JPWO2013089163A1 - 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 - Google Patents
共振回路、分布型増幅器、及び発振器 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2013089163A1 JPWO2013089163A1 JP2013549300A JP2013549300A JPWO2013089163A1 JP WO2013089163 A1 JPWO2013089163 A1 JP WO2013089163A1 JP 2013549300 A JP2013549300 A JP 2013549300A JP 2013549300 A JP2013549300 A JP 2013549300A JP WO2013089163 A1 JPWO2013089163 A1 JP WO2013089163A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- resonance
- stub
- capacitor
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 53
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 40
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 18
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 18
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 18
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 13
- 230000008569 process Effects 0.000 abstract description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 abstract description 6
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 35
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 11
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 235000012431 wafers Nutrition 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/605—Distributed amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/255—Amplifier input adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
伝送線路と容量とで構成された共振回路において、容量値のプロセス変動に伴う結合係数の変化を抑圧した共振回路を提供するため、本発明の共振回路は、スタブと、スタブに一端が接続されて、他端が接地された第１の容量と、スタブと第１の容量との接続部に一端が接続された第２の容量とを備える。
Description
本発明は、共振回路、分布型増幅器、及び発振器に関する。
カスコード型分布型増幅器は、光通信システムにおける変調器ドライバ等のデータ信号増幅器や、無線通信システムにおける広帯域増幅器等をはじめ、様々な用途で使用されている。
図１２は、カスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す。カスコード型分布型増幅器は、複数のセクション２１−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を備える。ｎは、段数（セクション数）を表す整数である。各セクション２１−ｋは、トランジスタと伝送線路、又は分布定数線路とを中心に構成されている。そして、各セクション２１−ｋは、分布的に接続されている。また、カスコード型分布型増幅器は、外部端子として、高速信号、又は高周波信号が入力される入力端子２２、増幅された高速信号、又は高周波信号が出力される出力端子２３、コレクタ電源端子２４、ベース電源端子２５、及びカスコード電源端子２６を備える。例えば、トランジスタとしては、ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。
次に、各セクション２１−ｋの構成を説明する。ＨＢＴ２７−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）とカスコードＨＢＴ２８−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）とは、カスコード接続されて、カスコード対ＨＢＴ３２−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を形成している。ＨＢＴ２７−ｋのコレクタ端子とカスコードＨＢＴ２８−ｋのエミッタ端子との間には、伝送線路２９−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）が挿入されることもある。そして、ＨＢＴ２７−ｋのエミッタ端子は接地されている。また、カスコードＨＢＴ２８−ｋのベース端子は、カスコード接地容量３０−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して高周波（交流）的に接地されている。ＤＣ（直流）的には、カスコード電源抵抗３１−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、カスコード電源端子２６からカスコード電圧が供給される。また、ＨＢＴ２７−ｋのベース端子は、伝送線路３３−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、入力側高インピーダンス線路３４−ｋ、及び３５−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）に接続されている。これらのＨＢＴ２７−ｋのベース端子には、ベース電源抵抗４０を介して、ベース電源端子２５からベース電圧が供給される。同様に、カスコードＨＢＴ２８−ｋのコレクタ端子は、伝送線路３６−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、出力側高インピーダンス線路３７−ｋ、及び３８−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）に接続されている。これらのカスコードＨＢＴ２８−ｋのコレクタ端子には、コレクタ電源抵抗３９を介して、コレクタ電源端子２４からコレクタ電圧が供給される。
このような構成の増幅器においては、ＨＢＴ２７−ｋ及びカスコードＨＢＴ２８−ｋの寄生リアクタンス成分と、高インピーダンス伝送線路３４−ｋ、３５−ｋ、及び３７−ｋ、３８−ｋが組合される。その結果、このような増幅器においては、カットオフ周波数の高い、信号源インピーダンス及び負荷インピーダンスに近い特性インピーダンスを有する擬似的な伝送線路を形成し、広帯域に渡りほぼ一定の利得を有する増幅特性が実現できることが知られている。
このようなカスコード型分布型増幅器は、広帯域、高利得特性を有する反面、所要帯域外の高周波帯、ただし所要帯域の直近において、出力反射損失が増大し、場合によっては負性抵抗の発生に至る。これにより、回路の安定性が劣化し、寄生発振などの不安定動作が起こる。
したがって、この高周波帯において劣化した出力反射損失を抑圧する必要があるが、その際に利得特性の劣化は避ける必要がある。しかしながら、前述の通り、このような出力反射損失の悪化は通常、所要帯域の直近において起こる。そのため、利得特性の劣化を伴わずに出力反射損失を抑圧することは一般に困難である。
このような問題の解決策として、特許文献１乃至３には、図１３、図１４に示すような技術が開示されている。この技術においては、分布型増幅器の出力端５０に、反射損失抑圧回路５１が接続されている。図１４は、反射損失抑圧回路５１中に用いられている共振回路８０の詳細構成を示すものである。なおまた、本技術においては、反射損失抑圧回路５１以外の部分は図１２に示す分布型増幅器と同一の構成であり、同一部には同一の符号を付してある。また、本技術の説明においては、３段（図１３においてｎ＝３）のカスコード型分布型増幅器に対する計算例を用いる。
図１３中には、回路動作の説明の為、出力反射係数Γｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）、及び出力インピーダンスＺｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）を定義している。図１５は、反射損失を抑圧すべき周波数帯における出力反射係数Γｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）をスミス図表上にプロットしたものである。この例では、Γｏｕｔ１の絶対値が１を超えている場合、即ち、分布型増幅器本体において負性抵抗が発生している場合を扱っている。Γｏｕｔ１の絶対値が１を超えない場合、即ち、分布型増幅器本体において負性抵抗が発生していない場合についても、以下の説明は同様に成立する。
本技術の反射損失抑圧回路５１は、分布型増幅器の出力端５０に直列に接続された伝送線路５２と、伝送線路５２に出力端子２３側から見て並列に接続された周波数選択性を有する抵抗接地回路５３とから構成される。抵抗接地回路５３は、抵抗５４、及び図１４に詳細構成を示す共振回路８０から構成される。
共振回路８０は、共振周波数において基本波の１／２波長からδだけ短い長さを有する（λ／２−δ）長オープンスタブ８１、及び容量８２から構成される。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さとする。また容量８２の容量値Ｃは、基本波角周波数ω０において、式（１）を満足するよう選択される。
ここで、Ｚ０ｒ、γは、（λ／２−δ）長オープンスタブ８１の基本波周波数における特性インピーダンス、及び伝搬定数である。このような構成をとることにより、共振回路８０は、強い周波数選択性を有する直列共振特性を示すことが特許文献１乃至３に示されている。
続いて、共振回路８０を含む反射損失抑圧回路５１の動作を、図１３及び図１５を用いて説明する。抑圧対象帯域（本例では７８〜８２ＧＨｚ付近）で反射損失が増大し負性抵抗の発生に至っている出力反射係数Γｏｕｔ１を、伝送線路５２によりスミス図表の無限遠点付近に移動する。即ち、出力インピーダンスＺｏｕｔ１を高インピーダンスＺｏｕｔ２に変換する。次に、抵抗接地回路５３を並列に接続することにより、反射係数Γｏｕｔ２をΓｏｕｔ３へ変換する。ここで、抵抗５４の抵抗値を負荷インピーダンス付近の値とすることにより、Γｏｕｔ３はスミス図表の中央付近に来る。即ち、高インピーダンスＺｏｕｔ２は、負荷インピーダンスに近いインピーダンスＺｏｕｔ３に変換される。したがって、抑圧対象帯域における出力反射損失は抑圧される。一方、抵抗接地回路５３の有する強い周波数選択性により、抑圧対象帯域外の回路特性への影響は小さく抑えられる。この例では、利得の周波数特性が反射損失抑圧回路５１の具備により大きく劣化するようなことは回避される。
図１６に、反射損失抑圧回路５１無し（図１２に相当）、及び有り（図１３に相当）の場合の出力反射損失の周波数依存性を示す。抑圧対象帯域（７８〜８２ＧＨｚ付近）周辺の出力反射損失が十分に抑圧されていることが分かる。一方、図１７は、その際の利得の周波数依存性を示すものである。反射損失抑圧回路５１の具備による利得特性の劣化は非常に小さいことが分かる。
上述の通り、容量と伝送線路で構成された強い周波数選択性を有する共振回路を中心に構成された反射損失抑圧回路５１を付加することにより、カスコード型分布型増幅器に特有の高周波域における出力反射損失の劣化を、利得特性を犠牲にすることなく緩和することができる。
上記においては、容量と伝送線路で構成された強い周波数選択性を有する共振回路を、カスコード型分布型増幅器へ適用した例について述べた。しかしながら、このような共振回路の適用例はこれに止まらない。
図１８は、容量と伝送線路で構成された共振回路８０を固定周波数のミリ波帯発振器へ適用した例である。
このミリ波帯発振器は、出力端子６１、ベース電源端子６２、コレクタ電源端子６３を有する。発振能動素子としてＨＢＴ６４を用いている。ＨＢＴのエミッタ端子は伝送線路６５を介して接地される。ＨＢＴ６４のベース端子には、伝送線路６６を介して、ベース電源回路６９が接続されている。ベース電源回路６９は、１／４波長伝送線路７１と接地容量７３とから構成される。１／４波長伝送線路７１と接地容量７３の接続点にはベース電源端子６２が接続され、ここからベース電源が供給される。同様に、ＨＢＴ６４のコレクタ端子には、伝送線路６７を介して、コレクタ電源回路７０が接続されている。コレクタ電源回路７０は、１／４波長伝送線路７２と接地容量７４とから構成される。１／４波長伝送線路７２と接地容量７４の接続点にはコレクタ電源端子６３が接続され、ここからコレクタ電源が供給される。伝送線路６７とコレクタ電源回路７０の接続点には、出力整合回路７５が接続されている。出力整合回路７５は、伝送線路６８とオープンスタブ７６とから構成される。発振出力は、この出力整合回路７５と直流阻止容量７７を介して、出力端子６１から外部へと出力される。一方、伝送線路６６とベース電源回路６９の接続点には、共振回路８０が接続されている。共振回路８０は、上述のカスコード型分布型増幅器への適用例において説明したものと同一であり、（λ／２−δ）長オープンスタブ８１、及び容量８２とから構成される。
一般に、このような強い周波数選択性を有する共振回路を具備することにより、低位相雑音の周波数安定度の高い発振器を実現することができる。
特許第３８６５０４３号公報
米国特許第７１２９８０４号明細書
米国特許第７１７３５０２号明細書
図１２は、カスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す。カスコード型分布型増幅器は、複数のセクション２１−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を備える。ｎは、段数（セクション数）を表す整数である。各セクション２１−ｋは、トランジスタと伝送線路、又は分布定数線路とを中心に構成されている。そして、各セクション２１−ｋは、分布的に接続されている。また、カスコード型分布型増幅器は、外部端子として、高速信号、又は高周波信号が入力される入力端子２２、増幅された高速信号、又は高周波信号が出力される出力端子２３、コレクタ電源端子２４、ベース電源端子２５、及びカスコード電源端子２６を備える。例えば、トランジスタとしては、ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。
次に、各セクション２１−ｋの構成を説明する。ＨＢＴ２７−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）とカスコードＨＢＴ２８−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）とは、カスコード接続されて、カスコード対ＨＢＴ３２−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を形成している。ＨＢＴ２７−ｋのコレクタ端子とカスコードＨＢＴ２８−ｋのエミッタ端子との間には、伝送線路２９−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）が挿入されることもある。そして、ＨＢＴ２７−ｋのエミッタ端子は接地されている。また、カスコードＨＢＴ２８−ｋのベース端子は、カスコード接地容量３０−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して高周波（交流）的に接地されている。ＤＣ（直流）的には、カスコード電源抵抗３１−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、カスコード電源端子２６からカスコード電圧が供給される。また、ＨＢＴ２７−ｋのベース端子は、伝送線路３３−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、入力側高インピーダンス線路３４−ｋ、及び３５−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）に接続されている。これらのＨＢＴ２７−ｋのベース端子には、ベース電源抵抗４０を介して、ベース電源端子２５からベース電圧が供給される。同様に、カスコードＨＢＴ２８−ｋのコレクタ端子は、伝送線路３６−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）を介して、出力側高インピーダンス線路３７−ｋ、及び３８−ｋ（ｋ＝１〜ｎ）に接続されている。これらのカスコードＨＢＴ２８−ｋのコレクタ端子には、コレクタ電源抵抗３９を介して、コレクタ電源端子２４からコレクタ電圧が供給される。
このような構成の増幅器においては、ＨＢＴ２７−ｋ及びカスコードＨＢＴ２８−ｋの寄生リアクタンス成分と、高インピーダンス伝送線路３４−ｋ、３５−ｋ、及び３７−ｋ、３８−ｋが組合される。その結果、このような増幅器においては、カットオフ周波数の高い、信号源インピーダンス及び負荷インピーダンスに近い特性インピーダンスを有する擬似的な伝送線路を形成し、広帯域に渡りほぼ一定の利得を有する増幅特性が実現できることが知られている。
このようなカスコード型分布型増幅器は、広帯域、高利得特性を有する反面、所要帯域外の高周波帯、ただし所要帯域の直近において、出力反射損失が増大し、場合によっては負性抵抗の発生に至る。これにより、回路の安定性が劣化し、寄生発振などの不安定動作が起こる。
したがって、この高周波帯において劣化した出力反射損失を抑圧する必要があるが、その際に利得特性の劣化は避ける必要がある。しかしながら、前述の通り、このような出力反射損失の悪化は通常、所要帯域の直近において起こる。そのため、利得特性の劣化を伴わずに出力反射損失を抑圧することは一般に困難である。
このような問題の解決策として、特許文献１乃至３には、図１３、図１４に示すような技術が開示されている。この技術においては、分布型増幅器の出力端５０に、反射損失抑圧回路５１が接続されている。図１４は、反射損失抑圧回路５１中に用いられている共振回路８０の詳細構成を示すものである。なおまた、本技術においては、反射損失抑圧回路５１以外の部分は図１２に示す分布型増幅器と同一の構成であり、同一部には同一の符号を付してある。また、本技術の説明においては、３段（図１３においてｎ＝３）のカスコード型分布型増幅器に対する計算例を用いる。
図１３中には、回路動作の説明の為、出力反射係数Γｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）、及び出力インピーダンスＺｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）を定義している。図１５は、反射損失を抑圧すべき周波数帯における出力反射係数Γｏｕｔｉ（ｉ＝１、２、３）をスミス図表上にプロットしたものである。この例では、Γｏｕｔ１の絶対値が１を超えている場合、即ち、分布型増幅器本体において負性抵抗が発生している場合を扱っている。Γｏｕｔ１の絶対値が１を超えない場合、即ち、分布型増幅器本体において負性抵抗が発生していない場合についても、以下の説明は同様に成立する。
本技術の反射損失抑圧回路５１は、分布型増幅器の出力端５０に直列に接続された伝送線路５２と、伝送線路５２に出力端子２３側から見て並列に接続された周波数選択性を有する抵抗接地回路５３とから構成される。抵抗接地回路５３は、抵抗５４、及び図１４に詳細構成を示す共振回路８０から構成される。
共振回路８０は、共振周波数において基本波の１／２波長からδだけ短い長さを有する（λ／２−δ）長オープンスタブ８１、及び容量８２から構成される。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さとする。また容量８２の容量値Ｃは、基本波角周波数ω０において、式（１）を満足するよう選択される。
続いて、共振回路８０を含む反射損失抑圧回路５１の動作を、図１３及び図１５を用いて説明する。抑圧対象帯域（本例では７８〜８２ＧＨｚ付近）で反射損失が増大し負性抵抗の発生に至っている出力反射係数Γｏｕｔ１を、伝送線路５２によりスミス図表の無限遠点付近に移動する。即ち、出力インピーダンスＺｏｕｔ１を高インピーダンスＺｏｕｔ２に変換する。次に、抵抗接地回路５３を並列に接続することにより、反射係数Γｏｕｔ２をΓｏｕｔ３へ変換する。ここで、抵抗５４の抵抗値を負荷インピーダンス付近の値とすることにより、Γｏｕｔ３はスミス図表の中央付近に来る。即ち、高インピーダンスＺｏｕｔ２は、負荷インピーダンスに近いインピーダンスＺｏｕｔ３に変換される。したがって、抑圧対象帯域における出力反射損失は抑圧される。一方、抵抗接地回路５３の有する強い周波数選択性により、抑圧対象帯域外の回路特性への影響は小さく抑えられる。この例では、利得の周波数特性が反射損失抑圧回路５１の具備により大きく劣化するようなことは回避される。
図１６に、反射損失抑圧回路５１無し（図１２に相当）、及び有り（図１３に相当）の場合の出力反射損失の周波数依存性を示す。抑圧対象帯域（７８〜８２ＧＨｚ付近）周辺の出力反射損失が十分に抑圧されていることが分かる。一方、図１７は、その際の利得の周波数依存性を示すものである。反射損失抑圧回路５１の具備による利得特性の劣化は非常に小さいことが分かる。
上述の通り、容量と伝送線路で構成された強い周波数選択性を有する共振回路を中心に構成された反射損失抑圧回路５１を付加することにより、カスコード型分布型増幅器に特有の高周波域における出力反射損失の劣化を、利得特性を犠牲にすることなく緩和することができる。
上記においては、容量と伝送線路で構成された強い周波数選択性を有する共振回路を、カスコード型分布型増幅器へ適用した例について述べた。しかしながら、このような共振回路の適用例はこれに止まらない。
図１８は、容量と伝送線路で構成された共振回路８０を固定周波数のミリ波帯発振器へ適用した例である。
このミリ波帯発振器は、出力端子６１、ベース電源端子６２、コレクタ電源端子６３を有する。発振能動素子としてＨＢＴ６４を用いている。ＨＢＴのエミッタ端子は伝送線路６５を介して接地される。ＨＢＴ６４のベース端子には、伝送線路６６を介して、ベース電源回路６９が接続されている。ベース電源回路６９は、１／４波長伝送線路７１と接地容量７３とから構成される。１／４波長伝送線路７１と接地容量７３の接続点にはベース電源端子６２が接続され、ここからベース電源が供給される。同様に、ＨＢＴ６４のコレクタ端子には、伝送線路６７を介して、コレクタ電源回路７０が接続されている。コレクタ電源回路７０は、１／４波長伝送線路７２と接地容量７４とから構成される。１／４波長伝送線路７２と接地容量７４の接続点にはコレクタ電源端子６３が接続され、ここからコレクタ電源が供給される。伝送線路６７とコレクタ電源回路７０の接続点には、出力整合回路７５が接続されている。出力整合回路７５は、伝送線路６８とオープンスタブ７６とから構成される。発振出力は、この出力整合回路７５と直流阻止容量７７を介して、出力端子６１から外部へと出力される。一方、伝送線路６６とベース電源回路６９の接続点には、共振回路８０が接続されている。共振回路８０は、上述のカスコード型分布型増幅器への適用例において説明したものと同一であり、（λ／２−δ）長オープンスタブ８１、及び容量８２とから構成される。
一般に、このような強い周波数選択性を有する共振回路を具備することにより、低位相雑音の周波数安定度の高い発振器を実現することができる。
しかしながら、図１４に示すような共振回路においては、容量８２の容量値が変動した場合、結合係数が大きく変化してしまう。図１９に示すグラフは、容量８２の容量値が±２０％の範囲において変動したと仮定した場合の結合係数の変化を、回路シミュレーションにより計算した結果である。半導体集積回路技術において、図１４に示すような共振回路を実現しようとする場合、容量８２としては、通常、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｍｅｔａｌ）容量が用いられる。ここで、ＭＩＭ容量に用いられる誘電体膜の膜厚や膜質は、ウェーハ内、ウェーハ間、ロット間でばらつく可能性がある。更に、開発過程における試作回数の低減等を考えた場合には、ＭＩＭ容量値の設計誤差も考慮に入れるべきである。したがって、図１９に示す程度の容量値変動は想定されなければならない。
図１９に示すような共振回路の結合係数の変動は、図１３に示すカスコード型分布型増幅器における出力反射損失の抑圧量を大きく変化させる。ここでは、４段のカスコード型分布型増幅器について計算例を示す。図２０は、反射損失抑圧回路５１における容量８２の容量値が設計値通りの場合（実線）、及び−２０％（破線）、＋２０％（点線）に変動した場合の、出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）、及び利得（Ｓ２１の絶対値）の回路シミュレーション結果をプロットしたものである。出力反射損失に関しては、反射損失抑圧回路５１無しの場合（図１２に相当）についても一点破線で示している。
図２０に示すように、抑圧対象帯域（この例では、６５〜８５ＧＨｚ）における出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）の抑圧量は、容量８２の容量値ばらつきに伴い大きく変動する。
上記の説明においては、容量値ばらつきによる共振回路の結合係数の変動がカスコード型分布型増幅器の出力反射損失の抑圧量に与える影響について述べた。しかしながら、共振回路の結合係数の変動が回路特性に重大な影響を及ぼす例は、これに止まらない。
一般に、共振回路の結合係数は発振器の出力レベルに強く影響する。図２１は、図１８に示すミリ波帯（４３ＧＨｚ帯）発振器の発振出力の、容量８２の容量値依存性を示すものである。示す値は、ハーモニックバランス法によるシミュレーション結果である。このように、発振器の出力レベルは、容量８２の容量値にしたがって変動する共振回路８０の結合係数の変動に伴い、大きく変化してしまう。
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであって、伝送線路と容量とで構成された共振回路において、容量値のプロセス変動に伴う結合係数の変化を抑圧した共振回路を提供することを目的とする。
図１９に示すような共振回路の結合係数の変動は、図１３に示すカスコード型分布型増幅器における出力反射損失の抑圧量を大きく変化させる。ここでは、４段のカスコード型分布型増幅器について計算例を示す。図２０は、反射損失抑圧回路５１における容量８２の容量値が設計値通りの場合（実線）、及び−２０％（破線）、＋２０％（点線）に変動した場合の、出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）、及び利得（Ｓ２１の絶対値）の回路シミュレーション結果をプロットしたものである。出力反射損失に関しては、反射損失抑圧回路５１無しの場合（図１２に相当）についても一点破線で示している。
図２０に示すように、抑圧対象帯域（この例では、６５〜８５ＧＨｚ）における出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）の抑圧量は、容量８２の容量値ばらつきに伴い大きく変動する。
上記の説明においては、容量値ばらつきによる共振回路の結合係数の変動がカスコード型分布型増幅器の出力反射損失の抑圧量に与える影響について述べた。しかしながら、共振回路の結合係数の変動が回路特性に重大な影響を及ぼす例は、これに止まらない。
一般に、共振回路の結合係数は発振器の出力レベルに強く影響する。図２１は、図１８に示すミリ波帯（４３ＧＨｚ帯）発振器の発振出力の、容量８２の容量値依存性を示すものである。示す値は、ハーモニックバランス法によるシミュレーション結果である。このように、発振器の出力レベルは、容量８２の容量値にしたがって変動する共振回路８０の結合係数の変動に伴い、大きく変化してしまう。
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであって、伝送線路と容量とで構成された共振回路において、容量値のプロセス変動に伴う結合係数の変化を抑圧した共振回路を提供することを目的とする。
本発明の共振回路は、スタブと、スタブに一端が接続されて、他端が接地された第１の容量と、スタブと第１の容量との接続部に一端が接続された第２の容量とを備える。
本発明の共振回路、分布型増幅器、及び発振器によれば、伝送線路と容量とを備える共振回路において、容量値のプロセス変動に伴う結合係数の変化を抑圧することができる。
図１は第１の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図２Ａ、２Ｂ、２Ｃは第１の実施形態に係る回路の動作を説明するためのスミス図表である。
図３は第１の実施形態に係る回路の結合係数のシミュレーション結果を示すグラフである。
図４は第２の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図５は第３の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図６は第４の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図７は第４の実施形態に係る回路の利得及び出力反射損失のシミュレーション結果を示すグラフである。
図８は第５の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図９は第６の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図１０は第６の実施形態に係る回路の発振出力のシミュレーション結果を示すグラフである。
図１１は第６の実施形態に係る回路の発振周波数のシミュレーション結果を示すグラフである。
図１２はカスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す図である。
図１３はカスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す図である。
図１４は共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図１５は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのスミス図表である。
図１６は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのグラフである。
図１７は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのグラフである。
図１８は発振器の回路構成の一例を示す図である。
図１９は共振回路の結合係数の容量値変動を示すグラフである。
図２０は分布型増幅器の出力反射損失の容量値変動を示すグラフである。
図２１は発振器の出力レベルの容量値変動を示すグラフである。
図２Ａ、２Ｂ、２Ｃは第１の実施形態に係る回路の動作を説明するためのスミス図表である。
図３は第１の実施形態に係る回路の結合係数のシミュレーション結果を示すグラフである。
図４は第２の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図５は第３の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図６は第４の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図７は第４の実施形態に係る回路の利得及び出力反射損失のシミュレーション結果を示すグラフである。
図８は第５の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図９は第６の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図１０は第６の実施形態に係る回路の発振出力のシミュレーション結果を示すグラフである。
図１１は第６の実施形態に係る回路の発振周波数のシミュレーション結果を示すグラフである。
図１２はカスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す図である。
図１３はカスコード型分布型増幅器の回路構成の一例を示す図である。
図１４は共振回路の回路構成の一例を示す図である。
図１５は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのスミス図表である。
図１６は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのグラフである。
図１７は反射損失抑圧回路の動作を説明するためのグラフである。
図１８は発振器の回路構成の一例を示す図である。
図１９は共振回路の結合係数の容量値変動を示すグラフである。
図２０は分布型増幅器の出力反射損失の容量値変動を示すグラフである。
図２１は発振器の出力レベルの容量値変動を示すグラフである。
以下、発明の実施形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図１は、第１の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す。第１の実施形態の共振回路は、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１、接地容量２、及び容量３を備える。
（λ／４＋δ）長オープンスタブ１は、基本共振周波数（角周波数ω０）において、基本波の１／４波長よりδだけ長い長さを有する。ここで、δは、基本波の波長λよりも十分に短い長さとする。したがって、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１単独によっては、基本共振周波数より僅かに低い周波数（角周波数ω０−Δω１）において直列共振回路を形成する。図２Ａは、図１中で定義した反射係数Γｒ１を示す。接地容量２の容量値は、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１と接地容量と２で構成される回路が基本共振周波数より僅かに高い周波数（角周波数ω０＋Δω２）において並列共振回路を形成するような値に設定する。図２Ｂは、図１中で定義した反射係数Γｒ２を示す。容量３の容量値は、容量３を含めた共振回路全体が基本共振周波数（角周波数ω０）において直列共振回路を形成するような値に設定する。図２Ｃは、図１中で定義した反射係数Γｒ３を示す。
以下の説明においては、第１の実施形態の共振回路の結合係数が容量値変動に依存しないことについて解析的に述べる。第１の実施形態の共振回路の結合係数βＣは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１が低損失であるという近似の下で、式（２）、（３）に基づいて算出することができる。
ここで、ＲＳは、直列共振回路の直列抵抗成分を表す。また、Ｚ０ｒは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１の特性インピーダンスである。また、αは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１の減衰定数である。また、βは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１の位相定数である。また、ｌは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１の長さであって、ｌ＝λ／４＋δである。また、Ｚ０は、共振回路が接続されている伝送線路の特性インピーダンス、又はシステムインピーダンス等の定数である。ここで、無損失近似下における共振条件を適用すると、式（３）は、式（４）と書き換えられる。
ここで、分母における損失の自乗（αｌ）２を含む項を無視し、分子において近似式（５）を適用すると、式（４）は、式（６）と近似される。
一般に、同一半導体チップ上に近接して形成されるＭＩＭ容量値は同様の変動傾向を示すとしてよい。式（６）には容量値の比（Ｃ２／Ｃ１）のみが含まれることから、本実施形態の共振回路の結合係数は、容量値変動に依存しないことが予測される。
次に、上記の解析的予測を数値計算（回路シミュレーション）により確認する。図３中の白丸、実線は、図１に示す本実施形態の共振回路において、接地容量２、及び容量３が同時に同じ割合だけ±２０％の範囲で変動したと仮定した場合の結合係数の変化を、回路シミュレーションにより計算した結果である。比較の為、図１４に示す共振回路において、容量８２の容量値が変動したと仮定した場合の結合係数の変化を黒丸、破線で示してある（図１９と同じもの）。図に示すように、本実施形態の共振回路の結合係数の容量値変動は、図１４に示す共振回路の容量値変動よりも大きく抑圧されている。これは前述の解析的予測と符合する結果である。
なおまた、接地容量２、及び容量３の例としてＭＩＭ容量を挙げたが、同一半導体チップ上に近接して形成された場合などに同様の変動傾向を示すものであれば、他の容量でも構わない。また（λ／４＋δ）長オープンスタブ１は、マイクロストリップ線路（ＭＳＬ：Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｌｉｎｅ）やコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ：Ｃｏｐｌａｎａｒ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ）等で実現すればよい。
第２の実施形態を、図４に示す回路図を用いて説明する。図１における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態においては、図１に示す第１の実施形態における（λ／４＋δ）長オープンスタブ１を（（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ４で置換している。（（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ４は、基本共振周波数において、基本波の（１／２＋ｋ）波長よりδだけ長い長さを有するものとする。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さであり、ｋは非負の整数である。
動作機構は、第１の実施形態と同様である。本実施形態のような構成を採ることにより、第１の実施形態よりも、より強い周波数選択性を得ることが可能になる。ただし、チップ面積が大きくなる不利点がある。また、基本共振周波数以下に極が形成される為、分布型増幅器のような広帯域回路への応用には向かない。
第３の実施形態を、図５に示す回路図を用いて説明する。図１における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態においては、図１に示す第１の実施形態における（λ／４＋δ）長オープンスタブ１を（（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ５で置換している。（（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ５は、基本共振周波数において、基本波の（１／４＋ｋ）波長よりδだけ長い長さを有するものとする。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さであり、ｋは正の整数である。
動作機構は、第１の実施形態と同様である。本実施形態のような構成を採ることにより、第１の実施形態よりも、より強い周波数選択性を得ることが可能になる。ただし、チップ面積が大きくなる不利点がある。また、基本共振周波数以下に極が形成される為、分布型増幅器のような広帯域回路への応用には向かない。
第４の実施形態を、図６に示す回路図を用いて説明する。図１、及び図１２、図１３における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態は、図１２に示すカスコード型分布型増幅器に、図１に示す第１の実施形態の共振回路を適用した例である。具体的には、図１３に示すカスコード型分布型増幅器に付加した反射損失抑圧回路５１中の共振回路８０を、図１に示す第１の実施形態の共振回路５５で置換している。
反射損失抑圧回路５１の動作は、背景技術において図１３を用いて説明したのと同様である。即ち、反射損失抑圧回路５１の付加により、利得特性への影響を最小限に留めながら、高周波域における出力反射損失を抑圧することが可能になる。
但し、共振回路中の容量値変動に対する出力反射損失の抑圧量の安定性が異なる。図７は、反射損失抑圧回路５１における接地容量２、及び容量３の容量値が設計値通りの場合（実線）、及び、−２０％（破線）、＋２０％（点線）に変動した場合それぞれの、出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）、及び利得（Ｓ２１の絶対値）の回路シミュレーション結果をプロットしたものである。出力反射損失に関しては、反射損失抑圧回路５１無しの場合（図１２に相当）についても一点破線で示してある。
図に示すように、抑圧対象帯域（この例では、６５〜８５ＧＨｚ）における出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）の抑圧量は、接地容量２、及び容量３の容量値ばらつきに大きくは依存せず、安定して出力反射損失の抑圧が達成されていることが分かる。図２０に示す技術を用いた場合と比較すれば、違いは明瞭である。
第５の実施形態を、図８に示す回路図を用いて説明する。図１、図６、及び図１２、図１３における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
第４の実施形態においては、反射損失抑圧回路５１は一つの共振回路５５を用いて構成されていた。しかしながら、共振周波数の異なる複数の共振回路を用いて、反射損失抑圧回路５１を構成しても構わない。そのような構成を採ることにより、出力反射損失の抑圧対象帯域を広帯域化する効果が期待できる。
図８に示す例では、共振周波数の異なる共振回路５５−１、及び５５−２を含む抵抗接地回路を２つ（５３−１及び５３−２）並列に接続して反射損失抑圧回路５１を構成している。共振回路５５−１と５５−２の共振周波数を異なる値とするために、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１−１、１−２の長さ、接地容量２−１、２−２の容量値、容量３−１、３−２の容量値、のうちの少なくとも一つを異なる値とするとよい。
なおまた、図８に示す例では、共振回路５５−１、５５−２それぞれに抵抗５４−１、５４−２を具備する構成とした。しかしながら、抵抗５４−１、５４−２を共有化し、一つの抵抗に複数の共振回路が接続されている構成としてもよい。
第６の実施形態を、図９に示す回路図を用いて説明する。図１８における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態は、図１に示す第１の実施形態における共振回路を、固定周波数のミリ波帯（４３ＧＨｚ帯）発振器に適用した例である。
この実施形態のミリ波帯発振器においては、伝送線路６６とベース電源回路６９の接続点に、図１８における共振回路８０の代わりに共振回路５５が接続されている。共振回路５５は、第１の実施形態において説明したものと同一であり、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１、接地容量２、容量３とから構成される。
この実施形態のミリ波帯発振器において、接地容量２、及び容量３の容量値が同時に同じ割合だけ変動したと仮定した場合の発振出力の変化を、図１０に白丸、実線で示す。示す値は、ハーモニックバランス法によるシミュレーション結果である。同図中には比較の為、図１８に示すミリ波帯発振器の発振出力の容量８２の容量値依存性を黒丸、破線で示してある（図２１に示すものと同じ）。図に示すように、本実施形態の発振器においては、共振回路中の容量値変動に対する発振出力の変化が大きく抑圧される効果がある。
なおまた、図１１に発振周波数の容量値依存性を示す。このように、発振周波数の容量値依存性に関しては、本実施形態の回路と既知の回路とで有意差は見られない。
なおまた、第４乃至６の実施形態においては、能動素子としてＨＢＴを用いた。しかしながら、Ｓｉバイポーラタランジスタや、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用することも勿論可能である。ＦＥＴとしては、金属・半導体ＦＥＴ（ＭＥＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が使用できる。
以上第４乃至６の実施形態においては、第１の実施形態の共振回路を、カスコード型分布型増幅器、及び発振器に適用する例について述べた。しかしながら、適用する共振回路は第２、第３の実施形態の共振回路、又はそれらの変形であっても構わない（但し、前述の通り、分布型増幅器には第１の実施形態の共振回路が望ましい）。また、これらの共振回路を適用する回路は、カスコード型分布型増幅器や発振器に限らず、他の様々な高速信号、高周波信号回路への適用が可能である。
以上、本発明を、実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に、多様な変更、又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更、又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが特許請求の範囲の記載から明らかである。
特許請求の範囲、明細書、及び図面中において示す装置における動作、手順、ステップ、及び段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現し得ることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、及び図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
上記の実施形態の一部、又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（付記１）スタブと、前記スタブに一端が接続されて、他端が接地された第１の容量と、前記スタブと前記第１の容量との接続部に一端が接続された第２の容量とを備える共振回路。
（付記２）前記スタブは、共振周波数における（１／４＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いオープンスタブである付記１に記載の共振回路。
（付記３）前記オープンスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する付記２に記載の共振回路。
（付記４）前記スタブは、共振周波数における（１／２＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いショートスタブである付記１に記載の共振回路。
（付記５）前記ショートスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する付記４に記載の共振回路。
（付記６）出力端に接続されて、特定の周波数帯における出力インピーダンス、又は入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する伝送線路と、出力端子側、又は入力端子側から見て前記伝送線路と並列に接続された抵抗接地回路とを備え、前記抵抗接地回路は、負荷抵抗値、又は信号源抵抗値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗が付記１から５のいずれか一項に記載の共振回路により終端されて成る分布型増幅器。
（付記７）前記抵抗接地回路を複数具備し、それぞれの抵抗接地回路は共振周波数の異なる前記共振回路を用いて構成されている付記６に記載の分布型増幅器。
（付記８）付記１から５のいずれか一項に記載の共振回路を備えた発振器。
この出願は、２０１１年１２月１４日に出願された日本出願特願２０１１−２７３１２１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
図１は、第１の実施形態に係る共振回路の回路構成の一例を示す。第１の実施形態の共振回路は、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１、接地容量２、及び容量３を備える。
（λ／４＋δ）長オープンスタブ１は、基本共振周波数（角周波数ω０）において、基本波の１／４波長よりδだけ長い長さを有する。ここで、δは、基本波の波長λよりも十分に短い長さとする。したがって、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１単独によっては、基本共振周波数より僅かに低い周波数（角周波数ω０−Δω１）において直列共振回路を形成する。図２Ａは、図１中で定義した反射係数Γｒ１を示す。接地容量２の容量値は、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１と接地容量と２で構成される回路が基本共振周波数より僅かに高い周波数（角周波数ω０＋Δω２）において並列共振回路を形成するような値に設定する。図２Ｂは、図１中で定義した反射係数Γｒ２を示す。容量３の容量値は、容量３を含めた共振回路全体が基本共振周波数（角周波数ω０）において直列共振回路を形成するような値に設定する。図２Ｃは、図１中で定義した反射係数Γｒ３を示す。
以下の説明においては、第１の実施形態の共振回路の結合係数が容量値変動に依存しないことについて解析的に述べる。第１の実施形態の共振回路の結合係数βＣは、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１が低損失であるという近似の下で、式（２）、（３）に基づいて算出することができる。
次に、上記の解析的予測を数値計算（回路シミュレーション）により確認する。図３中の白丸、実線は、図１に示す本実施形態の共振回路において、接地容量２、及び容量３が同時に同じ割合だけ±２０％の範囲で変動したと仮定した場合の結合係数の変化を、回路シミュレーションにより計算した結果である。比較の為、図１４に示す共振回路において、容量８２の容量値が変動したと仮定した場合の結合係数の変化を黒丸、破線で示してある（図１９と同じもの）。図に示すように、本実施形態の共振回路の結合係数の容量値変動は、図１４に示す共振回路の容量値変動よりも大きく抑圧されている。これは前述の解析的予測と符合する結果である。
なおまた、接地容量２、及び容量３の例としてＭＩＭ容量を挙げたが、同一半導体チップ上に近接して形成された場合などに同様の変動傾向を示すものであれば、他の容量でも構わない。また（λ／４＋δ）長オープンスタブ１は、マイクロストリップ線路（ＭＳＬ：Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｌｉｎｅ）やコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ：Ｃｏｐｌａｎａｒ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ）等で実現すればよい。
第２の実施形態を、図４に示す回路図を用いて説明する。図１における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態においては、図１に示す第１の実施形態における（λ／４＋δ）長オープンスタブ１を（（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ４で置換している。（（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ４は、基本共振周波数において、基本波の（１／２＋ｋ）波長よりδだけ長い長さを有するものとする。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さであり、ｋは非負の整数である。
動作機構は、第１の実施形態と同様である。本実施形態のような構成を採ることにより、第１の実施形態よりも、より強い周波数選択性を得ることが可能になる。ただし、チップ面積が大きくなる不利点がある。また、基本共振周波数以下に極が形成される為、分布型増幅器のような広帯域回路への応用には向かない。
第３の実施形態を、図５に示す回路図を用いて説明する。図１における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態においては、図１に示す第１の実施形態における（λ／４＋δ）長オープンスタブ１を（（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ５で置換している。（（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ５は、基本共振周波数において、基本波の（１／４＋ｋ）波長よりδだけ長い長さを有するものとする。ここでδは、基本波の波長λよりも十分に短い長さであり、ｋは正の整数である。
動作機構は、第１の実施形態と同様である。本実施形態のような構成を採ることにより、第１の実施形態よりも、より強い周波数選択性を得ることが可能になる。ただし、チップ面積が大きくなる不利点がある。また、基本共振周波数以下に極が形成される為、分布型増幅器のような広帯域回路への応用には向かない。
第４の実施形態を、図６に示す回路図を用いて説明する。図１、及び図１２、図１３における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態は、図１２に示すカスコード型分布型増幅器に、図１に示す第１の実施形態の共振回路を適用した例である。具体的には、図１３に示すカスコード型分布型増幅器に付加した反射損失抑圧回路５１中の共振回路８０を、図１に示す第１の実施形態の共振回路５５で置換している。
反射損失抑圧回路５１の動作は、背景技術において図１３を用いて説明したのと同様である。即ち、反射損失抑圧回路５１の付加により、利得特性への影響を最小限に留めながら、高周波域における出力反射損失を抑圧することが可能になる。
但し、共振回路中の容量値変動に対する出力反射損失の抑圧量の安定性が異なる。図７は、反射損失抑圧回路５１における接地容量２、及び容量３の容量値が設計値通りの場合（実線）、及び、−２０％（破線）、＋２０％（点線）に変動した場合それぞれの、出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）、及び利得（Ｓ２１の絶対値）の回路シミュレーション結果をプロットしたものである。出力反射損失に関しては、反射損失抑圧回路５１無しの場合（図１２に相当）についても一点破線で示してある。
図に示すように、抑圧対象帯域（この例では、６５〜８５ＧＨｚ）における出力反射損失（Ｓ２２の絶対値）の抑圧量は、接地容量２、及び容量３の容量値ばらつきに大きくは依存せず、安定して出力反射損失の抑圧が達成されていることが分かる。図２０に示す技術を用いた場合と比較すれば、違いは明瞭である。
第５の実施形態を、図８に示す回路図を用いて説明する。図１、図６、及び図１２、図１３における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
第４の実施形態においては、反射損失抑圧回路５１は一つの共振回路５５を用いて構成されていた。しかしながら、共振周波数の異なる複数の共振回路を用いて、反射損失抑圧回路５１を構成しても構わない。そのような構成を採ることにより、出力反射損失の抑圧対象帯域を広帯域化する効果が期待できる。
図８に示す例では、共振周波数の異なる共振回路５５−１、及び５５−２を含む抵抗接地回路を２つ（５３−１及び５３−２）並列に接続して反射損失抑圧回路５１を構成している。共振回路５５−１と５５−２の共振周波数を異なる値とするために、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１−１、１−２の長さ、接地容量２−１、２−２の容量値、容量３−１、３−２の容量値、のうちの少なくとも一つを異なる値とするとよい。
なおまた、図８に示す例では、共振回路５５−１、５５−２それぞれに抵抗５４−１、５４−２を具備する構成とした。しかしながら、抵抗５４−１、５４−２を共有化し、一つの抵抗に複数の共振回路が接続されている構成としてもよい。
第６の実施形態を、図９に示す回路図を用いて説明する。図１８における構成要素と同様の働きをするものについては同一の符号を付した。このため、それらの構成要素に関する詳細な説明は省略する。
本実施形態は、図１に示す第１の実施形態における共振回路を、固定周波数のミリ波帯（４３ＧＨｚ帯）発振器に適用した例である。
この実施形態のミリ波帯発振器においては、伝送線路６６とベース電源回路６９の接続点に、図１８における共振回路８０の代わりに共振回路５５が接続されている。共振回路５５は、第１の実施形態において説明したものと同一であり、（λ／４＋δ）長オープンスタブ１、接地容量２、容量３とから構成される。
この実施形態のミリ波帯発振器において、接地容量２、及び容量３の容量値が同時に同じ割合だけ変動したと仮定した場合の発振出力の変化を、図１０に白丸、実線で示す。示す値は、ハーモニックバランス法によるシミュレーション結果である。同図中には比較の為、図１８に示すミリ波帯発振器の発振出力の容量８２の容量値依存性を黒丸、破線で示してある（図２１に示すものと同じ）。図に示すように、本実施形態の発振器においては、共振回路中の容量値変動に対する発振出力の変化が大きく抑圧される効果がある。
なおまた、図１１に発振周波数の容量値依存性を示す。このように、発振周波数の容量値依存性に関しては、本実施形態の回路と既知の回路とで有意差は見られない。
なおまた、第４乃至６の実施形態においては、能動素子としてＨＢＴを用いた。しかしながら、Ｓｉバイポーラタランジスタや、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用することも勿論可能である。ＦＥＴとしては、金属・半導体ＦＥＴ（ＭＥＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が使用できる。
以上第４乃至６の実施形態においては、第１の実施形態の共振回路を、カスコード型分布型増幅器、及び発振器に適用する例について述べた。しかしながら、適用する共振回路は第２、第３の実施形態の共振回路、又はそれらの変形であっても構わない（但し、前述の通り、分布型増幅器には第１の実施形態の共振回路が望ましい）。また、これらの共振回路を適用する回路は、カスコード型分布型増幅器や発振器に限らず、他の様々な高速信号、高周波信号回路への適用が可能である。
以上、本発明を、実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に、多様な変更、又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更、又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが特許請求の範囲の記載から明らかである。
特許請求の範囲、明細書、及び図面中において示す装置における動作、手順、ステップ、及び段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現し得ることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、及び図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
上記の実施形態の一部、又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（付記１）スタブと、前記スタブに一端が接続されて、他端が接地された第１の容量と、前記スタブと前記第１の容量との接続部に一端が接続された第２の容量とを備える共振回路。
（付記２）前記スタブは、共振周波数における（１／４＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いオープンスタブである付記１に記載の共振回路。
（付記３）前記オープンスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する付記２に記載の共振回路。
（付記４）前記スタブは、共振周波数における（１／２＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いショートスタブである付記１に記載の共振回路。
（付記５）前記ショートスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する付記４に記載の共振回路。
（付記６）出力端に接続されて、特定の周波数帯における出力インピーダンス、又は入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する伝送線路と、出力端子側、又は入力端子側から見て前記伝送線路と並列に接続された抵抗接地回路とを備え、前記抵抗接地回路は、負荷抵抗値、又は信号源抵抗値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗が付記１から５のいずれか一項に記載の共振回路により終端されて成る分布型増幅器。
（付記７）前記抵抗接地回路を複数具備し、それぞれの抵抗接地回路は共振周波数の異なる前記共振回路を用いて構成されている付記６に記載の分布型増幅器。
（付記８）付記１から５のいずれか一項に記載の共振回路を備えた発振器。
この出願は、２０１１年１２月１４日に出願された日本出願特願２０１１−２７３１２１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１、１−１、１−２ （λ／４＋δ）長オープンスタブ
２、２−１、２−２ 接地容量
３、３−１、３−２ 容量
４ （（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ
５ （（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ
２２ 入力端子
２３ 出力端子
２４ コレクタ電源端子
２５ ベース電源端子
２６ カスコード電源端子
２７−１、２、・・・、ｎ ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）
２８−１、２、・・・、ｎ カスコードＨＢＴ
２９−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３０−１、２、・・・、ｎ カスコード接地容量
３１−１、２、・・・、ｎ カスコード電源抵抗
３２−１、２、・・・、ｎ カスコード対
３３−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３４−１、２、・・・、ｎ 入力側高インピーダンス伝送線路
３５−１、２、・・・、ｎ 入力側高インピーダンス伝送線路
３６−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３７−１、２、・・・、ｎ 出力側高インピーダンス伝送線路
３８−１、２、・・・、ｎ 出力側高インピーダンス伝送線路
３９ コレクタ電源抵抗
４０ ベース電源抵抗
５０ 出力端
５１ 反射損失抑圧回路
５２ 伝送線路
５３、５３−１、５３−２ 抵抗接地回路
５４、５４−１，５４−２ 抵抗
５５、５５−１、５５−２ 共振回路
６１ 出力端子
６２ ベース電源端子
６３ コレクタ電源端子
６４ ＨＢＴ
６５、６６、６７、６８ 伝送線路
６９ ベース電源回路
７０ コレクタ電源回路
７１、７２ １／４波長伝送線路
７３、７４ 接地容量
７５ 出力整合回路
７６ オープンスタブ
７７ 直流阻止容量
８０ 共振回路
８１ （λ／２−δ）長オープンスタブ
８２ 容量
２、２−１、２−２ 接地容量
３、３−１、３−２ 容量
４ （（１／２＋ｋ）λ＋δ）長ショートスタブ
５ （（１／４＋ｋ）λ＋δ）長オープンスタブ
２２ 入力端子
２３ 出力端子
２４ コレクタ電源端子
２５ ベース電源端子
２６ カスコード電源端子
２７−１、２、・・・、ｎ ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）
２８−１、２、・・・、ｎ カスコードＨＢＴ
２９−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３０−１、２、・・・、ｎ カスコード接地容量
３１−１、２、・・・、ｎ カスコード電源抵抗
３２−１、２、・・・、ｎ カスコード対
３３−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３４−１、２、・・・、ｎ 入力側高インピーダンス伝送線路
３５−１、２、・・・、ｎ 入力側高インピーダンス伝送線路
３６−１、２、・・・、ｎ 伝送線路
３７−１、２、・・・、ｎ 出力側高インピーダンス伝送線路
３８−１、２、・・・、ｎ 出力側高インピーダンス伝送線路
３９ コレクタ電源抵抗
４０ ベース電源抵抗
５０ 出力端
５１ 反射損失抑圧回路
５２ 伝送線路
５３、５３−１、５３−２ 抵抗接地回路
５４、５４−１，５４−２ 抵抗
５５、５５−１、５５−２ 共振回路
６１ 出力端子
６２ ベース電源端子
６３ コレクタ電源端子
６４ ＨＢＴ
６５、６６、６７、６８ 伝送線路
６９ ベース電源回路
７０ コレクタ電源回路
７１、７２ １／４波長伝送線路
７３、７４ 接地容量
７５ 出力整合回路
７６ オープンスタブ
７７ 直流阻止容量
８０ 共振回路
８１ （λ／２−δ）長オープンスタブ
８２ 容量
Claims (8)
- スタブと、
前記スタブに一端が接続されて、他端が接地された第１の容量と、
前記スタブと前記第１の容量との接続部に一端が接続された第２の容量と
を備える共振回路。 - 請求項１に記載の共振回路において、
前記スタブは、共振周波数における（１／４＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いオープンスタブである
共振回路。 - 請求項２に記載の共振回路において、
前記オープンスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する
共振回路。 - 請求項１に記載の共振回路において、
前記スタブは、共振周波数における（１／２＋ｋ）波長（ｋ＝０、１、・・・）よりも、最大１／２０波長分の長さだけ長いショートスタブである
共振回路。 - 請求項４に記載の共振回路において、
前記ショートスタブと前記第１の容量とは、当該共振回路全体の共振周波数よりも、最大２０％高い周波数において並列共振回路を形成する
共振回路。 - 出力端に接続されて、特定の周波数帯における出力インピーダンス、又は入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する伝送線路と、
出力端子側、又は入力端子側から見て前記伝送線路と並列に接続された抵抗接地回路と
を備え、
前記抵抗接地回路は、負荷抵抗値、又は信号源抵抗値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗が請求項１から５のいずれか一項に記載の共振回路により終端されて成る分布型増幅器。 - 請求項６に記載の分布型増幅器において、
前記抵抗接地回路を複数具備し、それぞれの抵抗接地回路は共振周波数の異なる前記共振回路を用いて構成されている
分布型増幅器。 - 請求項１から５のいずれか一項に記載の共振回路を備えた発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013549300A JPWO2013089163A1 (ja) | 2011-12-14 | 2012-12-06 | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011273121 | 2011-12-14 | ||
| JP2011273121 | 2011-12-14 | ||
| JP2013549300A JPWO2013089163A1 (ja) | 2011-12-14 | 2012-12-06 | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2013089163A1 true JPWO2013089163A1 (ja) | 2015-04-27 |
Family
ID=48612606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013549300A Pending JPWO2013089163A1 (ja) | 2011-12-14 | 2012-12-06 | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20140340177A1 (ja) |
| JP (1) | JPWO2013089163A1 (ja) |
| WO (1) | WO2013089163A1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102607105B1 (ko) * | 2017-02-09 | 2023-11-28 | 삼성전자주식회사 | 전력 증폭기 및 임피던스 조정 회로 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5255361A (en) * | 1975-10-30 | 1977-05-06 | Victor Co Of Japan Ltd | Variable frequency oscillator |
| JPH02130103U (ja) * | 1988-11-16 | 1990-10-26 | ||
| FI114834B (fi) * | 1992-10-27 | 2004-12-31 | Ngk Spark Plug Co | Dielektrinen suodatin |
| JP2000174513A (ja) * | 1998-12-07 | 2000-06-23 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波増幅器 |
| JP2002033627A (ja) * | 2000-07-19 | 2002-01-31 | Fujitsu Ltd | 分布増幅器 |
| JP3865043B2 (ja) * | 2001-04-06 | 2007-01-10 | 日本電気株式会社 | 反射損失抑圧回路 |
| JP4423281B2 (ja) * | 2006-09-11 | 2010-03-03 | 日本電信電話株式会社 | 安定化回路、高周波フィルタ |
| JP5246028B2 (ja) * | 2009-05-13 | 2013-07-24 | 三菱電機株式会社 | マイクロ波増幅器 |
-
2012
- 2012-12-06 JP JP2013549300A patent/JPWO2013089163A1/ja active Pending
- 2012-12-06 US US14/364,378 patent/US20140340177A1/en not_active Abandoned
- 2012-12-06 WO PCT/JP2012/082268 patent/WO2013089163A1/ja active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20140340177A1 (en) | 2014-11-20 |
| WO2013089163A1 (ja) | 2013-06-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10164579B2 (en) | Distributed amplifier | |
| JP4206589B2 (ja) | 分布増幅器 | |
| US20060238269A1 (en) | Reflection loss suppression circuit | |
| US8264279B2 (en) | Electronic circuit | |
| US9270235B2 (en) | Amplifier and amplifying method | |
| JP5655526B2 (ja) | 電子回路 | |
| WO2013089163A1 (ja) | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 | |
| JP6073371B2 (ja) | 広帯域増幅器 | |
| CN112020826B (zh) | 放大器 | |
| Chen et al. | Design of 18–40 GHz GaN reactive matching power amplifiers using one‐order and two‐order synthesised transformer networks | |
| JP6332097B2 (ja) | 電力増幅器 | |
| JP7444251B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP4712546B2 (ja) | マイクロ波増幅器 | |
| Sayginer et al. | 1–8 GHz high efficiency single-stage travelling wave power amplifier | |
| WO2020235093A1 (ja) | ドハティ増幅器 | |
| JP2021090168A (ja) | 電力増幅回路 | |
| JP2011199338A (ja) | 増幅器 | |
| US11283415B2 (en) | High-frequency amplifier | |
| Subatra et al. | Performance Analysis of Ka Band LNA for Different Topologies | |
| JP5484206B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| WO2021240830A1 (ja) | 増幅回路 | |
| JP5347992B2 (ja) | 高周波増幅回路 | |
| Aziz et al. | Low noise amplifier circuit design for 5 GHz to 6 GHz | |
| WO2019203044A1 (ja) | ミキサ | |
| Virdee | Cascaded single-stage distributed amplifier using DPHEMT devices for multioctave performance |