JPWO2014091693A1 - 信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器 - Google Patents

Abstract

数値制御発振器の波形変換部（４２）は、コサイン波及びサイン波信号発生用のパラメータが格納されたコサインテーブル（１０１）及びサインテーブル（１０２）と、入力位相信号の位相に応じて補正値を生成する補正機構（５０）と、コサインテーブル（１０１）のパラメータと補正値とからコサイン波信号を生成する加算器（１１１）と、サインテーブル（１０２）のパラメータと補正値からサイン波信号を生成する加算器（１１２）とを有する。補正機構（５０）は、一の放物線データであって、各テーブル（１０１）、（１０２）のパラメーラの位相間隔より更に細かい位相間隔の波形データを使用し、直線補間で求めるコサイン波及びサイン波信号を補正する補正値を生成する。

Description

本発明は、信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器に関し、特に、波形テーブルを用いて信号生成する信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器に関する。

従来、無線信号処理では、中間周波数信号（ＩＦ信号）に対して直交復調処理することによりベースバンド信号を生成したり、ベースバンド信号に対して直交変調処理することにより中間周波数信号（ＩＦ信号）を生成したりする処理が行われている（図１参照）。従来、この直交復調処理及び直交変調処理は、アナログ回路により処理されていたが、近年、ＬＳＩの高速化等に伴い、ディジタル回路を用いて直交復調処理及び直交変調処理を行うケースが増えている。

直交復調処理では、図２に示すように、中間周波数信号に対して、コサイン波信号を掛けることで、ベースバンド信号のＩ成分を生成し、サイン波信号を掛けることで、ベースバンド信号のＱ成分を生成する。また、直交変調処理では、図３に示すように、ベースバンド信号のＩ成分にコサイン波信号を、Ｑ成分にサイン波信号を掛け、その２つの信号を加算することで、中間周波数信号を生成する。

ディジタル回路で、これらの直交復調処理及び直交変調処理を行うためには、コサイン波信号及びサイン波信号を同時に生成する数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillators）が必要になる。

通常、数値制御発振器は、位相生成部と波形変換部とからなる（図４参照）。位相生成部は、波形変換部が生成すべきサイン波及びコサイン波の時間変動する位相を生成する。波形変換部は、位相生成部から入力された位相を、対応するサイン値及びコサイン値に変換し、それぞれサイン波信号（ｓｉｎ（ｗｔ））及びコサイン波信号（ｃｏｓ（ｗｔ））として出力する。このような数値制御発振器では、波形変換部の回路規模が大きな割合を示すため、回路規模の省面積化のためにその構成が重要となる。

従来の波形変換部の実装には、主に以下の４種類の方法が用いられている。
１．波形テーブル方式（例えば、特許文献１、２及び３等）
ＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された波形テーブルを引くことによって、サイン値及びコサイン値を算出する方法である。特徴としては、高速処理が可能となる点があげられる。
２．直線補間方式（例えば、特許文献１等）
上述の波形テーブルに対し、直線補間を付加する方法である。波形テーブル方式よりＲＯＭテーブルを小さくすることが可能である。図１４は、直線補間方式を適用した従来の数値制御発振器の波形変換部を示す図である。図１４に示すように、従来の波形変換部１３４２は、コサインテーブル１３０１、サインテーブル１３０２、除算器１３０３、１３０４、乗算器１３０５、１３０６、及び加算器１３０７、１３０８を有する。コサインテーブル１３０１及びサインテーブル１３０２には、所定位相間隔でコサイン波信号、サイン波信号を生成するためのパラメータが格納されており、この位相間隔より細かい位相間隔における信号は直線補間して求めるものである。
３．ＣＯＲＤＩＣ方式（例えば、特許文献４等）
直交座標系の差分テーブルを用いて、目的とする角度に徐々に近づけることにより、座標を求める方法である。特徴としては、誤差が小さいことが挙げられる。
４．マクローリン展開方式
三角関数をマクローリン展開した高次式を使用して、コサイン波及びサイン波を直接求める方法である。

特開２０００−２５２７５０号公報 特開２０１１−１９３３０４号公報 特許２９９８６８４号公報 特開２００４−１５３３７６号公報

しかしながら、波形テーブル方式においては、ポイント数が増えると波形テーブルが大きくなり、回路規模が増大するという問題点がある。また、波形テーブルの削減のために、３６０度（２πラジアン）位相区間を８個に分割して、入力位相及び出力データを変換することでテーブルを圧縮する方法が提案されている。ただし、この方法であっても、精度を高くしようとすると、波形テーブルがかなり大きくなってしまうという問題点がある。

また、ＣＯＲＤＩＣ方式においては、繰り返し演算が必要となるため、処理時間が大きくなる。同様に、マクローリン展開方式においても、精度を高くするだめには、高次の乗算を行う必要があるため、処理時間及び回路規模が大きくなってしまう。このように、ＣＯＥＤＩＣ方式及びマクローリン展開方式は、処理時間が増大するという問題点があり、あまり採用されていない。

一方、直線補間方式においては、直線補間を付加するために乗算器が必要となることや、補間の間隔が広くなると誤差が大きくなる点を勘案しても、処理速度及び回路規模の点では比較的バランスがとれた方法である。そのため、直線補間方式は、従来からよく用いられている。ただし、この直線補間方式には、誤差が大きいという問題点がある。この問題点を改善するべく、２次補間やスプライン補間等の高次の補間方法を使用することが考えられる。ただし、これらの高次補間方法を単純に適用する場合、ビット幅が大きい乗算器が必要となるため、回路規模が増大するという問題点がある。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、誤差を小さくしつつ回路規模の拡大を抑制することができる信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器を提供することを目的とする。

本発明に係る信号生成装置は、第１の周波数信号発生用のパラメータが格納された第１のパラメータテーブルと、前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号発生用のパラメータが格納された第２のパラメータテーブルと、第１の位相間隔で生成された位相信号が入力され、前記第１及び第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成部と、前記位相信号、前記第１のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成部が生成した前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成部と、前記位相信号、前記第２のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成部が生成した前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成部と有するものである。

本発明に係る信号生成方法は、第１の周波数信号及び前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号を発生する信号生成方法であって、第１の位相間隔で生成された位相信号を入力し、前記第１及び前記第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成工程と、前記位相信号、前記第１の周波数信号発生用のパラメータ、及び前記補正値生成工程にて生成された前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成工程と、前記位相信号、前記第２の周波数信号発生用のパラメータ、及び前記補正値生成工程にて生成された前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成工程とを有し、前記補正値生成工程では、一の放物線波形データを使用して前記第１及び第２の補正値を生成するものである。

本発明に係る数値制御発振器は、第１の位相間隔の位相信号を生成する位相信号生成部と、前記位相信号に基づき第１の周波数信号、及び前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号を生成する信号生成部とを備え、前記信号生成部は、前記第１の周波数信号発生用のパラメータが格納された第１のパラメータテーブルと、前記第２の周波数信号発生用のパラメータが格納された第２のパラメータテーブルと、前記位相信号生成部で生成された位相信号が入力され、前記第１及び第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成部と、前記位相信号、前記第１のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成部が生成した前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成部と、前記位相信号、前記第２のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成部が生成した前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成部と有するものである。

本発明によれば、誤差を小さくしつつ回路規模を抑制した信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器を提供することができる。

一般的な無線信号処理部の一例を示す図である。 直交復調処理部の一例を示す図である。 直交変調処理部の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる数値制御発振器を示す図である。 本発明の実施の形態１にかかる位相生成部を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１にかかる数値制御発振器における波形変換部を示す図である。 波形変換部で生成されるコサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）及びサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）を示す図である。 ベース値、ピーク値及び傾き値を説明するための図である。 位相変換回路の入力位相信号ｐ２と出力位相信号ｐ２２との関係を示すグラフ図である。 放物線波形を示すグラフ図である。 本発明の実施の形態２にかかる数値制御発振器における波形変換部の一具体例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２にかかる波形変換コア部を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２にかかる位相変換回路を示す図である。 従来の直線補間方式を適用した数値制御発振器の波形変換部を示す図である。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。上述したように、数値演算発振器において、従来の構成では、処理速度が遅い、回路規模が大きい及び演算誤差が大きい等の欠点があった。これに対し、本発明の実施の形態にかかる数値制御発振器においては、従来の直線補間方式の数値演算発振器に対し、共通の放物線テーブルを利用し補正を加えることにより、演算誤差を削減するものである。

本実施の形態にかかる数値演算発振器は、ディジタル回路を用いて直交復調処理及び直交変調処理を行う無線信号処理部（無線信号処理回路）等に用いられるものである。ここでは先ず、本実施の形態１にかかる数値演算発振器に先立ち、無線信号処理部、直交復調処理部、及び直交復調処理部の一例について説明しておく。

図１は、一般的な無線信号処理部の一例を示す図である。図１に示すように、無線信号処理部１は、直交復調処理部１１及び直交変調処理部１２を有する。直交復調処理部１１は、中間周波数信号が入力され、ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分を出力する。直交変調処理部１２は、反対に、ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分が入力され、これを中間周波数信号として出力する。

図２及び図３は、直交復調処理部１１及び直交変調処理部１２の一例を示す図である。図２に示すように、直交復調処理部１１は、乗算器２０２、２０３、フィルタ２０４、２０５、及び数値制御発振器４０を有している。入力される中間周波数信号は、それぞれの乗算器２０２、２０３に入力される。乗算器２０２は、数値制御発振器４０から入力されるコサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）と中間周波数信号とを乗算し、フィルタ２０４がこの乗算結果をベースバンド信号のＩ成分として出力する。一方、乗算器２０３は、数値制御発振器４０から入力されるサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）と中間周波数信号とを乗算し、フィルタ２０５がこの乗算結果をベースバンド信号のＱ成分として出力する。

図３に示すように、直交変調処理部１２は、乗算器３０２、３０３、加算器３０４、及び数値制御発振器４０を有する。この直交変調処理部１２においては、ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分がそれぞれ乗算器３０２、３０２に入力される。乗算器３０２は、数値制御発振器４０から入力されるコサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）とベースバンド信号のＩ成分とを乗算して出力する。乗算器３０２は、数値制御発振器４０から入力されるコサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）とベースバンド信号のＱＩ成分とを乗算して出力する。加算器３０４は、２つの乗算器乗算器３０２、３０３の乗算結果を加算し、中間周波数信号として出力する。

図４は、本発明の実施の形態１にかかる数値制御発振器を示す図である。図４に示すように、数値制御発振器４０は、位相生成部４１及び信号生成装置としての波形変換部４２からなり、この点は従来と同様である。位相生成部４１は、波形変換部４２が生成すべきサイン波及びコサイン波の時間変動する位相を生成し、位相信号として波形変換部４２に出力する。波形変換部４２は、位相生成部４１から入力される位相を、対応するサイン値及びコサイン値に変換し、それぞれサイン波信号（ｓｉｎ（ｗｔ））及びコサイン波信号（ｃｏｓ（ｗｔ））として出力する。

図５は、本実施の形態にかかる位相生成部を示すブロック図である。図５に示すように、位相生成部４１は、位相レジスタ９０１、位相回転速度レジスタ９０２及び加算器９０３を有する。この位相生成部４１においては、位相レジスタ９０１に現在の位相値（ＤＩＦ）が格納されており、位相回転速度レジスタ９０２に格納された位相回転速度値と現在の位相値とを加算器９０３が格納し、次のサイクルで位相レジスタ９０１に格納する。位相レジスタ９０１は、各タイミングで順次位相回転速度値分が加算された位相値の位相信号（ＡＮＧＬＥ）を出力する。位相レジスタ９０１は、３６０度（２πラジアン）で０度（０ラジアン）に巡回するようなビット幅のレジスタとなっており、例えば１６ビット（[１５：０]）とすることができる。

［実施の形態１：波形変換部の構成]
図６は、本発明の実施の形態１にかかる数値制御発振器における波形変換部を示す図である。図６に示すように、本実施の形態にかかる数値制御発振器４０における波形変換部４２は、第１の周波数信号としてのコサイン波信号を発生するためのパラメータが格納された第１のパラメータテーブルとしてのコサインテーブル１０１と、コサイン波信号とは位相が異なる第２の周波数信号、すなわちサイン波信号を発生するためのパラメータが格納された第２のパラメータテーブルとしてのサインテーブル１０２とを有する。また、第１の位相間隔で生成された位相信号が入力され、サイン波及びコサイン波信号を、この位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成部としての補正機構５０を有する。さらに、位相信号、コサインテーブル１０１のパラメータ、及び補正機構５０が生成した第１の補正値に基づき、第１の位相間隔のコサイン波信号を生成する第１の信号生成部としての加算器１１１と、位相信号、サインテーブル１０２のパラメータ、及び補正機構５０が生成した第２の補正値に基づき、第１の位相間隔のサイン波信号を生成する第２の信号生成部としての加算器１１２とを有する。さらにまた、除算器１０５、１０６、乗算器１０７、１０８を有する。また、補正機構５０は、位相変換回路１０３、放物線（波形）テーブル１０４、及び第１及び第２の補正値出力部としての乗算器１０９及び乗算器１１０を有する。

この波形変換部４２には、上述したように、位相生成部１１から位相信号の上位ビットと下位ビットとが別々に入力され、この位相信号の位相値に応じたコサイン波信号及びサイン波信号を生成して出力する。図１４の従来の直線補間方式の数値制御発振器の波形変換部と比較すると、位相変換回路１０３、放物線テーブル１０４、及び乗算器１０９、１１０からなる補正機構５０が追加され、コサインテーブル１０１及びサインテーブル１０２が後述するベース値及び傾き値に加えピーク値を保持している。そして、補正機構５０がこのピーク値を使用してサイン波、コサイン波信号を補正するための補正値を生成する。

以下、各構成について更に詳細に説明する。図７は、波形変換部４２で生成されるコサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）及びサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）を示す図である。図７に示すように、コサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）及びサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）は、ともに２πラジアンの周期であり、（３／２）πラジアンだけ位相が異なる波形信号である。

ここで、本実施の形態においては、位相信号は、コサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）及びサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）の１周期の単位である３６０度（２πラジアン）区間を２のべき乗で分割して表現するものである。例えば、３６０度（２πラジアン）区間を２の１６乗で分割した場合は、０度は０で、１８０度は３２７６８で表現される。この場合、この位相信号を２進数で表現し、下位８ビットと上位８ビットとに分割したとき、入力した位相信号は、上位８ビット×２５６＋下位８ビットで表すことができる。このとき、位相信号の上位８ビットは、位相が上位８ビット×２５６乃至上位８ビット×２５６＋２５５の位相区間を表現することになる。

次に、コサインテーブル１０１には、コサイン波信号に関する第１乃至第３パラメータ（ベース値、ピーク値及び傾き値）が保存されている。そして、位相信号の上位ビットが示す位相値に応じた、コサイン波のベース値、ピーク値及び傾き値が、それぞれ加算器１１１、乗算器１０９、及び乗算器１０７へ出力される。また、サインテーブル１０２には、サイン波信号に関する第１乃至第３パラメータ（ベース値、ピーク値及び傾き値）が保存されている。そして、コサインテーブル１０１と同じく、位相信号の上位ビットが示す位相値に応じた、サイン波のベース値、ピーク値及び傾き値が、それぞれ加算器１１２、乗算器１１０、及び乗算器１０８へ出力される。

ここで、コサインテーブル１０１及びサインテーブル１０２は、それぞれコサイン波及びサイン波信号生成のためのパラメータを、位相生成部４１が生成する位相信号の位相間隔（第１の位相間隔）Ｇ１より大きな間隔（第２の位相間隔）Ｇ２で保持するものである。

図８は、ベース値、ピーク値及び傾き値を説明するための図である。コサインテーブル１０１及びサインテーブル１０２に格納されているこれらのパラメータは、図８に示すように、各位相区間の波形の特徴を現している。

すなわち、ベース値ｃ１、ｓ１は、位相間隔Ｇ２の位相区間における最小位相値ｐｈ１におけるそれぞれコサイン波及びサイン波信号の値（左端の高さ）を示す。傾き値ｃ２、ｓ２は、その位相区間における最小位相値ｐｈ１の値（ベース値）と最大位相値ｐｈ３におけるそれぞれコサイン波及びサイン波信号の値（右端の高さ）の差を示す。ピーク値ｃ３、ｓ３は、その位相区間の中央である中央位相値ｐｈ２において、最小位相値と最大位相値との間を補間直線Ｌで結んだときの値Ｌ１と、中央位相値ｐｈ２における実際のコサイン波及びサイン波の波形の値Ｌ２との差を示している。ここで、従来の直線補間方式においては、位相間隔Ｇ２の位相区間内のコサイン波、サイン波信号を求める場合には、直線補間により、この補間直線Ｌ上の値を使用していたのに対し、本実施の形態においては、中央位相値ｐｈ２におけるピーク値ｃ３、ｓ３を、位相間隔Ｇ２の位相区間内の位相値に応じたピーク値に変換し、加算する。すなわち、このピーク値パラメータの変換値分が、従来の直線補間の値からの改善分となっている。なお、これらのパラメータは小数点以下の数値を表す数値表現を利用する。

位相変換回路１０３には、位相信号の下位ビットが入力され、この下位ビットが示す位相値を、放物線テーブル１０４が有する放物線波形データの位相に応じた値に変換する変換する。図９は、位相変換回路１０３の入力位相信号ｐ２と出力位相信号ｐ２２との関係を示すグラフ図である。位相変換回路１０３における変換では、例えば、位相信号の下位ビットのビット数をｎとすると、位相信号の下位ビットで指定できる位相は２のｎ乗となる。この２のｎ乗をＮとすると、入力位相信号がＮ／２未満のときは、そのままの値を出力位相信号ｐ２２（＝ｐ２）として出力し、入力位相信号ｐ２がＮ／２以上のときは、Ｎから入力位相信号の値を引いた値を出力位相信号ｐ２２（＝Ｎ−ｐ２）として出力する。

放物線テーブル１０４には、左右対称の放物線波形であって、少なくとも第２の位相間隔Ｇ２未満の位相間隔の波形データが保持されている。放物線波形は左右対称であるため、左半分のみ格納していればよい。図１０は、放物線波形を示すグラフ図である。放物線テーブル１０４には、左右対称の放物線波形を縦軸０乃至１、横軸０乃至Ｎとした場合の左半分、すなわち０乃至Ｎ／２の間の放物線波形データが少なくとも第２の位相間隔Ｇ２未満で格納されている。ここでは、位相生成部４１で生成される位相信号の位相間隔Ｇ１の間隔で放物線波形データが格納されているものとする。位相間隔Ｇ１は、例えば、位相間隔Ｇ２／２５６等とすることができる。

除算器１０５、１０６は、位相信号の下位ビットを０から１の間の値に変換する。乗算器１０７は、コサインテーブル１０１から出力されるコサイン波の傾き値ｃ３と、除算器１０５から出力される位相信号の下位ビットｐ２とを乗算する。乗算器１０８は、サインテーブル１０２から出力されるサイン波の傾き値ｓ３と、除算器１０６から出力される位相信号の下位ビットｐ２とを乗算する。

乗算器１０９は、コサインテーブル１０１から出力されるコサイン波のピーク値ｃ３と、放物線テーブル１０４から読み出された放物線データｐ２３とを乗算する。乗算器１１０は、サインテーブル１０２から出力されるサイン波のピーク値ｓ２と、放物線テーブル１０４から読み出された放物線データｐ２３とを乗算する。

加算器１１１は、コサインテーブル１０１から出力されるコサイン波のベース値ｃ１、乗算器１０７の出力値ｍ１、及び乗算器１０９の出力値（第１の補正値）ｍ２を加算してコサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）を生成する。加算器１１２は、サインテーブル１０２から出力されるサイン波のベース値ｓ１、乗算器１０８の出力値ｍ４、及び乗算器１１０の出力値（第２の補正値）ｍ３を加算してサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）を生成する。

本実施の形態の波形変換部４２においては、コサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）及びサイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）を生成する際に、従来の直線補間型の波形変換部に対し、放物線データｐ２３とピーク値ｃ２、Ｓ２とをそれぞれ乗算した補正値ｍ３、ｍ４を算出する補正機構５０を追加することにより、回路規模の増加及び処理遅延を抑えつつ、演算精度を高めた数値制御発振器を実現することが可能になる。

［実施の形態１：波形変換部の動作]
次に、本発明の実施の形態にかかる数値制御発振器１における波形変換部４２の動作について説明する。位相生成部４１で生成された位相信号ｐ０が波形変換部４２に入力されると、上位ビットｐ１と下位ビットｐ２とに分解される。

先ず、位相信号を分割して得られた、位相信号の上位ビットｐ１を用いて、コサインテーブル１０１から、その位相区間のベース値（ベース値パラメータ）ｃ１、ピーク値（ピーク値パラメータ）ｃ２、及び傾き値（傾き値パラメータ）ｃ３の３種類のパラメータを読み出す。同様に、サインテーブル１０２から、その位相区間のベース値ｓ１、ピーク値ｓ２、及び傾き値ｓ３の３種類のパラメータを読み出す。

次に、位相変換回路１０３を用いて位相信号の下位ビット（入力位相信号）ｐ２を出力位相信号ｐ２２に変換する。そして、位相変換回路１０３で変換された位相信号（出力位相信号）を用いて、放物線テーブル１０４からその位相に相当する放物線データｐ２３を取得する。

次いで、放物線テーブル１０４から読み出した放物線データｐ２３とコサインテーブル１０１から読み出したコサイン波用のピーク値ｃ２を乗算器１０９で乗算して補正値ｍ２を求める。同様に、放物線テーブル１０４から読み出した放物線データｐ２３とサインテーブル１０２から読み出したサイン波用のピーク値ｓ２を乗算器１１０で乗算して補正値ｍ３を求める。このとき、コサイン波及びサイン波共に、同一の放物線データｐ２３を使用して補正値ｍ２、ｍ３を求める。すなわち、放物線テーブル１０４を共有することで、テーブルの縮小を図っている。

一方、除算器１０５により、位相信号の下位ビットｐ２を上記位相区間のデータ数Ｎで除することにより、０から１の間の値ｐ２１に変換する。そして、乗算器１０７により、除算器１０５により変換した値ｐ２１と、コサインテーブル１０１から読み出した傾き値ｃ３とを乗算する。このとき、位相区間は２のべき乗となり、位相信号は、２のべき乗で除算するので、実際には、除算器１０５は不要である。

同様にして、除算器１０６により、位相信号の下位ビットｐ２１を０から１の間の値ｐ２１に変換し、乗算器１０８により、除算器１０６により変換した値ｐ２１と、サインテーブル１０２から読み出した傾き値ｓ３とを乗算する。この場合もコサイン波信号生成時と同様に、実際には、除算器１０６は不要である。

そして、コサインテーブル１０１から読み出したベース値ｃ１と、乗算器１０７の乗算結果ｍ１と、乗算器１０９からの補正値ｍ３とを加算器１１１で加算する（ｃ１＋ｍ１＋ｍ３）ことによって、コサイン波信号ｃｏｓ（ｗｔ）を生成する。同様に、サインテーブル１０２から読み出したベース値ｓ１と、乗算器１０８の乗算結果ｍ２と、乗算器１１０からの補正値ｍ４とを加算器１１２で加算する（ｓ１＋ｍ２＋ｍ４）ことによって、サイン波信号ｓｉｎ（ｗｔ）を生成する。以上のような処理を行うことで、位相信号から、コサイン波信号及びサイン波信号を生成することが可能になる。

本実施の形態においては、サイン波及びコサイン波を生成する際に、サンプル間隔が細かい放物線テーブル１０４の値を使用し、サンプル間隔が粗いコサインテーブル１０１、サインテーブル１０２のパラメータを当該粗いサンプル間隔で直線補間した値に補正値を加算することで補間値を補正するものである。このことにより、コサインテーブル１０１、サインテーブル１０２のパラメータのパラメータ間隔を従来の単純な直線補間と同一とした場合、補正値で補正するため演算誤差を小さくすることができる。また、従来の直線補間と同様の精度とした場合は、放物線テーブル１０４をコサイン波及びサイン波で共通で使用するため数値制御発振器４０の回路規模を縮小することができる。

[実施の形態２：波形変換部の他の例]
次に、本発明の実施の形態２にかかる数値制御発振器について説明する。なお、図１乃至１０に示す実施の形態１にかかる数値制御発振器と同一の構成要素には同一の符号を付しその詳細な説明は省略する。図１１は、本発明の実施の形態２にかかる数値制御発振器における波形変換部の一具体例を示すブロック図である。なお、数値制御発振器における位相生成部４１の構成は実施の形態１と同様とすることができる。なお、位相生成部４１の構成はこれに限るものではない。

本実施の形態においては、各テーブルのデータ点数削減、すなわち回路規模削減のために、３６０度（２πラジアン）位相区間を８個に分割して、入力位相、出力データを変換し組み合わせることで、テーブルを圧縮する方法を示している。本実施の形態においては、４５度（π／４ラジアン）位相区間のみに対応する波形変換コア部を使用した例を取って説明するが、９０度（π／２ラジアン）や１８０度（πラジアン）の位相区間に対応する波形変換コア部を使用しても回路規模縮小効果を奏する。なお、本実施の形態においても、位相生成部４１で生成する位相信号は１６ビット（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）とする。

図１１に示すように、波形変換部１０４２は、波形変換コア部１００１、コントローラ部１００２、符号反転回路（ＮＥＧ）１００３，１００６、１００７、セレクタ（ＳＥＬ）１００４、１００５を有する。すなわち、実施の形態１にかかる波形変換部４２を０乃至π／４ラジアンの位相区間のコサイン波信号及びサイン波信号を生成する構成（波形変換コア部１００１）とし、この０乃至π／４ラジアンの位相区間のコサイン波、サイン波信号を符号反転し、組み合わせることで、０乃至２πラジアンのコサイン波及びサイン波信号波形を生成する。このため、位相信号からコサイン波信号及びサイン波信号を生成する波形変換コア部１００１に対し、符号反転回路１００３、１００６、１００７及びセレクタ１００４、１００５を追加し、更にこれらを制御するコントローラ部１００２を追加した構成となっている。

本実施の形態においては、２πラジアンを８分割したπ／４ラジアン位相分のコサイン波、サイン波信号を、８区間の各区間に応じた信号波形に変換する。したがって、入力位相信号が、２πラジアン位相を８分割したいずれの区間の位相信号であるかに応じて、符号反転回路１００３、１００６、１００７及びセレクタ１００４、１００５を制御する必要がある。このため、よって、コントローラ部１００２は、入力位相信号の上位３ビット（ＡＮＧＬＥ[１５：１３]）を使用し、入力位相信号が０〜π／４、π／４〜π／２、π／２〜３π／４、３π／４〜π／２、π／２〜５π／４、５π／４〜３π／２、３π／２〜７π／４、７π／４〜２πラジアンのいずれの区間であるかを判定し、制御信号Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を生成する。これらの制御信号Ｃ０乃至Ｃ４は、それぞれ符号反転回路１００３、セレクタ１００４、セレクタ１００５、符号反転回路１００６、符号反転回路１００７に入力され、その符号反転又は選択を制御することにより、４５度（π／４ラジアン）位相区間の波形信号のみを生成する波形変換コア部を使用して、３６０度（２πラジアン）位相区間の波形信号を生成する波形変換部１０４２を構成する。

なお、波形変換コア部１００１は、８区間のいずれの信号を生成してもよいが、本実施の形態においては、０乃至π／４の位相区間のコサイン波信号、サイン波信号を生成するものとする。ここで符号反転回路１００３は、波形信号の左右を反転するものであり、符号反転回路１００６、符号反転回路１００７は、波形信号の上下を反転するものである。

入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）が０乃至π／４ラジアンの間は、符号反転回路１００３、１００６、１００７は符号反転せず、セレクタ１００４は、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）を選択し、セレクタ１００５は、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を選択し、これがそのままそれぞれコサイン波信号（ＤＣＯＳ[１８：０]）、サイン波信号（ＤＳＩＮ[１８：０]）として出力される。

入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）がπ／４乃至π／２ラジアンの間は、符号反転回路１００３で左右反転し、セレクタ１００４は、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００６では反転はせず、このサイン波信号（ＤＳ[１８：０]）がコサイン波信号（ＤＣＯＳ[１８：０]）として出力される。一方、セレクタ１００５は、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００７では反転はせず、このコサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）がサイン波信号（ＤＳＩＮ[１８：０]）として出力される。

入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）がπ／２乃至３π／４ラジアンの間は、符号反転回路１００３では反転せず、セレクタ１００４は、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００６がこれを符号反転し、上下反転した信号がコサイン波信号（ＤＣＯＳ[１８：０]）として出力される。一方、セレクタ１００５は、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００７で符号反転はせず、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）がそのままサイン波信号（ＤＳＩＮ[１８：０]）として出力される。

入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）が３π／４乃至πラジアンの間は、符号反転回路１００３で左右反転し、セレクタ１００４は、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００６では符号反転し、この上下反転された信号がコサイン波信号（ＤＣＯＳ[１８：０]）として出力される。一方、セレクタ１００５は、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を選択し、符号反転回路１００７では反転はせず、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）がそのままサイン波信号（ＤＳＩＮ[１８：０]）として出力される。

以下、上下反転、左右反転、サイン波、コサイン波を組み合わせることで、π乃至２πラジアンの間の波形信号も同様に生成することができる。なお、波形変換部１０４２の構成は、図１１に示す構成に限るものではない。例えば、本実施の形態においては、符号反転回路１００６、１００７をそれぞれセレクタ１００４、１００５の後段に配置する構成としているが、波形変換コア部１００１のすぐ直後、すなわちセレクタ１００４の前段に設ける構成等としてもよいことは言うまでもない。

次に、波形変換コア部１００１について詳細に説明する。図１２は、波形変換コア部１００１を示すブロック図である。この波形変換コア部１００１には、入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１５：０]）のうち、下位１４ビットの信号（ＡＮＧＬＥ[１３：０]）が入力される。

波形変換コア部１００１は、コサインテーブル１１０１、サインテーブル１１０２、位相変換回路１１０３、放物線テーブル１１０４、乗算器１１０７、乗算器１１０８、乗算器１１０９、乗算器１１１０、及び加算器１１１１を有し、除算器１０５、１０６を除いた図６に示す各構成と対応しており、加算器１１１１、１１１２がコサイン波信号、サイン波信号を出力する信号生成部となる。また、位相変換回路１１０３、放物線テーブル１１０４、及び乗算器１１０９、１１１０から補正機構１０５０が構成され、乗算器１１０９、１１１０が補正値出力部となっている。

上述したように、本実施の形態においては、０乃至４５度（π／４ラジアン）の位相区間のコサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）及びサイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を生成するものである。入力位相信号ＡＮＧＬＥが０のとき０度、ＡＮＧＬＥが８１９２のとき４５度（π／４ラジアン）を示す。

この波形変換部１０４２には、位相生成部４１で生成された１６ビットの位相信号のうち、下位１４ビットが入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１３：０]）として入力される。この入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[１３：０]）は、上位６ビット（ＡＮＧＬＥ［１３：８］）と下位８ビット（ＡＮＧＬＥ［７：０］）に分解され、上位６ビット（ＡＮＧＬＥ［１３：８］）は、コサインテーブル１１０１、サインテーブル１１０２に入力される。ここで、コサインテーブル１１０１は、ベース値（ＣＢＡＳＥ[１７：０]）として１８ビット、ピーク値（ＣＰＥＡＫ[７：０]）として８ビット、傾き値（ＣＳＬＡＮＴ[１１：０]）として１２ビットの全部で３８ビットの信号を出力する。なお、本実施の形態におけるベース値、ピーク値、傾き値のそれぞれのビット幅は、各パラメータとして必要な精度を維持するためのビット数の目安であって、これに限定されるものではない。精度、回路規模等の要求に応じたビット幅とすればよい。

ここで、本実施の形態においては、コサインテーブル１１０１、サインテーブル１１０２は、０乃至π／４ラジアンの位相区間を３２に分割した位相値に応じたパラメータを有しているものとする。すなわち、図８に示す位相間隔Ｇ２＝（π／４）／３２ラジアン＝π／１２８ラジアンとなる。３２個の位相区間のベース値、ピーク値、傾き値を格納するため、３３のテーブルが必要となり、よって、本例においては、コサインテーブル１１０１は合計３８バイト×３３の大きさとなっている。３３個のテーブルを選択するためには６バイト以上が必要となるため、上位６ビット（ＡＮＧＬＥ［１３：８］）が使用される。

サインテーブル１１０２についても同様である。ここで、傾き値（ＳＳＬＡＮＴ［１１：０］）は１２ビットでコサインテーブル１１０１と同様であるが、ベース値（ＳＢＡＳＥ［１６：０］）が１７ビット、ピーク値（ＳＰＥＡＫ［６：０］）が７ビットで、コサインテーブル１１０１とは異なるが、サイン波信号の場合は、このビット幅で必要な精度を実現できるためである。なお、上述したように、各パラメータのビット幅はこれに限るものではない。コサインテーブル１１０１と同様に０乃至π／４ラジアンを３２個の区間に分割した位相間隔のパラメータが格納されるため３３のテーブルが必要であるため、サインテーブル１１０２は３６ビット×３３の大きさとなっている。

位相変換回路１１０３には、後述するように、例えば下位７ビットの位相信号を入力し、６ビットの位相変換された位相信号を出力する。位相変換回路１１０３は、０乃至２πラジアンの入力位相信号を０乃至π／４ラジアンの位相信号に変換する。

放物線テーブル１１０４の放物線波形データも０乃至π／４ラジアンに相当する放物線波形データのみを有する。実施の形態１においては、左右対称の放物線の左半分（０〜Ｎ／２）を有するものとして説明したが、本実施の形態においては、更にその左半分（０〜Ｎ／４）のみのデータでよい。ここでは、この区間を３２分割（位相間隔Ｇ２）し、さらにこの位相間隔Ｇ２をさらに１２８分割した区間を位相間隔Ｇ１とし、この位相間隔Ｇ１の放物線波形データを有するものして説明する。すなわち、位相間隔Ｇ１＝（（π／４）／３２）／１２８＝π／１６３８４ラジアンとなる。放物線波形データ（ＰＡＲＡ[４：０]）は５ビットで出力される。

乗算器１１０７、１１０８は、１２ビットの傾き値と下位８ビットの位相信号とを乗算し、正規化のため下位５ビットを削除した信号（[１５：６]を出力する。乗算器１１０９、１１１０の乗算結果である各補正値も５ビットで出力される。加算器１１１１、１１１２は、ベース値と、乗算器１１０７、１１０８の乗算結果と、補正値とをそれぞれ加算して、コサイン波信号（ＤＣ[１８：０]）、サイン波信号（ＤＳ[１８：０]）を出力する点等は実施の形態１と同様である。なお、各演算器のビット幅は、回路規模及び演算精度の観点から適宜決定すればよい。

図１３は、本実施の形態にかかる位相変換回路を示す図である。図１３に示すように、位相変換回路１１０３は、減算器１２０１及びセレクタ１２０２を有する。入力位相信号（ＡＮＧＬＥ[６:０]）の最上位ビット（ＡＮＧＬＥ［６］）が０のときは、下位５ビットをそのまま出力し、最上位ビットが１のときは、１２８から入力位相信号を引いた値の下位５ビットを出力する。

このように構成された波形変換コア部１００１では、先ず、６ビットの入力信号（ＡＮＧＬＥ［１３：８］）を使用してコサインテーブル１１０１から、ベース値（ＣＢＡＳＥ［１７：０］）、ピーク値（ＣＰＥＡＫ［７：０］）、傾き値（ＣＳＬＡＮＴ［１１：０］）の値を出力させる。同様に６ビットの入力信号（ＡＮＧＬＥ［１３：８］）を使用して、サインテーブル１１０２から、ベース値（ＳＢＡＳＥ［１７：０］）、ピーク値（ＳＰＥＡＫ［７：０］）、傾き値（ＳＳＬＡＮＴ［１１：０］）を出力させる。

次に、入力位相信号の下位ビット（ＡＮＧＬＥ［６：０］）を位相変換回路１１０３により位相変換し、その結果を用いて、放物線テーブル１１０４から放物線データ（ＰＡＲＡ［４：０］）を引く。

次に、コサイン波用の傾き値パラメータ（ＣＳＬＡＮＴ［１１：０］）と入力位相の下位ビット（ＡＮＧＬＥ［７：０］）を乗算器１１０５で符号反転乗算する。符合反転乗算するのは、コサイン波の場合、０乃至π／４ラジアンの位相区間では、傾き値が負となるからである。符合反転乗算の結果は、下位５ビットを削除して出力する。入力位相の下位ビット分を正規化するためである。同様に、サイン波用の傾き値パラメータ（ＳＳＬＡＮＴ[１１:０]）と入力位相の下位ビット（ＡＮＧＬＥ[７:０]を乗算器１１０６で乗算する。乗算の結果は、同様に正規化のため下位５ビットを削除して出力する。

さらに、コサイン波用のピーク値パラメータ（ＣＰＥＡＫ[７:０]）と放物線データ（ＰＡＲＡ[４:０]）とを乗算器１１０９で乗算し、位相区間の中央位相値におけるピーク値を位相区間内の位相に応じた値に変換し補正値を生成する。同様に、サイン波用のピーク値パラメータ（ＳＰＥＡＫ[６:０]）と放物線データ（ＰＡＲＡ[４:０]）とを乗算器１１１０で乗算し、位相区間の中央位相値におけるピーク値を位相区間内の位相に応じた値に変換し補正値を生成する。

次に、加算器１１１１にて、コサイン波用のベース値（ＣＢＡＳＥ[１７:０]）と、乗算器１１０７の演算結果と、乗算器１１０９の演算結果（補正値）とを加算して、コサイン波信号（ＤＣ[１８:０]）を生成する。同様に、加算器１１１０にて、サイン波用のベース値（ＳＢＡＳＥ[１７:０]）と、乗算器１１０８の演算結果と、乗算器１１１０の演算結果（補正値）とを加算して、サイン波信号（ＤＳ[１８:０]）を生成する。

ここで、放物線データの乗算を行う乗算器１１０９、１１１０は、演算ビット数が小さいため、乗算器が小さく、通常の直線補間手法に対して追加される回路規模は小さい。したがって、実施の形態１と同様に、共通の放物線データを使用し、直線補間の値を補正することで、同一の位相間隔幅Ｇ１であれば直線補間方式より演算誤差、処理遅延が小さく、同程度の精度とする場合は、回路規模を削減した数値制御発振器を実現することができる。また、０乃至π／４ラジアンの波形信号を組合せ、変換することで、実施の形態１に比して、精度は同様のまま回路規模を大きく削減することができる。

なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

例えば、上述の実施の形態では、ハードウェアの構成として説明したが、これに限定されるものではなく、一部又は全部の任意の処理を、ＣＰＵ（Central Processing Unit）にコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。この場合、コンピュータプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（random access memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２０１２年１２月１３日に出願された日本出願特願２０１２−２７２５２３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１ 無線信号処理部
１１ 直交復調処理部
１２ 直交変調処理部
４０ 数値制御発振器
４１ 位相生成部
４２ 波形変換部
５０ 補正機構
１０１ コサインテーブル
１０２ サインテーブル
１０３ 位相変換回路
１０４ 放物線テーブル
１０５、１０６ 除算器
１０７、１０８、１０９、１１０ 乗算器
１１１、１１２ 加算器
２０２、２０３ 乗算器
２０４、２０５ フィルタ
３０２、３０２ 乗算器
３０４ 加算器
９０１ 位相レジスタ
９０２ 位相回転速度レジスタ
９０３ 加算器
１００１ 波形変換コア部
１００２ コントローラ部
１００３ 符号反転回路
１００４、１００５ セレクタ
１００６、１００７ 符号反転回路
１０４２ 波形変換部
１０５０ 補正機構
１１０１ コサインテーブル
１１０２ サインテーブル
１１０３ 位相変換回路
１１０４ 放物線テーブル
１１０７、１１０８、１１０９、１１１０ 乗算器
１１１１、１１１２ 加算器
１２０１ 減算器
１２０２ セレクタ
１３０１ コサインテーブル
１３０２ サインテーブル
１３０３、１３０４ 除算器
１３０５、１３０６ 乗算器
１３０７、１３０８ 加算器

Claims (10)

1. 第１の周波数信号発生用のパラメータが格納された第１のパラメータテーブルと、
   前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号発生用のパラメータが格納された第２のパラメータテーブルと、
   第１の位相間隔で生成された位相信号が入力され、前記第１及び第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成手段と、
   前記位相信号、前記第１のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成手段が生成した前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成手段と、
   前記位相信号、前記第２のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成手段が生成した前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成手段と有する、信号生成装置。
2. 前記第１及び第２のパラメータテーブルは、前記第１及び第２の周波数信号を直線補間して生成するためのパラメータを、前記第１の位相間隔より大きな間隔である第２の位相間隔で保持する、請求項１記載の信号生成装置。
3. 前記補正値生成手段は、左右対称の放物線波形であって前記第２の位相間隔未満の位相間隔の波形データを有する放物線波形テーブルを有し、
   前記補正値生成手段は、当該放物線波形テーブルを参照して、前記第１の位相間隔以上第２の位相間隔未満の位相間隔に応じた前記第１及び第２の補正値を生成する、請求項２記載の信号生成装置。
4. 前記第１及び第２のパラメータテーブルは、それぞれ第１乃至第３パラメータを有し、
   前記第１パラメータは、前記第１の位相間隔より大きな間隔である第２の位相間隔において最小位相における対応する前記第１又は第２の周波数信号のデータ値を示し、
   前記第２パラメータは、前記第２の位相間隔において最小位相及び最大位相における対応する前記第１又は第２の周波数信号のデータ値を直線で結んだ補間直線の傾き値を示し、
   前記第３パラメータは、前記第２の位相間隔の位相区間の中間位相値における、前記補間直線上の値と、対応する前記第１又は第２の周波数信号上の値との差を示す、請求項１乃至３のいずれか１項記載の信号生成装置。
5. 前記放物線波形テーブルは、前記放物線波形の右又は左半分のみの前記波形データを有する、請求項３項記載の信号生成装置。
6. 前記補正値生成手段は、左右対称の放物線波形であって、前記第１の位相間隔より大きな間隔である第２の位相間隔未満の位相間隔の波形データを有する放物線波形テーブルと、前記位相信号を前記放物線波形テーブルが格納する前記波形データの位相に応じた値に変換する位相変換回路と、位相変換された位相に応じて前記放物線波形テーブルから読み出された波形データと前記第３パラメータとに基づき、前記第２の位相間隔未満の位相間隔のそれぞれ前記第１及び第２の補正値を生成するそれぞれ第１及び第２の補正値出力手段とを有する請求項４に記載の信号生成装置。
7. 前記第１及び第２の周波数信号は、それぞれサイン波信号及びコサイン波信号である、請求項１乃至６のいずれか１項記載の信号生成装置。
8. 前記第１及び第２の周波数信号の周期を２πとし、前記第１の位相間隔の位相信号を２^２ｎ＝２Ｎビット（Ｎ≧０、ｎは０以上の整数）で表現としたとき、
   前記第１及び第２のパラメータテーブルには、０乃至π／４における、それぞれ前記第１及び第２の周波数信号を発生するための、前記第２の位相間隔のパラメータが保持され、
   前記放物線波形テーブルには、縦軸０乃至１、横軸０乃至Ｎの左右対称の放物線のうち、横軸０乃至Ｎ／４における前記第１の位相間隔の値が保持しされたものである、請求項６記載の信号生成装置。
9. 第１の周波数信号及び前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号を発生する信号生成方法であって、
   第１の位相間隔で生成された位相信号を入力し、前記第１及び前記第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成工程と、
   前記位相信号、前記第１の周波数信号発生用のパラメータ、及び前記補正値生成工程にて生成された前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成工程と、
   前記位相信号、前記第２の周波数信号発生用のパラメータ、及び前記補正値生成工程にて生成された前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成工程とを有し、
   前記補正値生成工程では、一の放物線波形データを使用して前記第１及び第２の補正値を生成する、信号生成方法。
10. 第１の位相間隔の位相信号を生成する位相信号生成手段と、
    前記位相信号に基づき第１の周波数信号、及び前記第１の周波数信号とは位相が異なる第２の周波数信号を生成する信号生成手段とを備え、
    前記信号生成手段は、
    前記第１の周波数信号発生用のパラメータが格納された第１のパラメータテーブルと、
    前記第２の周波数信号発生用のパラメータが格納された第２のパラメータテーブルと、
    前記位相信号生成手段で生成された位相信号が入力され、前記第１及び第２の周波数信号を、当該位相信号が示す位相に応じて補正するそれぞれ第１及び第２の補正値を生成する補正値生成手段と、
    前記位相信号、前記第１のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成手段が生成した前記第１の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第１の周波数信号を生成する第１の信号生成手段と、
    前記位相信号、前記第２のパラメータテーブルのパラメータ、及び前記補正値生成手段が生成した前記第２の補正値に基づき、前記第１の位相間隔の前記第２の周波数信号を生成する第２の信号生成手段と有する、数値制御発振器。

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