３１）と、発振制御部（１２）と、スイッチ素子（ＳＷ１）がオフ状態の場合にインダクタ（Ｌ３１）の磁気エネルギーが転送されることにより充電され、スイッチ素子（ＳＷ１）がオン状態の場合に負荷（４）に向けて放電するコンデンサ（Ｃ３）と、コンデンサ（Ｃ３）の高電位側端子の電圧に対応した電圧を、発振制御部（１２）を駆動するための電源電圧として、発振制御部（１２）に供給する電源制御回路（１５）とを備える。

Description

本発明は、発光素子を点灯させる駆動回路、ならびに、それを備える照明用光源及び照明装置に関する。

近年、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと称す）の発光効率が向上し一般照明用の光源として注目されてきている。このＬＥＤを駆動するための電源としては、直流電源が必要である。

これに対して、従来から家庭用の交流電源から供給される交流を直流に変換して出力する駆動回路が提案されている（特許文献１参照）。この特許文献１には、ダイオードブリッジの出力端間にコンデンサを接続してなる整流平滑回路と、整流平滑回路の出力端に接続された昇圧回路からなる電圧変換回路とで構成される駆動回路が記載されている。

さらに、ＬＥＤを用いた照明器具を市場で拡大すべく、調光器対応型の駆動回路も多く販売されている。

特開２００５−１４２１３７号公報

しかしながら、前述した従来の駆動回路において、交流電圧の各半周期について考えると、交流電源からの電流がダイオードブリッジを介して平滑用コンデンサに流入するのは、ダイオードブリッジの出力電圧が平滑用コンデンサの両端間の電圧よりも高くなる期間だけである。特許文献１に記載された駆動回路では、コンデンサの最大充電電圧が整流回路の出力電圧の最大値に等しくなっている。従って、交流電源から供給される交流の一周期において、ダイオードブリッジの出力電圧が最大値に到達した後の半周期は、平滑用コンデンサの両端間の電圧が整流回路の出力電圧よりも高くなってしまい、交流電源から整流回路を介して平滑用コンデンサに流れこむ電流が遮断されてしまう。このため、電圧と電流の内積で与えられる力率は交流の各半サイクルの前半だけに相当し０．５という低い値になる。

従って、ダイオードブリッジの出力電圧が最大値に到達した後の半周期においても、平滑用コンデンサの両端間の電圧が整流回路の出力電圧よりも低くなる期間を生成することにより、交流電源から整流回路を介して平滑用コンデンサに流れこむ期間を長くして、力率を改善することが要請されている。

しかも、上記駆動回路に調光機能を持たせた場合、ユーザ等による調光操作量により変化する整流回路出力電圧の全範囲にわたり力率を改善することが必要であるが、その反面、当該調光操作量に対してＬＥＤの輝度を滑らかに変化させることが困難となる。特に、高輝度域及び低輝度域において輝度の急激な変化やちらつきが発生することが懸念される。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、力率を向上させつつ調光操作による急激な輝度変化が抑制された駆動回路等を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る駆動回路の一態様は、調光度に応じて位相制御された交流調光信号を直流信号に変換し、当該直流信号を用いて発光素子を発光させる駆動回路であって、前記交流調光信号を整流する整流回路と、前記整流回路の出力両端間に接続され、前記整流回路からの入力電圧を変換して前記発光素子に直流電圧を印加する電圧変換回路とを備え、前記電圧変換回路は、一端が前記整流回路の低電位側の出力端に接続されたスイッチ素子と、アノードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続された第１ダイオードと、一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され、他端が前記スイッチ素子の他端に接続された第１インダクタと、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御端子に供給されるパルス信号を制御する発振制御部と、前記スイッチ素子がオフ状態の場合に前記第１インダクタの磁気エネルギーが転送されることにより充電され、前記スイッチ素子がオン状態の場合に前記発光素子に向けて放電する第１コンデンサと、前記第１コンデンサの高電位側端子の電圧に対応した電圧を、前記発振制御部を駆動するための電源電圧として、前記発振制御部に供給する電源制御回路とを備え、前記スイッチ素子がオン状態の場合に、前記第１コンデンサが放電するとともに、前記整流回路から前記第１ダイオードを介して前記第１インダクタに電流が引き込まれて前記第１インダクタに磁気エネルギーが蓄積される第１状態と、前記スイッチ素子がオフ状態の場合に、前記第１インダクタに蓄積された磁気エネルギーを前記第１コンデンサに放出するとともに、前記第１インダクタから放出されたエネルギーを補うように前記整流回路から前記第１ダイオードを介して前記第１インダクタに電流が引き込まれる第２状態とを交互に繰り返すことを特徴とする。

また、本発明に係る駆動回路の一態様において、さらに、一端が、前記第１インダクタの前記一端に接続され、他端が前記発光素子のカソードに接続された第２インダクタと、アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードを備え、前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記発光素子のアノードと前記電源制御回路の入力端子とに接続され、前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続されてもよい。

また、本発明に係る駆動回路の一態様において、さらに、前記第１ダイオードのカソードと前記第１インダクタの前記一端との間に直列挿入された第２コンデンサと、アノードが、前記第１ダイオードと前記第２コンデンサとの接続点に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードと、一端が、前記第１インダクタの前記他端に接続され、他端が前記第２ダイオードのカソードに接続された第２インダクタと、アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記発光素子のアノードに接続された第３ダイオードとを備え、前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記電源制御回路の入力端子とに接続され、前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続されてもよい。

また、本発明に係る駆動回路の一態様において、さらに、一端が、前記第１インダクタの前記他端に接続され、他端が前記発光素子のカソードに接続された第２インダクタと、アノードが、前記第１ダイオードのカソードに接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードと、アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第３ダイオードとを備え、前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記発光素子のアノードと前記電源制御回路の入力端子とに接続され、前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続されてもよい。

また、本発明に係る駆動回路の一態様において、前記電源制御回路は、さらに、一端が、前記整流回路の高電位側の出力端に接続され、他端が前記電源端子に接続された第２抵抗素子を備えてもよい。

また、本発明に係る駆動回路の一態様において、前記調光信号検知回路は、一端が、前記整流回路の高電位側の出力端に接続され、他端が前記発振制御部の調光信号電圧入力端子に接続された第３抵抗素子と、一端が、前記調光信号電圧入力端子に接続され、他端が、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された第４抵抗素子と、一端が、前記調光信号電圧入力端子に接続され、他端が、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された第３コンデンサとを備えてもよい。

また、本発明に係る照明用光源の一態様は、上記記載の駆動回路と、前記発光素子とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係る照明装置の一態様は、上記記載の照明用光源と、交流電源を用いて前記交流調光信号を生成する調光器とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、第１状態（スイッチ素子導通状態）および第２状態（スイッチ素子非導通状態）のいずれの場合にも、整流回路から電圧変換回路の第１インダクタへと電流が引き込まれる。これにより、交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に電流が流入する期間を長くすることができる。また、電圧変換回路の第１コンデンサから、スイッチ素子を駆動するための電源電圧を安定して確保できる。よって、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能となる。

図１は、実施の形態１に係る駆動回路のブロック構成図である。 図２は、実施の形態１に係る駆動回路の回路図である。 図３Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態１に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図３Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態１に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図４は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図５Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図５Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図５Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図６Ａは、実施の形態１に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。 図６Ｂは、実施の形態１に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とトレーリングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。 図７は、実施の形態２に係る駆動回路のブロック構成図である。 図８は、実施の形態２に係る駆動回路の回路図である。 図９Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態２に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図９Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態２に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図１０は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１１Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１１Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が５０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１１Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１２は、実施の形態２に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。 図１３は、実施の形態３に係る駆動回路のブロック構成図である。 図１４は、実施の形態３に係る駆動回路の回路図である。 図１５Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態３に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図１５Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態３に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。 図１６は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１７Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１７Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１７Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。 図１８は、実施の形態３に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。 図１９は、実施の形態４に係る照明用光源の概観図である。 図２０は、図１９における中心軸Ａ−Ａ’を含む面で切断して得られる断面図である。 図２１は、実施の形態５に係る照明装置の概略断面図である。

以下、本発明の実施の形態に係る駆動回路、照明用光源及び照明装置について、図面を参照しながら説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。したがって、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であって本発明を限定する主旨ではない。よって、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（実施の形態１）
［駆動回路の構成］
図１は、実施の形態１に係る駆動回路のブロック構成図である。同図に示されるように、本実施の形態に係る駆動回路１は、交流電源２及び調光器３に接続された整流平滑回路１１と、整流平滑回路１１の出力端に接続された電圧変換回路１Ａとを備えた駆動回路である。駆動回路１は、調光度に応じて位相制御された交流信号を直流信号に変換し、当該直流信号を用いて発光素子を発光させる駆動回路である。

電圧変換回路１Ａは、スイッチ素子ＳＷ１のスイッチ動作を制御する発振制御部１２と、発振制御部１２へ調光信号電圧を供給する調光信号検知回路１４と、発振制御部１２へ安定した電力を供給するための電源制御回路１５と、昇降圧部１３とを備えている。

電圧変換回路１Ａの出力端には、例えば、ＬＥＤ発光素子である負荷４が接続されている。負荷４の両端間の電圧は、直列接続されたＬＥＤの個数によって規定される一定の値となる。この点、例えば、蛍光ランプ等の抵抗性インピーダンスを有する負荷とは相違する。

交流電源２は、例えば、電圧実効値１００Ｖの交流を出力するものである。交流電源２と整流平滑回路１１との間には、発光モジュールの輝度等を調整するための調光器３が接続されている。

調光器３は、交流電源２から供給された交流信号を、交流電圧波形の一部が欠けた信号である調光信号に変換する、位相制御式の調光器である。この調光器３は、調光度に応じて交流信号を位相制御することにより、調光信号に変化する。より具体的には、入力された交流信号を、調光度に応じた位相角範囲において電圧がゼロとなる信号である調光信号を生成する。

負荷４は、例えば、ＬＥＤモジュール等の発光素子である。ＬＥＤモジュールは、例えば、実装基板の片面上に複数個実装されたＬＥＤチップであり、駆動回路１から供給される電流に対応する明るさの光を放出する。つまり、ＬＥＤモジュールは、駆動回路１から供給される電流に対応する輝度で発光する。負荷４として、例えば、数十個のＬＥＤを直列に接続してなる発光モジュールがある。このような発光モジュールの定格電圧が１４０Ｖ以上となる場合には、電圧変換回路１Ａは、交流電源２から供給される電圧を昇圧する必要がある。なお、負荷４としては、ＬＥＤ以外の発光素子でもよく、例えば、半導体レーザ、有機ＥＬ素子又は無機ＥＬ素子を用いてもよい。

以下、駆動回路１の構成の詳細について説明する。

図２は、実施の形態１に係る駆動回路の回路図である。

（１）整流平滑回路１１
整流平滑回路１１は、整流回路と、コンデンサＣ１とを備える。整流回路は、４つのダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３及びＤ１４からなるダイオードブリッジを構成している。コンデンサＣ１は、上記ダイオードブリッジの出力端間に接続され、整流された交流電圧を平滑化する。コンデンサＣ１は、例えば、電解コンデンサである。また、コンデンサＣ１は、例えば、高誘電率系セラミックコンデンサやフィルムコンデンサ等である。

（２）電圧変換回路１Ａ
電圧変換回路１Ａは、上述した発振制御部１２、調光信号検知回路１４及び電源制御回路１５の他、ＩＣ１に内蔵されたスイッチ素子ＳＷ１と、昇降圧部１３を構成するインダクタＬ３１及びＬ３２と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣ３及びＣ７と、抵抗素子Ｒ２２とを備える。電圧変換回路１Ａは、これらの回路素子により、昇降圧機能を有している。

スイッチ素子ＳＷ１は、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗素子Ｒ２２を介して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続され、ドレインがインダクタＬ３１に接続されている。スイッチ素子ＳＷ１は、ＩＣ１のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）端子に入力される調光信号電圧によってもオンオフのタイミングが決定される。

ダイオードＤ２は、アノードがインダクタＬ６を介して整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続され、カソードがインダクタＬ３１とＬ３２との接続点に接続された第１ダイオードである。ダイオードＤ２は、上記接続点の電位がコンデンサＣ１の高電位側の電位に比べて高くなった場合、当該接続点からコンデンサＣ１へ電流が逆流してしまうことを防止する機能を有する。

抵抗素子Ｒ２２は、両端間に生じる電圧に基づいてスイッチ素子ＳＷ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。

インダクタＬ３１は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がスイッチ素子ＳＷ１のドレインに接続された第１インダクタである。また、上記他端がダイオードＤ７を介してインダクタＬ３２に接続されている。

インダクタＬ３２は、一端がインダクタＬ３１の上記一端に接続され、他端が負荷４の低電位側端子に接続された第２インダクタである。

ダイオードＤ１は、アノードがインダクタＬ３１の上記一端及びスイッチ素子ＳＷ１のドレインに接続され、カソードがコンデンサＣ３の高電位側端子に接続された第２ダイオードである。

コンデンサＣ３は、高電位側端子がダイオードＤ１のカソード、負荷４の高電位側端子、及び電源制御回路１５の入力端子に接続され、低電位側端子が整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。コンデンサＣ３は、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態の場合にインダクタＬ３１の磁気エネルギーが転送されることにより充電され、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態の場合に負荷４に向けて放電する第１コンデンサである。

コンデンサＣ７は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端がインダクタＬ３２の他端に接続されている。

上記構成を有する電圧変換回路１Ａは、コンデンサＣ７と並列に接続された負荷４に、コンデンサＣ７の両端間の電圧を出力する。

（３）発振制御部１２
発振制御部１２は、スイッチ素子ＳＷ１をＰＷＭ制御により駆動させるための矩形波状の電圧波形を有するパルス信号（以下、「ＰＷＭ信号」と称す）をスイッチ素子ＳＷ１の制御端子であるゲートに供給する。

発振制御部１２は、例えば、スイッチ素子ＳＷ１とともにＩＣ１を構成する。ＩＣ１は、電源端子ＶＣＣと、接地端子ＧＮＤと、調光信号入力端子ＰＷＭと、調整端子ＲＣ及びＲＣ２と、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン端子ＤＲＡＩＮ及びソース端子ＳＯＵＲＣＥとを備える。電源端子ＶＣＣは、電源制御回路１５に接続されている。

発振制御部１２は、スイッチ素子ＳＷ１のゲートにＰＷＭ信号を入力する。そして、スイッチ素子ＳＷ１に流れるドレイン電流が一定となるように、ＰＷＭ信号のパルス幅を調節する。ここにおいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を変化させると、スイッチ素子ＳＷ１のゲート電圧がスイッチ素子ＳＷ１のターンオン電圧以上の電圧に維持される期間、即ち、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態で維持される期間の割合（以下、「オンデューティ」と称す。）が変化する。このようにして、発振制御部１２は、スイッチ素子ＳＷ１を定電流制御により駆動させる。

（４）電源制御回路１５
電源制御回路１５は、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフタイミングを制御する発振制御部１２に安定した電源電圧を供給するための回路であり、抵抗素子Ｒ５１を介してコンデンサＣ３の一端に接続され、また、抵抗素子Ｒ５２を介してダイオードＤ２のアノードに接続されている。抵抗素子Ｒ５１は、一端がコンデンサＣ３の高電位側端子に接続され、他端が発振制御部１２の電源端子に接続された第１抵抗素子であり、抵抗素子Ｒ５２は、一端が整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続され、他端が上記電源端子に接続された第２抵抗素子である。

この構成により、電源制御回路１５は、抵抗素子Ｒ５２を介して、整流平滑回路１１の高電位側から電力の供給を受けることが可能であり、また、抵抗素子Ｒ５１を介して、電圧変換回路１Ａから電力の供給を受けることも可能となっている。つまり、電源制御回路１５は、コンデンサＣ３の高電位側端子の電圧に対応した電圧を、発振制御部１２を駆動するための電源電圧として、発振制御部１２に供給する。以下、抵抗素子Ｒ５１を介した電力供給の効果について説明する。

調光器３により、整流平滑回路１１への入力交流電圧が、例えば、リーディングエッジ方式またはトレーリングエッジ方式により変換されている場合、ダイオードＤ２のアノード側の電圧は、調光度による変化が激しく、また時間依存性を有する。また、ダイオードＤ２のカソード側の電圧も、ＰＷＭ方式によるスイッチ素子のオンオフにより激しく変動する。この観点から、本実施の形態では、電源制御回路１５を、調光器３により電圧変換されても安定的な電圧を供給できるコンデンサＣ３の一端に接続している。これにより、発振制御部１２の電源端子ＶＣＣへ安定した電圧が供給されるので、スイッチ素子ＳＷ１を全期間安定して発振させることが可能となる。

また、ツェナダイオードＺ５は、アノードが電源端子ＶＣＣに接続され、カソードが整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。これにより、電源端子ＶＣＣの入力電圧が所定の電圧以上となることを防止できる。

なお、電源制御回路１５において、抵抗素子Ｒ５１及び抵抗素子Ｒ５２は、なくてもよく、単純な配線で代替されてもよい。また、抵抗素子Ｒ５２を介してコンデンサＣ１へ電流が逆流するのを防ぐようにダイオードを接続してもよい。また、抵抗素子Ｒ５１をダイオードＤ５のカソードに接続してもよい。また、抵抗素子Ｒ５１は、シリーズレギュレータでもよい。さらに、単純な配線で代替されてもよい。なお、抵抗素子Ｒ５１及び抵抗素子Ｒ５２の上記構成の形態については、他の実施の形態でも同様である。

（５）調光信号検知回路１４
調光信号検知回路１４は、調光度を検知して、発振制御部１２のＰＷＭ信号を制御するための回路である。直列接続された抵抗素子Ｒ４１及びＲ４２が、コンデンサＣ１に並列接続されている。また、抵抗素子Ｒ４２とコンデンサＣ４とが、調光信号入力端子ＰＷＭと整流平滑回路１１の低電位側の出力端との間に並列接続されている。抵抗素子Ｒ４１は、一端が整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続され、他端が発振制御部１２の調光信号電圧入力端子に接続された第３抵抗素子であり、抵抗素子Ｒ４２は、一端が調光信号電圧入力端子に接続され、他端が整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続された第４抵抗端子である。また、コンデンサＣ４は、一端が調光信号電圧入力端子に接続され、他端が整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続された第３コンデンサである。

この構成により、コンデンサＣ１の電圧が抵抗素子Ｒ４１とＲ４２とで分圧され、かつ、コンデンサＣ４で平滑化された電圧が、発振制御部１２の調光信号入力端子ＰＷＭに入力される。つまり、上記電圧が調光信号入力端子ＰＷＭに入力されることで、調光度に応じたＰＷＭ制御が可能となる。

［駆動回路の動作］
次に、本実施の形態に係る駆動回路の動作について説明する。

図３Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態１に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図であり、図３Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態１に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。

図３Ａに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合、コンデンサＣ３から負荷４、インダクタＬ３２、インダクタＬ３１、スイッチ素子ＳＷ１、及び抵抗素子Ｒ２２の順に経由して、コンデンサＣ３に戻る経路（以下、「第１電流経路」と称する。）で電流が流れる。この第１電流経路が、コンデンサＣ３の放電経路に相当する。

また同時に、整流平滑回路１１の高電位側の出力端、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点、スイッチ素子ＳＷ１、及び抵抗素子Ｒ２２の順に経由して、整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第２電流経路」と称する。）で電流が流れる。このとき、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点の電位は、ダイオードＤ２のカソード電位であり、整流平滑回路１１の高電位側の電位よりもダイオードＤ２のターンオン電圧ＶＤ２分だけ低くなっている。

上記第１状態において、コンデンサＣ３から第１電流経路を介して放電されることにより、インダクタＬ３１及びＬ３２に磁気エネルギーが蓄積されると同時に、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から第２電流経路を通って電流が流れることにより、インダクタＬ３１に磁気エネルギーが蓄積される。

一方、図３Ｂに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合、インダクタＬ３１及びＬ３２から流出した電流は、ダイオードＤ１、負荷４の順に経由して、インダクタＬ３１及びＬ３２に戻る経路（以下、「第３電流経路」と称する。）で流れる。

また同時に、整流平滑回路２の高電位側の出力端、インダクタＬ３１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３の順に経由して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）で電流が流れる。第４電流経路を流れる電流は、コンデンサＣ３の充電が完了すると遮断される。この第４電流経路が、コンデンサＣ３の充電経路に相当する。

上記第２状態において、インダクタＬ３１及びＬ３２に蓄積された磁気エネルギーは、第４電流経路を流れる電流によりコンデンサＣ３側に放出されるとともに第３電流経路を流れる電流により負荷４側にも放出される。

そして、インダクタＬ３１及びＬ３２に蓄積された磁気エネルギーの放出が完了すると、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ２に流れる電流は遮断される。

ところで、駆動回路１では、第１電流経路および第２電流経路を電流が流れるときにインダクタＬ３１及びＬ３２の接続点に生じる電圧（第１電圧）と、第３電流経路および第４電流経路を電流が流れるときに当該接続点に生じる電圧（第２電圧）とが等しくなる。具体的には、負荷４の両端間の電圧と、インダクタＬ３１及びＬ３２の巻線数（インダクタＬ３１及びＬ３２のインダクタンス）及び巻線比とに基づいて、スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティが設定される。また、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点に生じる電圧は、整流平滑回路１１の出力電圧よりもダイオードＤ２のターンオン電圧ＶＤ２分だけ低い電圧（以下、「電圧閾値」と称する。）となるように設定されている。これにより、インダクタＬ３１及びＬ３２に電流が流れ続ける限り整流平滑回路１１から電圧変換回路１Ａに電流が流れ続ける。

図４は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。具体的には、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作を図４の（ａ）に示し、インダクタＬ３１に流れる電流ＩＬ３１の時間応答波形を図４の（ｂ）に示し、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点に生じる電圧Ｖ１３の時間応答波形を図４の（ｃ）に示し、ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２の時間応答波形を図４の（ｄ）に示す。

時刻Ｔ０において、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態となると、コンデンサＣ３から負荷４を経由してインダクタＬ３１及びＬ３２に電流ＩＬ３１が流れ始める。

そして、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ１の期間において、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態にある間、電流ＩＬ３１が漸増していく。このとき、インダクタＬ３１及びＬ３２には、スイッチ素子ＳＷ１に接続される側の電位に比べて負荷４側の電位が高くなるような電圧が生じる。そして、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点の電圧Ｖ１３は、コンデンサＣ１の両端間の電圧ＶＣ１に比べてダイオードＤ２のターンオン電圧ＶＤ２分だけ低い電圧Ｖｔｈ（以下、「電圧閾値」と称する。）で維持される。また、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ２を経由してインダクタＬ３１を流れる電流も漸増する。

次に、時刻Ｔ１において、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態となると、インダクタＬ３１及びＬ３２が蓄積していた磁気エネルギーが放出され始め、これに伴い、インダクタＬ３１及びＬ３２に流れる電流ＩＬ３１も減少し始める。

時刻Ｔ１〜時刻Ｔ２の期間において、電圧Ｖ１３は、電圧ＶＣ１に比べて電圧ＶＤ２分だけ低い電圧Ｖｔｈで維持される。また、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ２、インダクタＬ３１を経由してコンデンサＣ３に流れる電流ＩＤ２もコンデンサＣ３が充電されるに伴って漸減する。

続いて、時刻Ｔ２において、インダクタＬ３１及びＬ３２に蓄積されていた磁気エネルギーが全て放出されると、電流ＩＬ３１が流れなくなる。

時刻Ｔ２〜時刻Ｔ３の期間において、電圧Ｖ１３は、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態にある限り、所定の電圧で維持される。この期間における電圧Ｖ１３は、電流が流れていない場合のコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３よりも負荷４での電圧降下分Ｖ４だけ低い電圧である。

その後、時刻Ｔ３において、再びスイッチ素子ＳＷ１がオン状態となると、コンデンサＣ３から負荷４を経由してインダクタＬ３１及びＬ３２に電流が流れ始める（時刻Ｔ３以降）。以後、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作に応じて前述の現象が繰り返される。

次に、入力交流電力の周期単位で、電圧変換回路１Ａの各部における電圧及び電流の波形を説明する。

図５Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図５Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図５Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態１に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。

ここで、まず、リーディングエッジ方式及びトレーリングエッジ方式による調光波形について説明する。調光器３は、例えば、ダイオードブリッジを経て、図５Ａの（ａ）、図５Ｂの（ａ）及び図５Ｃの（ａ）に表されるようなダイオードブリッジ出力電圧ＶＤＢ波形を生成する。同図に示すように、調光器３は、入力された交流信号の電圧を、指示された調光度に対応する位相角範囲においてほぼ０Ｖとすることにより、調光信号を生成する。具体的には、交流電圧が０Ｖとなったとき（ゼロクロスとも言う）の位相である位相角０°を基準として、この位相角から、指示された調光度に対応する位相角までの範囲において電圧をほぼ０Ｖとする。そして、指示された調光度に対応する位相角において、調光信号の電圧を、交流電源２から供給された交流信号の電圧まで立ち上げる。このような調光器３が調光信号を立ち上げる位相角をＯＮ位相角という。

なお、調光器３により生成される調光信号は、図５Ａの（ａ）、図５Ｂの（ａ）及び図５Ｃの（ａ）に示すような、調光度に応じて交流信号の立ち上がりが欠ける信号であるリーディングエッジ方式に限らない。具体的には、調光信号は、位相制御式の調光信号であればよく、例えば、トレーリングエッジ方式であってもよい。さらに、その両方式を兼ね備えたもの、振幅を変化させる方式、ＤＣ電源を供給してそのレベルを変化させる方式、ＰＷＭとして電圧を供給する方式など、どのような方式でもよい。なお、図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃでは、入力交流電力の１．５周期分の波形を示している。

まず、交流電源２から調光器３への入力電圧の波形は、正弦波形状を有する。そして、調光器３から整流平滑回路１１への入力電圧の波形は、リーディングエッジを有する正弦波形状となる。そして、整流平滑回路１１のダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢの波形は、ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％の場合において、それぞれ、図５Ａの（ａ）、図５Ｂの（ａ）及び図５Ｃの（ａ）に示される波形となる。

次に、調光信号検知回路１４により、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧及び平滑化された調光信号電圧ＶＰＷＭが、ＩＣ１の調光信号入力端子ＰＷＭに入力される。調光信号電圧ＶＰＷＭの波形は、ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％の場合において、それぞれ、図５Ａの（ｂ）、図５Ｂの（ｂ）及び図５Ｃの（ｂ）に示される波形となる。調光信号電圧ＶＰＷＭは、ダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢに対して平滑化されており、ＯＮ位相角が大きくなるにつれて小さくなっている。

次に、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３は、図５Ａの（ｃ）、図５Ｂの（ｃ）及び図５Ｃの（ｃ）に示されるように、脈流状の時間波形を有しているが、所定の電圧値（例えば１００Ｖ）以上を維持している。これにより、電圧ＶＣ３を入力する電源制御回路１５は、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣに対して、全期間安定した電圧を供給できる。

ここで、交流入力電圧の絶対値Ｖｓが電圧閾値Ｖｔｈ以上の場合、インダクタＬ３１及びＬ３２の接続点の電圧Ｖ１３が電圧閾値Ｖｔｈのとき（インダクタＬ３１及びＬ３２に電流が流れているとき）、ダイオードＤ２が導通状態となり、整流平滑回路１１の高電位側から電圧変換回路１Ａ側へ電流が流れ続ける（引き込まれる）。これに伴い、整流平滑回路１１の一部を構成するダイオードブリッジＤＢに電流が流れ、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れることになる。一方、電圧Ｖ１３が、コンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３から負荷４の電圧降下分Ｖ４だけ低い電圧（ＶＣ３−Ｖ４）となるとき（インダクタＬ３１及びＬ３２に電流が流れなくなったとき）、ダイオードＤ２が非導通状態となり、整流平滑回路１１の高電位側から電圧変換回路１Ａ側へ流れる電流が遮断される。つまり、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からインダクタＬ３１及びＬ３２の接続点にスイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作に同期する形で電流が流れこむ。

また、交流入力電圧の絶対値Ｖｓが電圧閾値Ｖｔｈ未満になる場合、ダイオードＤ２が非導通状態を継続し、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路１Ａ側に流れていた電流が完全に遮断される。

インダクタＬ３１及びＬ３２に流れる電流ＩＬ３１は、図５Ａの（ｄ）、図５Ｂの（ｄ）及び図５Ｃの（ｄ）に示される波形となる。各図において、入力交流電源の半周期に対応する期間には、電流ＩＬ３１がスイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作に同期する形で電流が流れている期間と交流電源２から整流平滑回路１１に流れる電流が遮断される期間とが存在する。そして、ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％のいずれの場合においても、電流ＩＬ３１が流れている期間が、入力交流電圧Ｖｓの半周期において入力交流電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も継続している。このことから、当該期間において、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れていることが解る。これにより、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れる期間が存在しない従来の構成に比べて、力率の向上を図ることができる。実際、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れる期間が存在しない構成（以下、「比較例に係る構成」と称する。）の場合、力率が０．５６〜０．６１程度であるのに対して、本実施の形態に係る駆動回路１では、力率を０．８以上にすることができる。

図５Ａの（ｅ）、図５Ｂの（ｅ）及び図５Ｃの（ｅ）では、負荷４に流れる電流Ｉ４の波形が示されている。各図より、調光度に応じた電流Ｉ４が流れていることが解る。なお、本実施の形態では、動作がわかりやすいようにコンデンサＣ７の静電容量を小さく設定しているため、電流Ｉ４の脈流が大きく現れている。これに対して、コンデンサＣ７の静電容量を大きくすれば、電流Ｉ４を時間変動のより小さい直流電流にすることも可能である。

最後に、図５Ａの（ｆ）、図５Ｂの（ｆ）及び図５Ｃの（ｆ）では、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣの電圧ＶＣＣの波形が示されている。前述したように、電源端子ＶＣＣに電源電圧を与える電源制御回路１５は、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を基準にして電圧ＶＣＣを生成している。よって、各図に示されるように、電源交流周期およびスイッチ周期にわたり、安定した電圧ＶＣＣが得られていることが解る。つまり、電圧変換回路１ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。

図６Ａは、実施の形態１に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。同図より、調光信号電圧は、ＯＮ位相角が大きくなるほど、調光器の誤動作なく滑らかに減少しており、また、負荷４であるＬＥＤの電流Ｉ４も滑らかに減少している。

また、図６Ｂは、実施の形態１に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とトレーリングエッジ方式のＯＦＦ位相角との関係を表すグラフである。同図より、調光信号電圧はＯＦＦ位相角が大きくなるほど、調光器の誤動作なく滑らかに増加しており、また、負荷４であるＬＥＤの電流Ｉ４も滑らかに増加している。

従来では、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧を、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードから確保する。この場合には、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードの電位は、調光度により極端に低くなる、また、強い時間依存性を有するため、当該電源電圧が変動して安定したスイッチ動作が確保できない。よって、高輝度域及び低輝度域において輝度の急激な変化やちらつきが発生することが懸念される。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路１では、上記電源電圧を電圧変換回路１ＡのコンデンサＣ３から確保するので、図６Ａ及び図６Ｂに示されるような良好な特性を得ることが可能となる。さらに、従来では、調光器３がＯＦＦ期間の時には、調光器３の漏れ電流が流れるが、ランプ（負荷）への入力電流がなくなっているので調光器３の出力電圧が、例えば、５０Ｖを超えた高い電圧となる場合がある。この電圧により、調光器３の制御回路が誤動作し、ランプのちらつきが発生したりしていた。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路１によれば、ランプへの入力電流がほぼ全期間流れるので、調光器３の出力端電圧を、ＯＦＦ期間であっても５０Ｖ以下の低い電圧に維持することができる。これにより、調光器３の誤動作もなくなりランプのちらつきもなくなり、スムーズな調光特性を得ることができる。

本実施の形態１に係る駆動回路１の動作をまとめると、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合に、コンデンサＣ３が放電するとともに、整流平滑回路１１からダイオードＤ２を介してインダクタＬ３１に電流が引き込まれてインダクタＬ３１に磁気エネルギーが蓄積される。一方、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合に、インダクタＬ３１に蓄積された磁気エネルギーをコンデンサＣ３に放出するとともに、インダクタＬ３１から放出されたエネルギーを補うように整流平滑回路１１からダイオードＤ２を介してインダクタＬ３１に電流が引き込まれる。駆動回路１は、第１状態における動作と第２状態における動作とを交互に繰り返す。

以上より、本実施の形態に係る駆動回路１によれば、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路１Ａに電流が流入する期間を長くすることができる。また、電圧変換回路１ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。よって、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能となる。なお、本実施の形態において、ダイオードＤ７とインダクタＬ３２は、どちらか一方を削除してもよい。インダクタＬ３２は、コンデンサＣ３からのエネルギーを負荷へ与える降圧チョッパ回路を構成している。これにより、負荷４に対して制御された電流を流し続けることが可能となる。また、ダイオードＤ７は、負荷４へ電流が流れる瞬間を阻止するだけのものであり、インダクタＬ３２の設定によっては不要である。また、ダイオードＤ６は、初期段階での回路立ち上がりをスピードアップさせるために配置される。これにより、初期段階において負荷４への電力供給を早くすることが可能となる。

（実施の形態２）
［駆動回路の構成］
図７は、実施の形態２に係る駆動回路のブロック構成図である。同図に示されるように、本実施の形態に係る駆動回路５は、交流電源２及び調光器３に接続された整流平滑回路１１と、整流平滑回路１１の出力端に接続された電圧変換回路５Ａとを備えた駆動回路である。

本実施の形態に係る駆動回路５は、実施の形態１に係る駆動回路１と比較して、電圧変換回路における電流径路を決定する回路素子の構成のみが異なる。以下、駆動回路１と同じ構成は説明を省略し、駆動回路１と異なる構成を中心に説明する。

図８は、実施の形態２に係る駆動回路の回路図である。

（１）電圧変換回路５Ａ
電圧変換回路５Ａは、発振制御部１２、調光信号検知回路１４及び電源制御回路１５の他、ＩＣ１に内蔵されたスイッチ素子ＳＷ１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣ３及びＣ７と、抵抗素子Ｒ２２と、昇降圧部５３を構成するインダクタＬ３３、Ｌ３４、ダイオードＤ３５及びコンデンサＣ３６とを備える。電圧変換回路５Ａは、これらの回路素子により、昇降圧機能を有している。

スイッチ素子ＳＷ１は、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗素子Ｒ２２を介して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続され、ドレインがインダクタＬ３３に接続されている。スイッチ素子ＳＷ１は、ＩＣ１のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）端子に入力される調光信号電圧によってもオンオフのタイミングが決定される。

ダイオードＤ１は、アノードが整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続された第１ダイオードである。また、ダイオードＤ１は、カソードがインダクタＬ６を介してダイオードＤ２のアノードに接続されるとともに、コンデンサＣ３６に接続されている。ダイオードＤ１は、コンデンサＣ３６から放電される電流が整流平滑回路１１の高電位側の出力端に流れ込むのを防止する機能を有する。

インダクタＬ３３は、一端がコンデンサＣ３６を介してダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がスイッチ素子ＳＷ１のドレインに接続された第１インダクタである。

コンデンサＣ３は、高電位側端子がダイオードＤ２のカソード、負荷４の低電位側端子、及び電源制御回路１５の入力端子に接続され、低電位側端子が整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。コンデンサＣ３は、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態の場合にインダクタＬ３３の磁気エネルギーが転送されることにより充電され、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態の場合にインダクタＬ３４にエネルギーを蓄積し、スイッチ素子ＳＷ１がオフの場合に当該エネルギーをダイオードＤ３５を介して負荷４へ向けて放出する第１コンデンサである。

コンデンサＣ３６は、ダイオードＤ１のカソードとインダクタＬ３３の一端との間に直列挿入された第２コンデンサである。

ダイオードＤ２は、アノードがダイオードＤ１とコンデンサＣ３６との接続点に接続され、カソードが、コンデンサＣ３の高電位側端子に接続された第２ダイオードである。

インダクタＬ３４は、一端が、インダクタＬ３３の上記他端に接続され、他端がダイオードＤ２のカソードに接続された第２インダクタである。

ダイオードＤ３５は、アノードが、インダクタＬ３３の上記他端に接続され、カソードが、負荷４の高電位側端子に接続された第３ダイオードである。

抵抗素子Ｒ２２は、両端間に生じる電圧に基づいてスイッチ素子ＳＷ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。

コンデンサＣ７は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がダイオードＤ３５のカソードに接続されている。

上記構成を有する電圧変換回路５Ａは、コンデンサＣ７と並列に接続された負荷４に、コンデンサＣ７の両端間の電圧を出力する。

（２）電源制御回路１５
電源制御回路１５は、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフタイミングを制御する発振制御部１２に安定した電源電圧を供給するための回路であり、抵抗素子Ｒ５１を介してコンデンサＣ３の一端に接続され、また、抵抗素子Ｒ５２を介してダイオードＤ１のアノードに接続されている。これにより、電源制御回路１５は、抵抗素子Ｒ５２を介して、整流平滑回路１１の高電位側から電力の供給を受けることが可能であり、また、抵抗素子Ｒ５１を介して、電圧変換回路５Ａから電力の供給を受けることも可能となっている。つまり、電源制御回路１５は、コンデンサＣ３の高電位側端子の電圧に対応した電圧を、発振制御部１２を駆動するための電源電圧として、発振制御部１２に供給する。これにより、発振制御部１２の電源端子ＶＣＣへ安定した電圧が供給されるので、スイッチ素子ＳＷ１を安定して発振させることが可能となる。

また、ツェナダイオードＺ５は、アノードが電源端子ＶＣＣに接続され、カソードが整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。これにより、電源端子ＶＣＣの入力電圧が所定の電圧以上となることを防止できる。

［駆動回路の動作］
次に、本実施の形態に係る駆動回路の動作について説明する。

図９Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態２に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図であり、図９Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態２に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。

図９Ａに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合、整流平滑回路１１の高電位側の出力端、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ３４、ダイオードＤ３５、負荷４、インダクタＬ３４、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗素子Ｒ２２の順に経由して、整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第１電流経路」と称する。）で電流が流れる。また、整流平滑回路１１の高電位側から流出した電流の一部は、ダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ３６及びインダクタＬ３３を経由して、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗素子Ｒ２２を経由して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第２電流経路」と称する。）で流れる。また、コンデンサＣ３の高電位側端子から流出した電流が、インダクタＬ３４、ダイオードＤ３５、負荷４、インダクタＬ３４、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗素子Ｒ２２経由して、コンデンサＣ３の低電位側端子に戻る経路（以下、「Ａ電流経路」）で流れる。

上記第１状態の場合、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から第１電流経路を流れる電流により、負荷４及びインダクタＬ３４に電流が供給され、インダクタＬ３４に磁気エネルギーが蓄積される。これにより、整流平滑回路１１から負荷４及びインダクタＬ３４に流れる電流の変動が抑制される。従って、インダクタＬ３４に安定的にエネルギーを供給することができるので、負荷４への供給電圧の変動を抑制することができる。また、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から第２電流経路を通って電流が流れることにより、コンデンサＣ３６が充電されるとともに、インダクタＬ３３に磁気エネルギーが蓄積される。更に、コンデンサＣ３の高電位側端子からＡ電流経路を流れる電流により、負荷４に電流が供給され、負荷４に流れる電流の変動を抑制できる。

一方、図９Ｂに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合とき、インダクタＬ３４から流出した電流は、ダイオードＤ３５、負荷４の順に経由して、インダクタＬ３４に戻る経路（以下、「第３電流経路」と称する。）で流れる。同時に、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から流出した電流は、ダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ３６及びインダクタＬ３３を経由して、ダイオードＤ３５、負荷４、コンデンサＣ３を経由して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）で流れる。

上記第２状態の場合、インダクタＬ３４に蓄積された磁気エネルギーは、第３電流経路を流れる電流により負荷４側に放出されるとともに、インダクタンスＬ３３に蓄積された磁気エネルギーは、第４電流経路を流れる電流によりコンデンサＣ３にも放電される。また、コンデンサＣ３６では、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から流入する電流による充電が継続される。

その後、スイッチ素子ＳＷ１がオフの状態において、コンデンサＣ３６の充電が完了すると、すぐにコンデンサＣ３６の蓄電電荷の放電が始まる。ここで、コンデンサＣ３６には、コンデンサＣ３６の静電容量をＣａ、コンデンサＣ３６の両端間の電圧をＶ３６とすると、式１で表されるエネルギーＥＣａが蓄積されている。そして、このエネルギーＥＣａが放電される。

ＥＣａ＝Ｃａ×（Ｖ３６）^２／２ （式１）

すると、インダクタＬ３４から流出した電流が第３経路を辿るとともに、インダクタＬ３３から流出した電流は、コンデンサＣ３６、ダイオードＤ２、インダクタＬ３４を経由して、Ｃ３６のエネルギーをＬ３４へ移動させる。そして、Ｌ３４に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ３５、負荷４、インダクタＬ３４の順に経由して負荷４にエネルギーを供給する。したがって、インダクタＬ３３とコンデンサＣ３６から出たエネルギーの流れは、インダクタＬ３４を経由して負荷４を経由する電流路となってインダクタＬ３３に戻る経路（以下、「第５電流経路」と称する。）を流れる。

図１０は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。具体的には、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作を図１０の（ａ）に示し、インダクタＬ３３に流れる電流ＩＬ３３の時間応答波形を図１０の（ｂ）に示し、コンデンサＣ３６の両端間に生じる電圧Ｖ３６の時間応答波形を図１０の（ｃ）に示し、ダイオードＤ１のカソードの電圧ＶＤ１２の時間応答波形を図１０の（ｄ）に示し、ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１の時間応答波形を図１０の（ｅ）に示す。

時刻Ｔ０において、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態となると、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ３６、インダクタＬ３３に電流が流れ始める。

そして、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ１の期間において、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態にある間、コンデンサＣ３６及びインダクタＬ３３を流れる電流が漸増していく。このとき、電圧ＶＤ１２は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりもダイオードＤ１のオン電圧ＶＤ１だけ低い電圧で維持され、ダイオードＤ１は導通状態で維持される。そして、ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１は、最大値ＩＤ１ｍａｘまで増加していく。

次に、時刻Ｔ１において、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態となると、インダクタＬ３４からインダクタＬ３４に蓄積された磁気エネルギーが放出され始める。

時刻Ｔ１〜時刻Ｔ２の期間において、コンデンサＣ３６は充電が完了しておらず、インダクタＬ３３には電流が流れており、この磁気エネルギーが放電完了するまで、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ１、コンデンサＣ３６、インダクタＬ３３を経由する形で電流が流れ続ける。電流ＩＬ３３は、コンデンサＣ３６の両端間の電圧Ｖ３６が最大充電電圧Ｖ３６ｍａｘに近づくに連れて漸減していく。このとき、ダイオードＤ１のカソードの電圧ＶＤ１２は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりもダイオードＤ１のオン電圧ＶＤ１だけ低い電圧（第１電圧）で維持され、ダイオードＤ１は導通状態で維持される。そして、電流ＩＤ１も最大値ＩＤ１ｍａｘから漸減していく。これは、コンデンサＣ３６の充電が完了に近づくことによるものである。

次に、時刻Ｔ２において、スイッチ素子ＳＷ１のオフ状態において、コンデンサＣ３６の両端間の電圧Ｖ３６がＶ３６ｍａｘに達すると、インダクタＬ３３に蓄積されたエネルギーがなくなるのに伴い、コンデンサＣ３６電荷の放出が始まり、インダクタＬ３３からコンデンサＣ３６、ダイオードＤ２を経由し、インダクタＬ３４を経由してインダクタＬ３３へ戻る電流が発生する。この電流によって、インダクタＬ３４にコンデンサＣ３６のエネルギーが移動する。インダクタＬ３４に蓄積されたこのエネルギーは、ダイオードＤ３５を経由して負荷４に供給される。これを、現象として捕らえると、元々あったインダクタＬ３４からダイオードＤ３５を経由して負荷４へ流れる、次第に減少する電流を、その減少率を少なくするように働き、インダクタＬ３４のエネルギー放出時間を延ばすことになる。そのため、コンデンサＣ３６からの電流が負荷４に流れるのと同義となる。

時刻Ｔ２〜時刻Ｔ３の期間において、電圧ＶＤ１２は、コンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３よりもダイオードＤ２のオン電圧ＶＤ２の分だけ高い電圧となり、ダイオードＤ１は非導通状態となる。そして、電流ＩＤ１はゼロとなる。コンデンサＣ３６に充電された電荷が、コンデンサＣ３６からダイオードＤ２、負荷４を経由して電流が流れることにより放電される。そして、コンデンサＣ３６が充電した電荷を放電している間、電圧ＶＤ１２は、電圧ＶＣ３よりも電圧ＶＤ２の分だけ高い電圧で維持され、ダイオードＤ１は非導通状態で維持される。

次に、時刻Ｔ３において、再びスイッチ素子ＳＷ１がオン状態となると、コンデンサＣ１からダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ３６及びインダクタＬ３３に電流が流れ始める。

以上説明したように、駆動回路５では、電圧ＶＤ１２をスイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作の周期に同期させて変化させることにより、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１の瞬時値が低いときでも、整流平滑回路１１からダイオードＤ１を介して電圧変換回路５Ａに断続的に電流を流し続ける。具体的には、電圧ＶＤ１２が、電圧ＶＣ３よりも電圧ＶＤ２だけ高い電圧、即ち、電圧ＶＣ１よりも高い電圧（以下、「第１電圧」と称する。）にある場合、ダイオードＤ１が非導通状態となり、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路５Ａに流れる電流が遮断された状態となる。

一方、電圧ＶＤ１２が、電圧ＶＣ１電圧ＶＤ１だけ低い電圧（以下、「第２電圧」と称する。）にある場合、ダイオードＤ１が導通状態となり、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路５Ａに電流が流れる。そして、図１０から判るように、駆動回路５では、第１状態及び第２状態をスイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作の周期に同期させて変化させることにより、整流平滑回路１１からダイオードＤ１を介して電圧変換回路５Ａに断続的に電流を流し続ける。

次に、入力交流電力の周期単位で、電圧変換回路５Ａの各部における電圧及び電流の波形を説明する。

図１１Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図１１Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が５０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図１１Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態２に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。

まず、交流電源２から調光器３への入力電圧の波形は、正弦波形状を有する。そして、調光器３から整流平滑回路１１への入力電圧の波形は、リーディングエッジを有する正弦波形状となる。そして、整流平滑回路１１のダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢの波形は、ＯＮ位相角が３０％、５０％及び７０％の場合において、それぞれ、図１１Ａの（ａ）、図１１Ｂの（ａ）及び図１１Ｃの（ａ）に示される波形となる。

次に、調光信号検知回路１４により、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧及び平滑化された調光信号電圧ＶＰＷＭが、ＩＣ１の調光信号入力端子ＰＷＭに入力される。調光信号電圧ＶＰＷＭの波形は、ＯＮ位相角が３０％、５０％及び７０％の場合において、それぞれ、図１１Ａの（ｂ）、図１１Ｂの（ｂ）及び図１１Ｃの（ｂ）に示される波形となる。調光信号電圧ＶＰＷＭは、ダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢに対して平滑化されており、ＯＮ位相角が大きくなるにつれて小さくなっている。

次に、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３は、図１１Ａの（ｃ）、図１１Ｂの（ｃ）及び図１１Ｃの（ｃ）に示されるように、脈流状の時間波形を有しているが、所定の電圧値（例えば８０Ｖ）以上を維持している。これにより、電圧Ｖ３を入力する電源制御回路１５は、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣに対して、安定した電圧を供給できる。

ここで、前述したように、ダイオードＤ１のカソードの電圧ＶＤ１２は、第１電圧と第２電圧との間でスイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作の周期に同期して変化する。そして、電圧ＶＤ１２が第２電圧にある場合、交流電源２から整流平滑回路１１へ流れる電流の絶対値の大きさは、ダイオードＤ１を導通する電流ＩＤ１の大きさに略等しい。

ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２は、図１１Ａの（ｄ）、図１１Ｂの（ｄ）及び図１１Ｃの（ｄ）に示される波形となる。ＯＮ位相角が３０％、５０％及び７０％のいずれの場合においても、電流ＩＤ２が流れている期間が、交流入力電圧Ｖｓの半周期において入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も継続している。このことから、当該期間において、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れていることが解る。これにより、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れる期間が存在しない従来の構成に比べて、力率の向上を図ることができる。実際、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れる期間が存在しない構成（以下、「比較例に係る構成」と称する。）の場合、力率が０．５６乃至０．６１程度であるのに対して、本実施の形態に係る駆動回路５では、力率を０．９以上にすることができる。

図１１Ａの（ｅ）、図１１Ｂの（ｅ）及び図１１Ｃの（ｅ）では、負荷４に流れる電流Ｉ４の波形が示されている。各図より、調光度に応じた電流Ｉ４が流れていることが解る。

なお、図示していないが、電源制御回路１５は、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣに供給する電圧を、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３を基準にして生成しているので、安定した電圧ＶＣＣが得られている。よって、電圧変換回路５ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。

図１２は、実施の形態２に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。同図より、調光信号電圧はＯＮ位相角が大きくなるほど、調光器の誤動作なく滑らかに減少しており、これに呼応して、負荷４であるＬＥＤの電流Ｉ４も滑らかに減少している。なお、トレーリングエッジ方式においても、上記リーディングエッジ方式と同様の効果が奏される。

従来では、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧を、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードから確保する。この場合には、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードの電位は、調光度により極端に低くなる、また、強い時間依存性を有するため、当該電源電圧が変動して安定したスイッチ動作が確保できない。よって、高輝度域及び低輝度域において輝度の急激な変化やちらつきが発生することが懸念される。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路５では、上記電源電圧を電圧変換回路５ＡのコンデンサＣ３から確保するので、図１２に示されるような良好な特性を得ることが可能となる。さらに、従来では、調光器３がＯＦＦ期間の時には、調光器３の漏れ電流が流れるが、ランプ（負荷）への入力電流がなくなっているので調光器３の出力電圧が、例えば、５０Ｖを超えた高い電圧となる場合がある。この電圧により、調光器３の制御回路が誤動作し、ランプのちらつきが発生したりしていた。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路５によれば、ランプへの入力電流がほぼ全期間流れるので、調光器３の出力端電圧を、ＯＦＦ期間であっても５０Ｖ以下の低い電圧に維持することができる。これにより、調光器３の誤動作もなくなりランプのちらつきもなくなり、スムーズな調光特性を得ることができる。

本実施の形態２に係る駆動回路５の動作をまとめると、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合に、コンデンサＣ３が放電するとともに、コンデンサＣ１からダイオードＤ１を介してインダクタＬ３３に電流が引き込まれてインダクタＬ３３に磁気エネルギーが蓄積される。一方、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合に、インダクタＬ３３に蓄積された磁気エネルギーをコンデンサＣ３に放出するとともに、インダクタＬ３３から放出されたエネルギーを補うようにコンデンサＣ１からダイオードＤ１を介してインダクタＬ３３に電流が引き込まれる。駆動回路５は、第１状態における動作と第２状態における動作とを交互に繰り返す。

以上より、本実施の形態に係る駆動回路５によれば、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路５Ａに電流が流入する期間を長くすることができる。また、電圧変換回路５ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。よって、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能となる。

（実施の形態３）
［駆動回路の構成］
図１３は、実施の形態３に係る駆動回路のブロック構成図である。同図に示されるように、本実施の形態に係る駆動回路６は、交流電源２及び調光器３に接続された整流平滑回路１１と、整流平滑回路１１の出力端に接続された電圧変換回路６Ａとを備えた駆動回路である。

本実施の形態に係る駆動回路６は、実施の形態１に係る駆動回路１と比較して、電圧変換回路における電流径路を決定する回路素子の構成のみが異なる。以下、駆動回路１と同じ構成は説明を省略し、駆動回路１と異なる構成を中心に説明する。

図１４は、実施の形態３に係る駆動回路の回路図である。

（１）電圧変換回路６Ａ
電圧変換回路６Ａは、発振制御部１２、調光信号検知回路１４及び電源制御回路１５の他、ＩＣ１に内蔵されたスイッチ素子ＳＷ１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣ３及びＣ７と、抵抗素子Ｒ２２と、昇降圧部６３を構成するインダクタＬ３５、Ｌ３６及びダイオードＤ３７とを備える。電圧変換回路６Ａは、これらの回路素子により、昇圧機能を有している。

スイッチ素子ＳＷ１は、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗素子Ｒ２２を介して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続され、ドレインがインダクタＬ３５に接続されている。スイッチ素子ＳＷ１は、ＩＣ１のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）端子に入力される調光信号電圧によってもオンオフのタイミングが決定される。

ダイオードＤ２は、アノードが整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続された第１ダイオードである。また、ダイオードＤ２は、カソードがダイオードＤ１のアノードに接続されるとともに、インダクタＬ３５に接続されている。ダイオードＤ２は、インダクタＬ３５及びＬ３６の接続点の電位がコンデンサＣ１の高電位側の電位に比べて高くなった場合、当該接続点からコンデンサＣ１へ電流が逆流してしまうことを防止する機能を有する。

インダクタＬ３３は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がスイッチ素子ＳＷ１のドレインに接続された第１インダクタである。

コンデンサＣ３は、高電位側端子がダイオードＤ１のカソード、負荷４の高電位側端子、及び電源制御回路１５の入力端子に接続され、低電位側端子が整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。コンデンサＣ３は、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態の場合にインダクタＬ３５の磁気エネルギーが転送されることにより充電され、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態の場合に負荷４に向けて放電する第１コンデンサである。

インダクタＬ３６は、一端がインダクタＬ３５の上記他端に接続され、他端が負荷４の低電位側端子に接続された第２インダクタである。

ダイオードＤ１は、アノードがダイオードＤ２のカソードに接続され、カソードがコンデンサＣ３の高電位側端子に接続された第２ダイオードである。

ダイオードＤ３７は、アノードがインダクタＬ３５の上記他端に接続され、カソードがコンデンサＣ３の高電位側端子に接続された第３ダイオードである。

抵抗素子Ｒ２２は、両端間に生じる電圧に基づいてスイッチ素子ＳＷ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。

コンデンサＣ７は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端がインダクタ３６の上記他端に接続されている。

上記構成を有する電圧変換回路６Ａは、コンデンサＣ７と並列に接続された負荷４に、コンデンサＣ７の両端間の電圧を出力する。

（２）電源制御回路１５
電源制御回路１５は、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフタイミングを制御する発振制御部１２に安定した電源電圧を供給するための回路であり、抵抗素子Ｒ５１を介してコンデンサＣ３の一端に接続され、また、抵抗素子Ｒ５２を介してダイオードＤ２のアノードに接続されている。これにより、電源制御回路１５は、抵抗素子Ｒ５２を介して、整流平滑回路１１の高電位側から電力の供給を受けることが可能であり、また、抵抗素子Ｒ５１を介して、電圧変換回路６Ａから電力の供給を受けることも可能となっている。つまり、電源制御回路１５は、コンデンサＣ３の高電位側端子の電圧に対応した電圧を、発振制御部１２を駆動するための電源電圧として、発振制御部１２に供給する。これにより、発振制御部１２の電源端子ＶＣＣへ安定した電圧が供給されるので、スイッチ素子ＳＷ１を安定して発振させることが可能となる。

また、ツェナダイオードＺ５は、アノードが電源端子ＶＣＣに接続され、カソードが整流平滑回路１１の低電位側の出力端に接続されている。これにより、電源端子ＶＣＣの入力電圧が所定の電圧以上となることを防止できる。

［駆動回路の動作］
次に、本実施の形態に係る駆動回路の動作について説明する。

図１５Ａは、スイッチ素子がオン状態の場合における実施の形態３に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図であり、図１５Ｂは、スイッチ素子がオフ状態の場合における実施の形態３に係る駆動回路の電流の流れを表す回路図である。

図１５Ａに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合、整流平滑回路１１の高電位側の出力端から流出した電流は、ダイオードＤ２、インダクタＬ３５、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗素子Ｒ２２の順に経由して整流平滑回路１１の低電位側の出力端に戻る経路（以下、「第１電流経路」と称する。）で流れる。同時に、コンデンサＣ３から流出した電流が、負荷４、インダクタＬ３６、スイッチ素子ＳＷ１、抵抗素子Ｒ２２の順に経由して、コンデンサＣ３に戻る経路（以下、「第２電流経路」と称する。）で流れる。

上記第１状態において、第１電流経路を流れる電流により、インダクタＬ３５に磁気エネルギーが蓄積される。また、第２電流経路は、前回のスイッチ素子ＳＷ１のオフ時にコンデンサＣ３に蓄積された電荷を放電する放電路に相当する。そして、コンデンサＣ３から第２電流経路を介して放電されることにより、インダクタＬ３６に磁気エネルギーが蓄積される。コンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３は、スイッチ素子ＳＷ１のオフ期間中に、インダクタＬ３５に蓄積されていた磁気エネルギーがダイオードＤ３７を介してコンデンサＣ３へ放出されることにより、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりも高い電圧まで昇圧されている。従って、ダイオードＤ１は、非導通状態となり、整流平滑回路１１から電圧変換回路６Ａに流入する電流は遮断されている。

一方、図１５Ｂに示されるように、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合、インダクタＬ３５に蓄積されたエネルギーの放出経路として、インダクタＬ３５から、ダイオードＤ３７、コンデンサＣ３を経由して、整流平滑回路１１の低電位側の出力端、交流電源２、整流平滑回路１１の高電位側の出力端、ダイオードＤ２に至る経路（以下、「第３電流経路」と称する。）で電流が流れる。ここで、第３電流経路に電流を流すための電圧源は、インダクタＬ３５である。同時に、インダクタＬ３６の一端から流出した電流は、ダイオードＤ３７、負荷４を経由してインダクタＬ３６の他端に至る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）を流れる。ここで、インダクタＬ３５に蓄積された磁気エネルギーを放出する際、第３電流経路を流れる電流によりコンデンサＣ３が充電される。また、コンデンサＣ３の両端間には、ダイオードＤ２のカソード電圧（ＶＣ１−ＶＤ２）よりもインダクタＬ３５の両端間に生じる電圧（ＶＣ３−ＶＣ１）だけ、すなわち、インダクタＬ３５に蓄積されたエネルギーによる昇圧分だけ高い電圧が生じる。これにより、コンデンサＣ３の両端間の電圧は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりも高い電圧ＶＣ３まで昇圧されることになる。また、第４電流経路は、インダクタＬ３６に蓄積されたエネルギーを負荷４に放出するエネルギー放出路に相当する。第４電流経路に電流が流れることにより、インダクタＬ３６に蓄積された磁気エネルギーが負荷４に放出される。

その後、インダクタＬ３５に蓄積された磁気エネルギーの放出が完了すると、第３電流経路を流れる電流が遮断され、インダクタＬ３６に蓄積された磁気エネルギーの放出が完了するまでの間、第４電流経路に電流が流れ続ける。また、インダクタＬ３６のエネルギー放出後は、コンデンサＣ７に蓄積された電荷が負荷４へ放出され続ける。以後、駆動回路６は、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作に応じて、上述動作を繰り返す。

以上のように、本実施の形態に係る駆動回路６では、スイッチ素子ＳＷ１がオンしている期間は、第２電流経路を通じて負荷４に電流が流れる。一方、スイッチ素子ＳＷ１がオフしている期間は、インダクタＬ３６から第４電流経路を通じて負荷４に電流が流れる。つまり、駆動回路６は、昇圧回路でありながらも、スイッチ素子ＳＷ１のオン期間のみならず、スイッチ素子ＳＷ１のオフ期間においてもコンデンサＣ７からの放電以外の電流経路で負荷４に電流が供給される。更に、スイッチ素子ＳＷ１がオフする度に第３電流経路を通じてコンデンサＣ３が随時充電される。これにより、コンデンサＣ３の両端間の電圧変動を少なくすることができるので、コンデンサＣ３から第２電流経路を通じて負荷４に流れる電流の変動が抑制される。このようにして、駆動回路６では、負荷４に流れる電流変動が少ない状態で運転できる。

図１６は、スイッチ素子をオンオフした場合の、実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。具体的には、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作を図１６の（ａ）に示し、インダクタＬ３５に流れる電流ＩＬ３５の時間応答波形を図１６の（ｂ）に示し、インダクタＬ３５の両端間に生じる電圧ＶＬ３５の時間応答波形を図１６の（ｃ）に示し、ダイオードＤ２のカソードの電圧ＶＤ１２の時間応答波形を図１６の（ｄ）に示し、ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２の時間応答波形を図１６の（ｅ）に示す。なお、図１６の（ｃ）において、インダクタＬ３５の両端間に生じる電圧ＶＬ３５は、ダイオードＤ２を介して整流平滑回路１１の高電位側の出力端に接続される一端が他端に比べて大きい場合を正としている。

まず、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態となると、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からインダクタＬ３５、スイッチ素子ＳＷ１を経由する第１電流経路を辿る電流が流れ始める。そして、スイッチ素子ＳＷ１のオン期間中、インダクタＬ３５を流れる電流ＩＬ３５が漸増していく（図１６の（ｂ））。このとき、インダクタＬ３５の両端間の電圧は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりも、ダイオードＤ２のオン電圧ＶＤ２とスイッチ素子ＳＷ１のオン電圧と抵抗素子Ｒ２２での電圧降下分との和に相当する電圧Ｖαだけ小さい電圧で維持される（図１６の（ｃ））。また、ダイオードＤ２のカソードの電圧ＶＤ１２は、電圧ＶＬ３５と電圧Ｖαとの和に相当する電圧、即ち、（ＶＣ１−ＶＤ２）で維持される（図１６の（ｄ））。この間、ダイオードＤ２には電流が流れ続ける（図１６の（ｅ））。

次に、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態となると、インダクタＬ３５に蓄積されていた磁気エネルギーの放出に伴い、インダクタＬ３５、ダイオードＤ３７、コンデンサＣ３を経由する第３電流経路を流れる電流ＩＬ３５が減少していく（図１６の（ｂ））。このとき、インダクタＬ３５の両端間には、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３よりも整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１だけ低い電圧（ＶＣ３−ＶＣ１）が生じる（図１６の（ｃ））。また、電圧ＶＤ１２は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１よりも電圧ＶＤ２だけ低い電圧（ＶＣ１−ＶＤ２）で一定に維持される。そして、整流平滑回路１１の高電位側の出力端からダイオードＤ２、インダクタＬ３５、ダイオードＤ３７、コンデンサＣ３の順に経由する第３電流経路を電流が流れ続ける（図１６の（ｅ））。

続いて、インダクタＬ３５に蓄積された磁気エネルギーの放出が完了したとき、第３電流経路を流れる電流が遮断される。このとき、インダクタＬ３６に蓄積された磁気エネルギーの放出に伴い、インダクタＬ３６からダイオードＤ３７、負荷４を経由してインダクタＬ３６に戻る第４電流経路を電流が流れ続ける。このとき、ダイオードＤ２のカソードの電圧Ｖ１２が、コンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３に略等しい電圧で維持される（図１６の（ｄ））。また、電流ＩＤ２は遮断される（図１６の（ｅ））。

そして、スイッチ素子ＳＷ１が再びオン状態となると、コンデンサＣ３からインダクタＬ３６、スイッチ素子ＳＷ１を経由する第２電流経路で電流が流れ始める。以後、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作に応じて、図１６を用いて説明した前述の現象が繰り返される。

また、前述のように、スイッチ素子ＳＷ１のオンオフ動作の一周期（以下、「一動作周期」と称する。）において、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路６Ａに電流が流入する期間（以下、「電流流入期間」と称する。）は、ダイオードＤ２に電流が流れている期間に相当する。そして、この電流流入期間は、スイッチ素子ＳＷ１のオン期間と、スイッチ素子ＳＷ１がオフしてからインダクタＬ３５に蓄積された磁気エネルギーの放出が完了するまでの期間との和に相当する（図１６参照）。この電流流入期間は、発振制御部１２の制御を定ピーク電流制御にしている場合は、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１の大きさによって変化する。

次に、入力交流電力の周期単位で、電圧変換回路６Ａの各部における電圧及び電流の波形を説明する。

図１７Ａは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図１７Ｂは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が３０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図であり、図１７Ｃは、リーディングエッジ方式におけるＯＮ位相角が７０％の場合の実施の形態３に係る電圧変換回路の各部における電流及び電圧の波形図である。

まず、交流電源２から調光器３への入力電圧の波形は、正弦波形状を有する。そして、調光器３から整流平滑回路１１への入力電圧の波形は、リーディングエッジを有する正弦波形状となる。そして、整流平滑回路１１のダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢの波形は、ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％の場合において、それぞれ、図１７Ａの（ａ）、図１７Ｂの（ａ）及び図１７Ｃの（ａ）に示される波形となる。

次に、調光信号検知回路１４により、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧及び平滑化された調光信号電圧ＶＰＷＭが、ＩＣ１の調光信号入力端子ＰＷＭに入力される。調光信号電圧ＶＰＷＭの波形は、ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％の場合において、それぞれ、図１７Ａの（ｂ）、図１７Ｂの（ｂ）及び図１７Ｃの（ｂ）に示される波形となる。調光信号電圧ＶＰＷＭは、ダイオードブリッジの出力電圧ＶＤＢに対して平滑化されており、ＯＮ位相角が大きくなるにつれて小さくなっている。

次に、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３は、図１７Ａの（ｃ）、図１７Ｂの（ｃ）及び図１７Ｃの（ｃ）に示されるように、脈流状の時間波形を有しているが、所定の電圧値（例えば１００Ｖ）以上を維持している。これにより、電圧Ｖ３を入力する電源制御回路１５は、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣに対して、安定した電圧を供給できる。

ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２は、図１７Ａの（ｄ）、図１７Ｂの（ｄ）及び図１７Ｃの（ｄ）に示される波形となる。ＯＮ位相角が０％、３０％及び７０％のいずれの場合においても、電流ＩＤ２が流れている期間が、交流入力電圧Ｖｓの各半周期において、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も継続している。このことから、当該期間において、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れていることが解る。これにより、入力電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後、交流電源２から整流平滑回路１１に電流が流れる期間が存在しない従来の構成に比べて、力率の向上を図ることができる。また、整流平滑回路１１の出力電圧ＶＣ１の瞬時値が大きいほど、ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２は増加する。実際、比較例に係る直流電源回路では、力率が０．５０〜０．６１程度であるのに対して、本実施の形態に係る駆動回路６では、交流電源２から駆動回路６への入力電力が３．４７Ｗの場合、力率を０．８６程度にまで簡単に特殊な制御をすることなく向上させることができる。

図１７Ａの（ｅ）、図１７Ｂの（ｅ）及び図１７Ｃの（ｅ）では、負荷４に流れる電流Ｉ４の波形が示されている。各図より、調光度に応じた電流Ｉ４が流れていることが解る。

なお、図示していないが、電源制御回路１５は、ＩＣ１の電源端子ＶＣＣに供給する電圧を、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を基準にして生成しているので、安定した電圧ＶＣＣが得られている。よって、電圧変換回路６ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。

図１８は、実施の形態３に係る駆動回路が生成するＬＥＤ電流及び調光信号電圧とリーディングエッジ方式のＯＮ位相角との関係を表すグラフである。同図より、調光信号電圧はＯＮ位相角が大きくなるほど滑らかに減少しており、ＯＮ位相角が６０度以上において、負荷４であるＬＥＤの電流Ｉ４も滑らかに減少している。なお、トレーリングエッジ方式においても、上記リーディングエッジ方式と同様の効果が奏される。

従来では、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧を、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードから確保する。この場合には、整流平滑回路１１の出力端またはダイオードＤ２のカソードの電位は、調光度により極端に低くなる、また、強い時間依存性を有するため、当該電源電圧が変動して安定したスイッチ動作が確保できない。よって、高輝度域及び低輝度域において輝度の急激な変化やちらつきが発生することが懸念される。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路５では、上記電源電圧を電圧変換回路６ＡのコンデンサＣ３から確保するので、特に、低輝度域において、図１８に示されるような良好な特性を得ることが可能となる。さらに、従来では、調光器３がＯＦＦ期間の時には、調光器３の漏れ電流が流れるが、ランプ（負荷）への入力電流がなくなっているので調光器３の出力電圧が、例えば、５０Ｖを超えた高い電圧となる場合がある。この電圧により、調光器３の制御回路が誤動作し、ランプのちらつきが発生したりしていた。これに対して、本実施の形態に係る駆動回路６によれば、ランプへの入力電流がほぼ全期間流れるので、調光器３の出力端電圧を、ＯＦＦ期間であっても５０Ｖ以下の低い電圧に維持することができる。これにより、調光器３の誤動作もなくなりランプのちらつきもなくなり、スムーズな調光特性を得ることができる。

さらに、上記実施の形態１〜３では、電源電圧を昇圧して電解コンデンサへ安定電圧を確保しつつ、負荷へエネルギーを供給しているので、調光してもＬＥＤに電流を流し続けやすく、また、安定して制御が可能になる。また、電解コンデンサの電圧を高くできるので、小形・小さい静電容量のものでよく、回路とランプとを小形にできる。

実施の形態３に係る駆動回路６の動作をまとめると、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態（第１状態）の場合に、コンデンサＣ３が放電するとともに、コンデンサＣ１からダイオードＤ２を介してインダクタＬ３５に電流が引き込まれてインダクタＬ３５に磁気エネルギーが蓄積される。一方、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態（第２状態）の場合に、インダクタＬ３５に蓄積された磁気エネルギーをコンデンサＣ３に放出するとともに、インダクタＬ３５から放出されたエネルギーを補うようにコンデンサＣ１からダイオードＤ２を介してインダクタＬ３５に電流が引き込まれる。駆動回路６は、第１状態における動作と第２状態における動作とを交互に繰り返す。

以上より、本実施の形態に係る駆動回路６によれば、交流電源２から整流平滑回路１１を介して電圧変換回路６Ａに電流が流入する期間を長くすることができる。また、電圧変換回路６ＡのコンデンサＣ３から、スイッチ素子ＳＷ１を駆動するための電源電圧ＶＣＣを安定して確保できる。よって、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能となる。なお、ダイオードＤ１は、初期回路立ち上がりのスピードアップ用であって、なくてもよい。また、ダイオードＤ１にツェナ特性を持たせれば、負荷４がオープンである場合にコンデンサＣ３が電圧上昇し過ぎるのを抑制して回路を保護することが可能である。

（実施の形態４）
本実施の形態に係る照明用光源は、実施の形態１〜３のいずれかに係る駆動回路と、ＬＥＤモジュールとを備える。以下、本実施の形態に係る照明用光源について、図面を参照しながら説明する。

図１９は、本実施の形態に係る照明用光源３１０の概観図であり、図２０は、図１９における中心軸Ａ−Ａ’を含む面で切断して得られる断面図である。

照明用光源３１０は、全方向配光の電球形ＬＥＤランプであって、グローブ３０１と、口金３０２と、グローブ３０１と口金３０２との間に配置される外部ケース３０３とによってランプ外囲器が構成されている。

グローブ３０１は、ＬＥＤモジュール３０４から放出される光をランプ外部に放射するための球状の透光性カバーである。ＬＥＤモジュール３０４は、このグローブ３０１によって覆われている。また、グローブ３０１は、ＬＥＤモジュール３０４から放出される光を拡散させるために、すりガラス処理等の光拡散処理が施されている。なお、グローブ３０１の形状は球状のものに限らず、半球、回転楕円体又は偏球体であっても構わない。また、本実施の形態において、グローブ３０１の材質はガラス材としたが、グローブ３０１の材質はガラス材に限らず、合成樹脂等でグローブ３０１を成型しても構わない。

口金３０２は、二接点によって調光信号を受電するための受電部である。口金３０２で受電された調光信号はリード線（不図示）を介して回路基板３７２の電力入力部に入力される。

図２０に示すように、本実施の形態に係る照明用光源３１０は、さらに、ＬＥＤモジュール３０４と、光源取り付け部材３０５と、駆動回路３０７とを備える。

ＬＥＤモジュール３０４は、半導体発光素子からなる光源の一例であって、所定の光を放出するＬＥＤからなる発光モジュール（発光ユニット）である。

光源取り付け部材３０５は、ＬＥＤモジュール３０４を配置するための金属基板からなるホルダ（モジュールプレート）であり、アルミダイキャストによって円盤状に成型されている。

駆動回路３０７は、実施の形態１に係る駆動回路１、実施の形態２に係る駆動回路５、及び実施の形態３に係る駆動回路６のいずれかであり、ＬＥＤモジュール３０４を発光させるための回路（電源回路）を構成する回路素子群３７１と、回路素子群３７１の各回路素子が実装される回路基板３７２とを有する。

回路素子群３７１は、口金３０２で受電された調光信号から、光源（ＬＥＤモジュール３０４）を発光させるための電力を生成するための複数の回路素子で構成されており、口金３０２で受電された調光信号を、調光度に応じてリニアに応答する制御信号に変換し、この制御信号が示す電圧に応じた電流をＬＥＤモジュール３０４に供給する。この回路素子群３７１には、電解コンデンサ（縦型コンデンサ）である第１容量素子３７１ａと、セラミックコンデンサ（横型コンデンサ）である第２容量素子３７１ｂと、抵抗素子３７１ｃと、コイルからなる電圧変換素子３７１ｄと、ＩＰＤ（インテリジェントパワーデバイス）の集積回路である半導体素子３７１ｅとが含まれる。

回路基板３７２は、円盤状のプリント基板であり、一方の面に回路素子群３７１が実装されている。なお、回路基板３７２には、切欠部が設けられている。この切欠部は、ＬＥＤモジュール３０４に電流を供給するためのリード配線を、回路素子群３７１が実装された面側から反対側の面に渡すための通路を構成する。

以上のように構成された本実施の形態に係る照明用光源３１０は、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能である。

（実施の形態５）
本実施の形態に係る照明装置は、実施の形態４に係る照明用光源３１０と、交流電源を用いて調光信号を生成する調光器とを備える。以下、本実施の形態に係る照明装置について、図面を参照しながら説明する。

図２１は、実施の形態５に係る照明装置の概略断面図である。

本実施の形態に係る照明装置４００は、例えば、室内の天井５００に装着されて使用される。この照明装置４００は、照明用光源４１０と点灯器具４２０とリモコン４３０とを備える。照明用光源４１０は、上記の実施の形態４に係る照明用光源３１０である。リモコン４３０は、ユーザによる調光度を指示する操作を受け付け、受け付けた調光度を示す信号を点灯器具４２０へ送信する。

点灯器具４２０は、照明用光源４１０を消灯及び点灯させるものであり、点灯させる際には調光度に応じた輝度で点灯させる。この点灯器具４２０は、天井５００に取り付けられる器具本体４２１と、照明用光源４１０を覆うランプカバー４２２とを備える。

器具本体４２１は、調光器４２１ａと、照明用光源４１０の口金４１１が螺着されるソケット４２１ｂを有し、当該ソケット４２１ｂを介して照明用光源４１０に調光信号を給電する。

調光器４２１ａは、例えば、図１の調光器３であり、リモコン４３０から送信された調光度を示す信号を受信し、交流電源から入力された交流信号を、受信した調光度に対応する調光信号に変換する、位相制御式の調光器である。

以上のように構成された本実施の形態に係る照明装置４００は、ユーザが指示する調光度に対して、明るさが突然変わることがない。つまり、力率を向上させつつ調光時の急激な輝度変化を抑制することが可能である。

以上、本発明に係る駆動回路、照明用光源及び照明装置について、実施の形態及びその変形例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態及び変形例に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態及び変形例に施したものや、異なる実施の形態及び変形例における構成要素を任意に組み合わせて構築される形態も、本発明の一つまたは複数の態様の範囲内に含まれる。

例えば、上記説明では、調光器は、ユーザが指示する調光度に応じてＯＮ位相角を変化させるとしたが、調光器がＯＮ位相角を変化させる方法はこれに限らない。例えば、調光器は光センサを有し、この光センサが受光した光量に応じてＯＮ位相角を変化させてもよい。

また、上記説明では、照明用光源が電球形ＬＥＤランプである場合を例に説明を行ったが、本発明は、他の形状の照明用光源にも適用できる。例えば、本発明を直管形ＬＥＤランプに適用してもよい。

また、上記説明では、照明装置が照明用光源と調光器とを備える場合を例に説明を行ったが、照明装置は、駆動回路とＬＥＤモジュールとを備える構成であればよく、グローブや外部ケースといった筐体を備えなくてもよい。

また、上述の照明装置４００は、一例であり、交流信号を調光信号に変換する調光器４２１ａと、照明用光源４１０の口金４１１を螺着するためのソケット４２１ｂとを備える照明装置であれば構わない。また、図２１に示す照明装置４００は、１つの照明用光源を備えるが、複数、例えば、２個以上の照明用光源を備えても構わない。

また、上記回路図に示す回路構成は、一例であり、本発明は上記回路構成に限定されない。つまり、上記回路構成と同様に、本発明の特徴的な機能を実現できる回路も本発明に含まれる。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列又は並列に、トランジスタ、抵抗素子、又は容量素子等の素子を接続したものも本発明に含まれる。言い換えると、上記実施の形態における「接続される」とは、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合も含む。

また、上記説明では、調光信号を整流する整流回路として全波整流回路であるダイオードブリッジを備えたが、整流回路の構成はこれに限らず、例えば半波整流回路であっても構わない。

また、上記実施の形態１〜３に係る駆動回路は、ハーフブリッジインバータなどを用いてＬＥＤを点灯させる回路として、また、交流電流で点灯するＬＥＤを点灯させる回路としても適用可能である。

１、５、６、３０７ 駆動回路
１Ａ、５Ａ、６Ａ 電圧変換回路
２ 交流電源
３ 調光器
４ 負荷
１１ 整流平滑回路
１２ 発振制御部
１３、５３、６３ 昇降圧部
１４ 調光信号検知回路
１５ 電源制御回路
３０１ グローブ
３０２、４１１ 口金
３０３ 外部ケース
３０４ ＬＥＤモジュール
３０５ 光源取り付け部材
３１０、４１０ 照明用光源
３７１ 回路素子群
３７１ａ 第１容量素子
３７１ｂ 第２容量素子
３７１ｃ 抵抗素子
３７１ｄ 電圧変換素子
３７１ｅ 半導体素子
３７２ 回路基板
４００ 照明装置
４２０ 点灯器具
４２１ 器具本体
４２１ａ 調光器
４２１ｂ ソケット
４３０ リモコン
５００ 天井
Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ７、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３６ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ３５、Ｄ３７ ダイオード
Ｉ４、ＩＤ１、ＩＤ２、ＩＬ３１、ＩＬ３３、ＩＬ３５ 電流
Ｌ６、Ｌ３１、Ｌ３２、Ｌ３３、Ｌ３４、Ｌ３５、Ｌ３６ インダクタ
Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ５１、Ｒ５２ 抵抗素子
ＳＷ１ スイッチ素子
Ｖ４、Ｖ１３、ＶＣ１、ＶＣ３、ＶＤ１、ＶＤ２、ＶＤ１２、Ｖ３５、ＶＤＢ 電圧
Ｚ５ ツェナダイオード

Claims (10)

1. 調光度に応じて位相制御された交流調光信号を直流信号に変換し、当該直流信号を用いて発光素子を発光させる駆動回路であって、
   前記交流調光信号を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力両端間に接続され、前記整流回路からの入力電圧を変換して前記発光素子に直流電圧を印加する電圧変換回路とを備え、
   前記電圧変換回路は、
   一端が前記整流回路の低電位側の出力端に接続されたスイッチ素子と、
   アノードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続された第１ダイオードと、
   一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され、他端が前記スイッチ素子の他端に接続された第１インダクタと、
   前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御端子に供給されるパルス信号を制御する発振制御部と、
   前記スイッチ素子がオフ状態の場合に前記第１インダクタの磁気エネルギーが転送されることにより充電され、前記スイッチ素子がオン状態の場合に前記発光素子に向けて放電する第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサの高電位側端子の電圧に対応した電圧を、前記発振制御部を駆動するための電源電圧として、前記発振制御部に供給する電源制御回路とを備え、
   前記スイッチ素子がオン状態の場合に、前記第１コンデンサが放電するとともに、前記整流回路から前記第１ダイオードを介して前記第１インダクタに電流が引き込まれて前記第１インダクタに磁気エネルギーが蓄積される第１状態と、
   前記スイッチ素子がオフ状態の場合に、前記第１インダクタに蓄積された磁気エネルギーを前記第１コンデンサに放出するとともに、前記第１インダクタから放出されたエネルギーを補うように前記整流回路から前記第１ダイオードを介して前記第１インダクタに電流が引き込まれる第２状態とを交互に繰り返す
   駆動回路。
2. さらに、
   一端が、前記第１インダクタの前記一端に接続され、他端が前記発光素子のカソードに接続された第２インダクタと、
   アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードとを備え、
   前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記発光素子のアノードと前記電源制御回路の入力端子とに接続され、
   前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された
   請求項１に記載の駆動回路。
3. さらに、
   前記第１ダイオードのカソードと前記第１インダクタの前記一端との間に直列挿入された第２コンデンサと、
   アノードが、前記第１ダイオードと前記第２コンデンサとの接続点に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードと、
   一端が、前記第１インダクタの前記他端に接続され、他端が前記第２ダイオードのカソードに接続された第２インダクタと、
   アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記発光素子のアノードに接続された第３ダイオードとを備え、
   前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記電源制御回路の入力端子に接続され、
   前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された
   請求項１に記載の駆動回路。
4. さらに、
   一端が、前記第１インダクタの前記他端に接続され、他端が前記発光素子のカソードに接続された第２インダクタと、
   アノードが、前記第１ダイオードのカソードに接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第２ダイオードと、
   アノードが、前記第１インダクタの前記他端に接続され、カソードが、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続された第３ダイオードとを備え、
   前記第１コンデンサの高電位側端子は、前記発光素子のアノードと前記電源制御回路の入力端子とに接続され、
   前記第１コンデンサの低電位側端子は、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された
   請求項１に記載の駆動回路。
5. 前記電源制御回路は、
   一端が、前記第１コンデンサの高電位側端子に接続され、他端が前記発振制御部の電源端子に接続された第１抵抗素子と、
   アノードが前記整流回路の低電位側の出力端に接続され、カソードが前記電源端子に接続されたツェナダイオードとを備える
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の駆動回路。
6. 前記電源制御回路は、さらに、
   一端が、前記整流回路の高電位側の出力端に接続され、他端が前記電源端子に接続された第２抵抗素子を備える
   請求項５に記載の駆動回路。
7. さらに、
   前記交流調光信号が前記整流回路で整流された電圧に対応した電圧である調光信号電圧を、前記発振制御部に供給する調光信号検知回路を備え、
   前記発振制御部は、前記調光信号電圧に基づいて前記パルス信号を制御する
   請求項１〜６のいずれか１項に記載の駆動回路。
8. 前記調光信号検知回路は、
   一端が、前記整流回路の高電位側の出力端に接続され、他端が前記発振制御部の調光信号電圧入力端子に接続された第３抵抗素子と、
   一端が、前記調光信号電圧入力端子に接続され、他端が、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された第４抵抗素子と、
   一端が、前記調光信号電圧入力端子に接続され、他端が、前記整流回路の低電位側の出力端に接続された第３コンデンサとを備える
   請求項７に記載の駆動回路。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の駆動回路と、
   前記発光素子とを備える
   照明用光源。
10. 請求項９に記載の照明用光源と、
    交流電源を用いて前記交流調光信号を生成する調光器とを備える
    照明装置。

Images