JPWO2013015279A1 - 補償装置、信号発生器及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

搬送周波数ｆｃの信号を用いて直交復調を行う直交復調器５から出力された直交復調信号に対して、前記直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置であって、受信帯域内において所定の帯域幅を持つ基準信号を発生させて、当該基準信号を前記直交復調器５の入力側に与える信号発生器１０を備えている。前記基準信号は、前記搬送周波数に対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有する信号である。

Description

本発明は、補償装置、信号発生器及び無線通信装置に関するものである。

直交変調信号を受信すると、その受信信号に対する直交復調が必要となる。直交復調は、搬送周波数の信号を用いて行われる。このような直交復調は、特許文献１に記載されている。

特開２０１０−１３０６３０号公報

直交復調を、特許文献１に示すようにアナログ信号処理で行う場合、受信信号が直交復調器によって歪を受けることがある。
歪の要因としては、直交復調器における直交度のずれ、及び、Ｉ／Ｑゲイン不平衡（アナログ直交復調器内のＩ／Ｑ不平衡）などがある。直交度のずれ及びＩＱゲイン不平衡（Ｉ／Ｑ不平衡）によって生じる歪は、イメージ成分とよばれる。

このイメージ成分を除去して直交復調信号を補償するには、イメージ成分を除去するための補償パラメータを求め、その補償パラメータを直交復調信号に適用すればよい。
しかし、直交復調器によって発生したイメージ成分を除去するには、直交復調器に入力される前の信号の特性が分かっている必要がある。しかし、直交復調器に入力される前の信号は、伝搬路を通って受信された信号であり、その特性を把握することは困難である。

そこで、直交復調信号によって発生したイメージ成分の除去を容易に行えるようにすることを目的とする。

（１）本発明の一態様に係る補償装置は、搬送周波数の信号を用いて直交復調を行う直交復調器から出力された直交復調信号に対して、前記直交復調器によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置であって、受信帯域内において所定の帯域幅を持つ基準信号を発生させて、当該基準信号を前記直交復調器の入力側に与える信号発生器と、前記直交復調器によって前記基準信号を直交復調した信号に基づいて、前記イメージ成分を除去するための補償パラメータを演算する演算部と、前記補償パラメータを用いて、前記直交復調信号から前記イメージ成分を除去するイメージ成分除去部と、を備え、前記基準信号は、前記搬送周波数に対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有する信号であり前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記イメージ成分が重畳されていない帯域の信号を、基準信号レプリカとして生成するとともに、前記基準信号レプリカ及び前記基準信号レプリカによって生じたイメージ成分を有する演算用信号と、前記基準信号レプリカと、に基づいて、前記補償パラメータを演算することを特徴とする補償装置である。
上記構成の補償装置によれば、演算部は、基準信号を直交復調した信号のうち、基準信号の帯域が搬送周波数に対して偏っていることによってイメージ成分が重畳されていない帯域の信号を、基準信号レプリカとして生成するとともに、基準信号レプリカ及び基準信号レプリカによって生じたイメージ成分を有する演算用信号と、基準信号レプリカと、に基づいて、補償パラメータを演算する。
つまり、基準信号が、搬送周波数に対して偏っていることで、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能であり、ひいてはイメージ成分を除去するための補償パラメータを演算することが可能となる。

（２）前記基準信号は、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方の帯域だけに存在しており、前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記基準信号全体に対応する帯域の信号を基準信号レプリカとして生成し、前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号であるのが好ましい。
イメージ成分は、搬送周波数を基準として対称的に現れるため、基準信号は、搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方の帯域だけに存在していると、イメージ成分は、基準信号とは異なる部分に現れる。したがって、イメージ成分と基準信号との分離が容易となる。

（３）前記演算部は、前記搬送周波数に対応する周波数を基準として、前記基準信号が存在しない側の帯域の信号を、前記基準信号を直交復調した信号から除去することで、前記基準信号レプリカを生成するのが好ましい。搬送周波数に対応する周波数を基準として、基準信号が存在しない側の帯域には、イメージ成分が存在するため、その帯域の信号を除去することで、イメージ成分のない基準信号レプリカを容易に生成することができる。

（４）前記基準信号は、前記搬送周波数を跨った状態で、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っており、前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号において前記基準信号に対応する帯域の信号から、前記イメージ成分が重畳されている部分を除去した信号を基準信号レプリカとして生成し、前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号から、前記イメージ成分の重畳部分が除去された信号であるのが好ましい。基準信号が搬送周波数を跨っている場合であっても、搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていれば、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能である。

（５）前記信号発生器は、位相比較器の出力信号に基づく制御電圧によって電圧制御発振器の発振周波数が決定される位相ロックループ方式の信号発生器であるとともに、時間変動する外部信号を発生する外部信号発生部を備え、前記制御電圧は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されたものであるのが好ましい。位相比較器の出力信号に、時間変動する外部信号を重畳させることで、周波数が時間的に変化する信号を生成することができる。そして、周波数が時間的に変化する信号は、時間を無視すれば、周波数帯域幅を有する信号であるとみなすことができる。つまり、上記の信号発生器によれば、帯域幅を有する信号を容易に生成できる。

（６）前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部を更に備えているのが好ましい。この場合、第１モードでは、周波数の時間変動によって帯域幅を有する信号を生成でき、第２モードでは、一定の周波数の信号を生成できる。

（７）他の観点からみた本発明の一態様に係る無線通信装置は、前記（１）記載の前記補償装置を備えた無線通信装置である。

（８）さらに他の観点からみた本発明の一態様に係る無線通信装置は、前記（５）記載の前記補償装置を備えた無線通信装置であって、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部と、前記第２モードの前記信号発生器から出力された単一周波数の信号を、前記受信機に与えて前記受信機の利得を測定する測定部と、を更に備えている無線通信装置である。

上述したように、直交復調器に入力される前の信号の特性を把握することは困難であるため、所定の帯域幅を持つ基準信号を発生させて、当該基準信号を直交復調器に入力することが考えられる。
しかし、正確な基準信号を生成するには、基準信号をデジタルで厳密に管理する必要があり、しかも、デジタル／アナログ変換及び変調器が必要となり、装置のコスト高及び大型化を招くおそれがあった。
そこで、他の観点からみた本発明は、デジタルでの複雑な制御を行うことなく、所定の帯域幅を有する信号を生成できるようにすることを目的とする。

（９）すなわち、他の観点からみた本発明の一態様に係る信号発生器は、位相比較器の出力信号に基づく制御電圧によって電圧制御発振器の発振周波数が決定される位相ロックループ方式の信号発生器であって、時間変動する外部信号を発生する外部信号発生部を備え、前記制御信号は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されたものであることを特徴とする信号発生器である。
通常の位相ロックループ方式の信号発生器は、単一の周波数の信号を発生するが、上記本発明によれば、外部信号発生部から時間変動する外部信号が位相比較器の出力信号に重畳されるため、電圧制御発振器からは、時間的に周波数が変化する信号が出力される。周波数が時間的に変化する信号は、時間を無視すれば、所定の帯域幅を有する信号を生成しているものとみなすことができる。

（１０）前記外部信号の周波数は、前記位相比較器における位相比較周波数よりも小さいのが好ましい。この場合、外部信号によって変動する周波数を適切に制御するのが容易となる。

（１１）前記外部信号の振幅を調整する調整部を更に備えているのが好ましい。外部信号の振幅を調整することで、信号発生器が発生する信号の帯域幅を調整することができる。

（１２）前記位相比較器における位相比較周波数と前記外部信号の周波数との比を調整する調整部を更に備えているのが好ましい。位相比較周波数と外部信号の周波数との比を調整することで、信号発生器が発生する信号の帯域幅を調整することができる。

（１３）前記位相比較器と前記電圧制御発振器との間に設けられたチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路を流れるチャージポンプ電流を調整する調整部と、を更に備えているのが好ましい。チャージポンプ電流を調整することで、信号発生器が発生する信号の帯域幅を調整することができる。

（１４）前記位相比較と前記電圧制御発振器との間に設けられたローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの時定数を調整する調整部と、を更に備えているのが好ましい。ローパスフィルタの時定数を調整することで、信号発生器が発生する信号の帯域幅を調整することができる。

（１５）時間的に変化する前記電圧制御発振器の発振周波数の周波数範囲を調整する調整部を更に備え、前記調整部は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されることで、前記周波数範囲を調整するのが好ましい。この場合、信号発生器が発生する信号の周波数範囲（帯域幅）を調整することが可能となる。

（１６）前記外部信号は、正弦波であるのが好ましい。

（１７）前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部を更に備えているのが好ましい。この場合、信号発生器を第１モードと第２モードとに使い分けることができる。

（１８）他の観点からみた本発明の一態様に係る無線通信装置は、前記（９）〜（１７）のいずれか１項に記載の前記信号発生器によって発生した信号を用いる無線通信装置である。

なお、本発明は、上記補償装置、信号発生器、及び無線通信装置の機能の一部又は全てを備えた半導体集積回路（ＬＳＩ）として実現してもよい。

無線通信装置（受信機）の構成図である。 信号発生器の回路図である。 外部信号発生器及びその周辺の回路図である。 （ａ）はＶＣＯへの制御信号を示し、（ｂ）はＶＣＯの発振周波数を示す図である。 （ａ）はＶＣＯへの制御信号を示し、（ｂ）はＶＣＯの発振周波数を示す図である。 制御部の構成図である。 ＱＤＣ演算処理のフローチャートである。 基準信号を示す図である。 ＤＣオフセットを有するＩ信号を示す図である。 ＤＣオフセットを有するＱ信号を示す図である。 （ａ）は直交復調信号を示す図であり、（ｂ）は直交復調信号から生成した基準信号レプリカである。 （ａ）は直交復調信号を示す図であり、（ｂ）はイメージ成分だけが存在する部分が抽出された信号を示す図であり、（ｃ）基準信号だけが存在する部分が抽出された信号を示す図であり、（ｄ）は（ｂ）と（ｃ）のとの合成信号を示す図である。 ＲｘＡＬＣ演算処理のフローチャートである。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．通信装置の構成］
図１は、送受信機能を有する無線通信装置における受信機の構成を示している。なお、無線通信装置は、無線基地局装置又は無線端末装置として用いられる。また、図１の構成は、受信機に限らず、自身の無線通信装置の送信機から送信された送信信号を監視（送信アンプのＤＰＤ（歪補償）のための監視など）するために、自身が送信した送信信号を受信するモニタ装置としても使用できる。

図１に示す受信機１は、受信信号を直交復調する機能を有している。また、受信機１は、直交復調の際に生じる直交復調歪を補償する補償装置としての機能をも有している。
この受信機１は、図示しないアンテナで受信した受信信号を増幅する増幅器（ローノイズアンプ）２、受信信号の利得調整を行う可変アッテネータ３、受信信号の周波数変換を行う周波数変換器（ダウンコンバータ）４、受信信号の直交復調を行う直交復調器５、直交復調器５から出力されたアナログＩ／Ｑ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ６ａ，６ｂ、直交復調信号の補償を行う直交復調補償部７、及び、直交復調信号の利得を補償する利得補償部８を備えている。

直交復調器５は、受信搬送周波数の信号（受信搬送周波数に一致する周波数の信号）を生成する発振器５ａ、π／２移相器５ｂ、乗算器５ｃ，５ｄなどのアナログ素子を備えており、アナログ信号処理によって直交復調処理を行うアナログ直交復調器（ＡＱＤ；Ａｎａｌｏｇ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）である。直交復調器５を構成するアナログ素子のばらつきにより、受信信号を直交復調した直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）は、歪を受ける。

歪の要因としては、
１）発振器５ａから注入される搬送周波数の漏れ（ｆｅｅｄ ｔｈｒｏｇｈ）
２）π／２移相器５ｂの製造ばらつきに起因する直交度のずれ
３）直交復調器５からＡＤＣ６ａ，６ｂまでの間の２つのパスで生じるゲイン不平衡
４）ＤＣオフセット
などが挙げられる。

直交復調補償部７は、直交復調器補正（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能を有し、直交復調器５によって直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）に生じた歪の補償を行う。直交復調補償部７は、ローカルリーク除去部７ａと、イメージ成分除去部７ｂとを有している。

ローカルリーク除去部（ＱＤＣ＿ＬＬＲ；Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ＿Ｌｏｃａｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）７ａは、直交復調歪のうち、ローカルリークを除去する。ローカルリークは、搬送周波数の漏れ及び／又はＤＣオフセットを原因として発生する。
イメージ成分除去部（ＱＤＣ＿ＩＲ；Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ＿Ｉｍａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）７ｂは、直交復調歪のうち、イメージ成分を除去する。イメージ成分は、直交度のずれ及び／又はゲイン不平衡を原因として発生する。
なお、ローカルリークは、信号の有無にかかわらず観測できる。イメージ成分は信号によって歪の生じ方が変化する。

ローカルリーク除去部７ａ及びイメージ成分除去部７ｂは、直交復調歪（ローカルリーク又はイメージ成分）を補償するための補償パラメータ（補償係数）Ｒ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを用いて、歪補償を行う。補償パラメータは、制御部９にて演算される。

図１に示す直交復調補償部７の行う補償処理は、上記補償パラメータを用いて次の式で表すことができる。

ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍは、ローカルリークを除去するための第１補償パラメータである。Ｒ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂は、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータである。

制御部９は、補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを求める際には、アンテナによって受信した通常の受信信号ではなく、所定の帯域幅を持つ特別な信号（基準信号）を用いる。補償パラメータを求めるために用いる基準信号は、信号発生器１０が発生する。

つまり、前記基準信号を発生させる信号発生器１０と、前記基準信号を直交復調した直交復調信号に基づいてイメージ成分を除去するための補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を演算する制御部９と、補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を用いて直交復調歪のうちのイメージ成分を除去する直交復調補償部７とは、直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置を構成している。なお、直交復調補償部７は、ローカルリーク除去部７ａと、イメージ成分除去部７ｂとを備えているが、前記補償装置が直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去するためには、少なくとも、イメージ成分除去部７ｂを備えていればよい。

［２．信号発生器］
図２は、信号発生器１０の回路構成を示している。信号発生器は、位相ロックループ（ＰＬＬ；Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）方式の発振回路に、外部信号発生器（外部信号発生部）２１を付加したものである。

図２に示すＰＬＬ方式の発振回路は、位相比較器２２、チャージポンプ（Ｃｈａｒｇｅ Ｐｕｍｐ）回路２３、ローパスフィルタ（ループフィルタ）２４、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５、分周器２６，２７を備えている。

位相比較器２２は、基準周波数ｆ_refに対してＲ分周を行う分周器２７の出力信号と、電圧制御発振器２５の出力信号（周波数ｆ_out）に対してＮ分周を行う分周器２６の出力信号と、を比較し、両者の位相差に応じた電圧を出力する。位相比較器２２の出力電圧は、チャージポンプ回路２３及びローパスフィルタ２４を通過することで、電圧制御発振器２５への制御信号（制御電圧）となる。
電圧制御発振器２５の出力信号は、分周器２６を介して、位相比較器２２にフィードバックされ、位相ロックループが形成される。一般的な位相ロックループ方式の発振回路では、位相ロックループによって、電圧制御発振器２５から、一定の周波数の信号が出力される。

これに対し、図２に示す信号発生器１０は、外部信号発生器２１が設けられている。図３に示すように、外部信号発生器２１は、正弦波のように時間変動する信号を生成する発振器（可変周波数発振器）２９を備えている。発振器２９によって発生した信号（外部信号）Ｖ_extは、電圧制御発振器２５の制御信号に重畳される。
すなわち、位相比較器２２の出力電圧が、チャージポンプ回路２３及びローパスフィルタ２４を通過することで生成された原制御信号（原制御電圧）Ｖ_ctrl’に、外部信号Ｖ_extが重畳された制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrlが生成される。

図３の信号発生器１０では、発振器２９の出力信号は、非反転増幅器３０、切替部（スイッチ）３０ｂ、コンデンサ３０ｃを介して、電圧制御発振器２５の入力ライン２８上に与えられる。

非反転増幅器３０は、発振器２９によって発生した外部信号の振幅を調整する機能を有している。なお、外部信号Ｖ_extの振幅調整が必要ない場合には、非反転増幅器３０を、ボルテージフォロア回路として構成してもよい。

切替部３０ｂは、外部信号Ｖ_extの制御信号への重畳のＯＮ／ＯＦＦを行う機能を有している。切替部３０ｂをＯＮにすることで、位相比較器２２の出力電圧に外部信号Ｖ_extが重畳された制御電圧Ｖ_extが電圧制御発振器２５に与えられる第１モードにすることができる。また、切替部３０ｂをＯＦＦにすることで、位相比較器２２の出力電圧に外部信号Ｖ_extが重畳されていない制御電圧Ｖ_ext’が電圧制御発振器２５に与えられる第２モードにすることができる。
切替部３０ｂにおけるＯＮ／ＯＦＦ切替は、制御部９からの制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）によって行われる。
なお、コンデンサ３０ｃは、ＡＣカップリングの役割をし、原制御信号Ｖ_ctrl’をバイアス電圧として外部信号Ｖ_extをスイングさせる機能を有している。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５の入出力特性は、制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrlに対して、出力周波数（発振周波数）ｆ_outが単調増加する。つまり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５からは、制御信号Ｖ_ctrlの大きさに応じた出力周波数（発振周波数）ｆ_outの信号が出力される。
なお、ＶＣＯ２５の出力側には可変アッテネータ４０が設けられており、受信機の利得を上げる際に、信号発生器１０から入力される信号が飽和しないようにするため等の目的でＶＣＯ２５の出力を調整することができる。可変アッテネータ４０は、制御部９から調整できる。

図４（ａ）に示すように、外部信号Ｖ_extが重畳されず、位相比較器２２の出力電圧に応じた制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrl’だけが電圧制御発振器２５に与えられる場合には、信号発生器１０は、通常の位相ロックループ回路として機能し、図４（ｂ）に示すように、単一の周波数ｆ₀の信号（無変調連続波）が、電圧制御発振器２５から出力される。

一方、図５（ａ）に示すように、位相比較器２２の出力電圧に応じた制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrl’に、外部信号発生器２１によって発生した外部信号（正弦波）Ｖ_extが重畳された制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrlが、電圧制御発振器２５に与えられる場合には、図５（ｂ）に示すように、電圧制御発振器２５から出力される出力信号の周波数ｆ_outは、外部信号Ｖ_extの振幅値の時間的変化に応じて、周波数ｆ₀を中心として時間的に変化する。

つまり、外部信号Ｖ_extの振幅値がゼロであれば、電圧制御発振器２５の出力周波数は、制御信号（制御電圧）Ｖ_ctrl’によってロックされる周波数ｆ₀となるが、外部信号Ｖ_extの時間変動によって、外部信号Ｖ_extの振幅値がゼロよりも大きくなると、電圧制御発振器２５の出力周波数は、ｆ₀よりも大きくなる。逆に、外部信号Ｖ_extの時間変動によって、外部信号Ｖ_extの振幅値がゼロよりも小さくなると、電圧制御発振器２５の出力周波数は、ｆ₀よりも小さくなる。

外部信号Ｖ_extの時間変動に応じた、電圧制御発振器２５の出力周波数（発振周波数）の変動は、ｆ₀を中心として、ｆ₀−（ｆ_w／２）からｆ₀＋（ｆ_w／２）の間で生じる。つまり、電圧制御発振器２５の出力周波数が時間的に変化する周波数範囲はｆ_wである。

信号発生器１０は、外部信号発生器２１を有していることで、チャープ信号（ｃｈｉｒｐ ｓｉｇｎａｌ）のように、所定の周波数範囲ｆ_w内で周波数が時間的に変化する信号を生成することができる。
チャープ信号のように、所定の周波数範囲ｆ_w内で周波数が時間的に変化する信号は、時間を無視すれば、周波数帯域幅がｆ_wである信号とみなすことができる。したがって、信号発生器１０は、所定の帯域幅ｆ_wの信号（基準信号）を発生する装置であるとみなすことができる。

従来、チャープ信号を生成するには、デジタルで生成した信号をアナログ変換し、さらに変調する必要があり、装置のコスト高及び大型化を招くおそれがあった。
しかし、図２に示す信号発生器１０では、一般的なＰＬＬ回路に外部信号発生器２１を追加するだけで、容易にチャープ信号を生成することができる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wの値は、主に、外部信号Ｖ_extの振幅によって決定される。外部信号Ｖ_extの振幅を調整することで帯域（周波数範囲）ｆ_wの値を調整する第１調整部として、非反転増幅器３０を利用できる。非反転増幅器の可変抵抗３０ａの値を調整することで、非反転増幅器３０の増幅率を変更でき、その結果、外部信号Ｖ_extの振幅を調整することができる。なお、非反転増幅器３０の増幅率を変更する信号Ｃｔｒｌ_Aは、制御部９から与えられる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wの値は、外部信号Ｖ_extの振幅以外の他の要因によっても影響を受ける。他の要因としては、例えば、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_refと、外部信号Ｖ_extの周波数との比が挙げられる。位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_refが高ければ、位相比較器２２における位相比較が頻繁に行われ、外部信号Ｖ_extによって変動した周波数がｆ₀に戻ろうとする度合いが高くなる。したがって、位相比較器における位相比較周波数ｆ_refが高くなるほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wを小さくできる。

位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_refと、外部信号Ｖ_extの周波数との比を調整する第２調整部として、可変周波数発振器２９を利用できる。外部信号_extの周波数を調整することで、位相比較周波数ｆ_refと外部信号Ｖ_extの周波数との比が調整され、その結果、外部信号Ｖ_extの振幅を調整することができる。なお、可変周波数発振器２９の発振周波数を変更する信号Ｃｔｒｌ_Bは、制御部９から与えられる。

ここで、図２の回路が、位相ロックループとして機能するには、外部信号Ｖ_extの周波数が小さいほうがよい。外部信号Ｖ_extの周波数が大きすぎると、外部信号Ｖ_extによって変動する周波数を適切に制御できなくなるからである。かかる観点からは、外部信号Ｖ_extの周波数は、例えば、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_refよりも小さいのが好ましく、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_refの１／１０以下であるのが更に好ましい。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wの値に影響を与える他の要因としては、チャージポンプ回路２３のチャージポンプ電流が挙げられる。チャージポンプ電流が大きくなると、位相比較器２２の出力電圧の変化に対する制御電圧Ｖ_ctrl’の応答性が高くなる。このため、外部信号Ｖ_extによって変動した周波数がｆ₀に戻ろうとする反応速度が速くなる。したがって、チャージポンプ電流を大きくするほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wを小さくできる。

チャージポンプ電流を調整するには、チャージポンプ回路２３においてチャージポンプ電流の大きさを左右する抵抗を可変抵抗しておけばよい。この可変抵抗が、チャージポンプ電流を調整する第３の調整部となる。なお、チャージポンプ電流を変更する信号Ｃｔｒｌ_Cは、制御部９から与えられる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wの値に影響を与える他の要因としては、ＬＰＦ２４の時定数が挙げられる。チャージポンプ電流が一定であっても、ＬＰＦ２４自体の応答性が高くなれば、ＬＰＦ２４の出力電圧（制御電圧Ｖ_ctrl’）の応答性が高くなる。このため、外部信号Ｖ_extによって変動した周波数がｆ₀に戻ろうとする反応速度が速くなる。したがって、ＬＰＦ２４の応答性が高くなるように時定数を小さくするほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_wを小さくできる。

ＬＰＦ２４の時定数を調整するには、ＬＰＦ２４において時定数を左右する素子を可変素子としておけばよい。この可変素子が、ＬＰＦ２４の時定数を調整する第４の調整部となる。

上記のように構成された信号発生器１０から発生した信号は、スイッチ部１１を介して、増幅器２に与えられ、直交復調器５によって直交復調される。スイッチ部１１は、増幅器２（直交復調器５）に与えられる信号を、図示しないアンテナにて受信した受信信号とするか、信号発生器１０にて発生した信号とするか、を切り替えることができる。スイッチ部１１への切替制御信号は、制御部９から与えられる。

［３．制御部の処理］
図６に示すように、制御部９は、直交復調補償に用いる補償パラメータを演算するＱＤＣ演算部（直交復調補償演算部）３１と、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８が利得補償を行う際に参照する補償値を演算するＲｘＡＬＣ演算部（利得補償演算部）３４を備えている。
［３．１ 直交復調補償］
ＱＤＣ演算部３１は、直交復調器５から出力された直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）を、（利得補償部８の出力側から）取得する。ＱＤＣ演算部３１は、取得した直交復調信号に基づいて、直交復調歪を補償するための補償パラメータを演算する。演算により求めた補償パラメータは、直交復調補償部７に適用される。直交復調補償部７は、補償パラメータを用いて、前記直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）の直交復調歪を除去する。

ＱＤＣ演算部３１は、ローカルリークを除去するための第１補償パラメータｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを演算するＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部（ローカルリーク演算部）３２と、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を演算する演算部としてのＱＤＣ＿ＩＲ演算部（イメージ成分演算部）３３と、を備えている。
ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部３２で求めた第１補償パラメータｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍは、ローカルリーク除去部７ａに適用される。ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３で求めた第２補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂は、イメージ成分除去部７ｂに適用される。

なお、制御部９は、少なくとも、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を演算するＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３を備えていれば、直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置の演算部としての機能を実現することができる。

図７は、補償パラメータを演算（更新）するための処理フローチャートを示している。まず、制御部９は、信号発生器１０が発生したチャープ信号を、直交復調器５の入力側に与える（ステップＳ１）。
なお、受信機１に受信信号の処理を行う系（図１の回路）が複数設けられている場合には、補償パラメータを演算する対象となる系の選択が、ステップＳ１に先立って行われる。

ステップＳ１では、制御部９は、信号発生器１０にて発生した信号が増幅器２（直交復調器５）側に与えられるようにスイッチ部１１を切り替える切替制御信号を、スイッチ部１１に対して出力する。また、制御部９は、信号発生器１０が単一周波数の信号（ＣＷ；Ｃｏｎｓｔａｎ Ｗａｖｅ）ではなく、所定の帯域ｆ_wを有するチャープ（Ｃｈｉｒｐ）信号を出力する第１モードとなるように、モード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）を信号発生器１０の外部信号発生器２１に対して出力する。

信号発生器１０にチャープ信号を発生させるためのモード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）が、外部信号発生器２１の切替部３０ｂに与えられると、外部信号Ｖ_extが重畳された制御電圧Ｖ_ctrlが、電圧制御発振器２５に与えられる。すると、電圧制御発振器２５は、図８に示すように、所定の帯域幅を持つ信号（基準信号）を出力する。
なお、チャープ信号の帯域は、運用の際のシステム帯域に応じて、適宜、決定できる。例えば、システム帯域に合わせて数パターンの外部信号Ｖ_ext振幅を予め設定しておき、選択されたシステム帯域に応じて、どの外部信号Ｖ_extの振幅にするかを選択すればよい。また、外部信号Ｖ_extの振幅によって定まるチャープ信号帯域を、位相比較周波数ｆ_refと外部信号Ｖ_extの周波数との比の調整、チャージポンプ電流の調整、ＬＰＦ２４の時定数の調整によって微調整することができる（前記各調整の内、少なくとも１つを調整することによって調整することができる）。

基準信号は、受信帯域（ｆ_r-min−ｆ_r-max）内において、所定の帯域（（ｆ₀−（ｆ_w／２））−（ｆ₀＋（ｆ_W／２）））を持つ信号として生成される。
基準信号は、受信帯域の中心周波数である受信搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側に偏った帯域を有している。図８では、基準信号の帯域は、搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側だけに存在しており、搬送周波数ｆｃよりも低周波数側には存在しない。また、基準信号の帯域は、搬送周波数ｆｃに対して離れて位置している。
なお、搬送周波数ｆｃ（受信信号の中心周波数）は、変更される場合があるが、搬送周波数ｆｃが変更されても、図８のような関係を維持できるように、チャープ信号の中心周波数ｆ₀及び／又は帯域ｆ_wを調整してもよい。

図８に示す基準信号は、直交復調器５を通過することで、直交復調歪が付加される。直交復調歪を有する直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）は、ＱＤＣ演算部３１にてサンプリングされる（ステップＳ２）。

ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部３２は、サンプリングした直交復調信号に基づいてローカルリーク量を計算する（ステップＳ３）。基準信号は、図示しないＡＣカップリングによって直流成分を有しないものとなっているため、ローカルリークがなければ、ＩＱコンスタレーションの中心は、ＩＱ平面の原点になるはずである。しかし、Ｉ／Ｑ信号それぞれにローカルリークによる影響が含まれていると、直交復調信号のコンスタレーションのゼロ点は、ＩＱ平面の原点からずれる。

つまり、図９及び図１０に示すように、ローカルリークによって、Ｉ／Ｑ信号それぞれにＤＣ成分Ｉ_DC，Ｑ_DCが含まれている場合、Ｉ／Ｑ信号それぞれの時間平均をとると、ローカルリークに対応したＤＣ成分Ｉ_DC，Ｑ_DCが得られる。得られたＤＣ成分Ｉ_DC，Ｑ_DCは、ローカルリークを打ち消すための第１補償パラメータｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍの更新（ステップＳ５）に用いられる。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、サンプリングした直交復調信号に基づいてイメージ成分を計算する（ステップＳ４）。
ここで、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないＩ信号をＲｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］とし、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないＱ信号をＲｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］とし、Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］に対して直交復調器５によるイメージ成分が重畳されたＩ信号をＲｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］とし、Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］に対して直交復調器５によるイメージ成分が重畳されたＱ信号をＲｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］とすると、直交復調器によって生じるイメージ成分は、下記のように表すことができる。

上記式において、Ｒ_tmp11，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22が、イメージ成分に対応する。
なお、^*［ｎ］は、サンプリング間隔Ｔ（秒）としたときに、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル複素ベースバンドＩＱ表現の信号である。また、^*（ｔ）は、時刻ｔにおけるアナログ信号を示す。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、イメージ成分として、上記のＲ_tmp11，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22を算出する。
ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、上記式中のＲ_tmp21，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22を、

という関係となることを踏まえて、最小２乗法など任意の数値計算手法を用いて推定する。

ここで、デジタルで処理を行うＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３が、上記式を用いて、イメージ成分を算出するには、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］のほか、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないデジタルＩ／Ｑ信号Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］が必要である。

図１の回路構成から明らかなように、デジタルで処理を行うＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３にとって、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］の取得は容易である。一方、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないデジタルＩ／Ｑ信号Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］の取得は容易ではない。
しかし、本実施形態に係る受信機１では、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］から、Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］のレプリカを生成できるため、イメージ成分の算出が容易となっている。

なお、ここでは、直交復調器５の出力として、直交復調補償部７（及び利得補償部８）の出力を考える。つまり、以下の通りである。
Ｒ_I’’：Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］
Ｒ_Q’’：Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］

さて、本実施形態に係る受信機１では、補償パラメータを演算する際には、信号発生器１０から出力された基準信号（図８）が直交復調器５へ入力される。

この基準信号が、直交復調器５を通過することで得られる直交復調信号Ｒｘｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）は、図１１（ａ）に示すように、元々の基準信号の部分と、イメージ成分の部分とが、異なる部分に現れる。これは、基準信号の帯域が、搬送周波数ｆｃを基準として片側（高周波数側）だけに存在しており、イメージ成分は、搬送周波数ｆｃを基準として対称的に現れるからである。つまり、イメージ成分は、搬送周波数ｆｃを基準としたときに、基準信号の帯域に対して周波数方向に対称な帯域に現れる。
なお、図１１では、デジタルで処理を行う直交復調補償部７において扱う信号を表しているため、搬送周波数ｆｃに相当する周波数が０となっている。

基準信号の帯域が、搬送周波数ｆｃを基準として片側（高周波数側）だけに存在しているため、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３としては、搬送周波数ｆｃを基準とした他方側（低周波数側）に存在する成分は、基準信号ではなく、イメージ成分であるとみなすことができる。

そこで、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１１（ａ）に示すような直交復調信号Ｒｘｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）を取得すると、その直交復調信号から、搬送周波数ｆｃよりも低周波数側（ここでは、周波数＝０よりも低周波数側）の信号を除去する。図１１（ｂ）に示すように、除去後の直交復調信号は、イメージ成分がなく、基準信号だけが残っている。
本実施形態では、元々の基準信号の部分と、イメージ成分との部分とが、異なる周波数に現れるため、両者を容易に分離可能である。

ここで、理想的なデジタル基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］としては、信号発生器１０が出力されたアナログの基準信号を、直交復調歪のない直交復調器５によって直交復調し、さらにＡＤＣ６ａ，６ｂにてデジタル信号に変換したものとなる。そして、図１１（ｂ）の信号には、イメージ成分がない。
したがって、図１１（ｂ）の信号は、理想的なデジタル基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカ（基準信号レプリカ）となっている。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１１（ａ）に示す信号（演算用信号）と、図１１（ｂ）に示す基準信号レプリカと、を用いて、イメージ成分Ｒ_tmp11，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22を算出する。
すなわち、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、取得した直交復調信号Ｒ_I’’，Ｒ_Q’’を、そのまま、イメージ成分の演算用信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］として用いるとともに、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカ（Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］）を、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）として用いて、Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22を算出する。
なお、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカＲｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］である。
また、Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝α×Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］である（αは、０でない正の実数値である）。

続いて、ＱＤＣ演算部３１は、ステップＳ３で演算されたＤＣ成分Ｉ_DC，Ｑ_DCを打ち消すための第１補償パラメータｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを演算（更新する（ステップＳ５）。
また、ＱＤＣ演算部３１は、ステップＳ４で推定されたイメージ成分Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp21，Ｒ_tmp22を打ち消すための第２補償パラメータＲ₁₁，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を演算（更新）する（ステップＳ５）。ＱＤＣ演算部３１は、求めた第１及び第２補償パラメータを、直交復調補償部７に与える。

本実施形態では、図８に示すように、基準信号は、搬送周波数ｆｃを基準として高周波数側の帯域だけに存在していた。しかし、基準信号は、搬送周波数ｆｃを基準として低周波数側の帯域だけに存在していてもよい。
また、基準信号は、搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有するものであればよい。つまり、基準信号は、搬送周波数ｆｃを跨った状態で、搬送周波数ｆｃの高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていてもよい。

基準信号が、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていれば、図１２（ａ）に示すように、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能である。

例えば、図１２（ａ）に示すように基準信号の帯域が、−ｆ₁からｆ₂であるとものとする（ｆ₁＜ｆ₂）。この場合、イメージ成分は、−ｆ₂からｆ₁の範囲に現れ、基準信号と重なっている。
ここで、基準信号とイメージ成分とは大きさレベル差があるため、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、基準信号に対して、閾値（例えば、２０ｄＢ）以上のレベル差を有する部分を、イメージ成分だけが存在する部分であるとして検出することができる。これにより、図１２（ｂ）に示すように、−ｆ₂からｆ₁の範囲にあるイメージ成分だけが抽出できる。

そして、−ｆ₂からｆ₁の範囲にあるイメージ成分は、搬送周波数ｆｃ（図１２では、周波数＝０）を中心として対称的な位置であるｆ₁からｆ₂の基準信号によって生じたものである。そして、ｆ₁からｆ₂の範囲では、基準信号に対するイメージ成分の重なりも無い。

そこで、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１２（ａ）の信号から、ｆ₁からｆ₂の範囲の信号を抽出することで、図１２（ｃ）に示すように、イメージ成分が重畳されていない基準信号（の一部）が得られる。図１２（ｃ）に示す信号（基準信号の一部に相当）を、基準信号レプリカＲｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］として用いても良い。

また、イメージ成分の演算用信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］としては、図１２（ｃ）の基準信号レプリカと、図１２（ｂ）の信号（図１２（ｃ）の基準信号レプリカによって生じたイメージ成分）と、を合成した図１２（ｄ）の信号を用いればよい。

このように、イメージ成分の演算に用いる基準信号レプリカとしては、基準信号全体に対応する部分であってもよいし、基準信号にイメージ成分が重畳されている場合には、イメージ成分が重畳されている部分を除去したものであってもよい。
また、演算用信号としても、直交復調信号をそのまま使用してもよいし、直交復調信号中に基準信号とイメージ成分との重畳部分がある場合には、当該重畳部分を除去したものであってもよい。

［３．２ 利得補償］
制御部９は、信号発生器１０から出力された信号（ＣＷ）を用いて、利得補償のための演算を行うこともできる。
図６に示すように、利得補償のため補償値を演算するＲｘＡＬＣ演算部３４は、電力計算部３５、検波器出力校正部３６、ゲイン計算部３７と、を備えている。

ＲｘＡＬＣ演算部（測定部）３４は、信号発生器１０から出力された信号（ＣＷ）の電力と、直交復調された受信信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’の電力と、の比を測定及び監視することで、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８での利得補償のため補償値を演算する。

図１にも示すように、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、信号発生器１０から出力された信号(ＳＷ)を検波する検波器１２の出力が、ＡＤＣ１２ａを介して、与えられる。また、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、直交復調された信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’が与えられる。
さらに、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、温度センサ１３の出力が、ＡＤＣ１４を介して、与えられる。

ＲｘＡＬＣ演算部３４の電力計算部３５は、直交復調された信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’の受信電力を計算する。
検波器出力校正部３６は、検波器１２の出力（信号（ＣＷ）の電力）を、温度（温度センサ１３の出力）で校正し、校正された受信電力を演算する。検波器出力校正部３６は、温度校正用テーブルを有しており、当該テーブルを参照することにより、校正された受信電力を演算する。

ゲイン計算部３７は、検波器出力に基づく受信電力と、直交復調された信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’の受信電力と、の比を求める。ゲイン計算部３７の出力は、演算器３８に与えられる。演算器３８は、ゲイン計算部３７の出力と、ゲイン基準値と、の偏差ΔＧａｉｎを求める。

図１３は、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８での利得補償のため補償値となるゲインΔＧａｉｎ１，ΔＧａｉｎ２を演算するための処理フローチャートを示している。まず、制御部９は、信号発生器１０から発生した信号（ＣＷ；無変調連続波）を、通常の受信信号の代わりに、受信機１の入力に与える（ステップＳ１１）。
なお、受信機１に受信信号の処理を行う系（図１の回路）が複数設けられている場合には、利得補償のための演算の対象となる系の選択が、ステップＳ１１に先立って行われる。

ステップＳ１１では、制御部９は、信号発生器１０にて発生した信号が増幅器２（直交復調器５）側に与えられるようにスイッチ部１１を切り替える切替制御信号を、スイッチ部１１に対して出力する。また、制御部９は、信号発生器１０が単一周波数の信号（ＣＷ；Ｃｏｎｓｔａｎ Ｗａｖｅ）を出力する第２モードとなるように、モード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）を信号発生器１０の外部信号発生器２１に対して出力する。

ＣＷ信号を発生させる切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）が、外部信号発生器２１の切替部３０ｂに与えられると、外部信号Ｖ_extが重畳されていない制御電圧Ｖ_ctrl’が、電圧制御発振器２５に与えられる。すると、電圧制御発振器２５は、単一周波数の信号（ＣＷ）を出力する。

ＲｘＡＬＣ演算部３４は、信号発生器１０が発生した単一周波数の信号（ＣＷ）が、直交復調され、デジタル信号に変換されたデジタル直交復調信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’のサンプリングを行う（ステップＳ１２）。また、ＲｘＡＬＣ演算部３４は、信号発生器１０が発生した単一周波数の信号（ＣＷ）を検波器１２にて検波した電力値（検波器出力）を、ＡＤＣ１４にてデジタル信号に変換したものを、取得する（ステップＳ１２）。

ステップＳ１２の信号の取得が終了すると、制御部９は、信号発生器１０からの信号（ＣＷ）の発生を停止させる（ステップＳ１３）。信号発生器１０からの信号（ＣＷ）の発生を停止させるには、ＶＣＯ２５の出力側に設けられたスイッチ２８ａを終端２８ｂ側に切り替えればよい。

検波器出力校正部３６は、温度校正用テーブルを参照して、検波器出力（電力）の校正を行う（ステップＳ１４）。

電力計算部３５は、サンプリングして得たデジタル直交復調信号Ｒ_I’’、Ｒ_Q’’から、単一周波数の信号（ＣＷ）の電力の時間平均値を演算し、その演算結果をゲイン計算部３７に与える。
ゲイン計算部３７では、電力計算部３５から出力された電力と、検波器出力校正部３６から出力された電力との比を計算して出力する（ステップＳ１５）。
演算器３８では、ゲイン計算部３７から出力された電力比と、ゲイン基準値と、を用いて演算する。演算器３８では、ゲイン基準値に対する、ゲイン計算部３７から出力された電力比の偏差ΔＧａｉｎを求める。ゲイン基準値は、ゲイン計算部３７から出力された電力比を調整する上でのターゲットとなる値であり、検波器出力とデジタル直交復調信号の電力との、理論的な電力比である。

ゲイン計算部３７から出力された電力比が、ゲイン基準値を超えている場合、制御部９は、前記偏差ΔＧａｉｎが無くなるように、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８の利得を調整する信号を、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８に与える。
可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８は、制御部９からの信号に基づいて、利得を調整し、前記偏差ΔＧａｉｎが無くなるように動作する。
なお、ゲイン基準値は、例えば、事前に定めておいてもよいし、入力インターフェースを介して外部から入力してもよい。

［４．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
また、今回開示された実施の形態の内、ある実施形態として開示された構成要素の少なくとも１部を、他の実施形態として開示された構成要素の少なくとも１部と組み合わせてもよい。

１：通信装置（受信機）、２：増幅器、３：可変アッテネータ、４：周波数変換器、５：直交復調器、５ａ：発振器、５ｂ：移相器、５ｃ，５ｄ：乗算器、６ａ，６ｂ：ＡＤＣ、７：直交復調補償部、７ａ：ローカルリーク除去部、７ｂ：イメージ成分除去部、８：利得補償部、９：制御部、１０：信号発生器、１１：スイッチ部、１２：検波器、１３：温度センサ、２１：外部信号発生器、２２：位相比較器、２３：チャージポンプ回路、２４：ローパスフィルタ、２５：電圧制御発振器、２６：分周器、２８：入力ライン、３０：非反転増幅器、３０ａ：可変抵抗、３０ｂ：スイッチ、３０ｃ：コンデンサ、３１：直交復調補償演算部、３２：ローカルリーク演算部、３３：イメージ成分演算部、３４：利得補償演算部（測定部）、３５：電力計算部、３５：受信電力計算部、３６：検波器出力校正部、３７：ゲイン計算部、３８：演算器

Claims (18)

1. 搬送周波数の信号を用いて直交復調を行う直交復調器から出力された直交復調信号に対して、前記直交復調器によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置であって、
   受信帯域内において所定の帯域幅を持つ基準信号を発生させて、当該基準信号を前記直交復調器の入力側に与える信号発生器と、
   前記直交復調器によって前記基準信号を直交復調した信号に基づいて、前記イメージ成分を除去するための補償パラメータを演算する演算部と、
   前記補償パラメータを用いて、前記直交復調信号から前記イメージ成分を除去するイメージ成分除去部と、
   を備え、
   前記基準信号は、前記搬送周波数に対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有する信号であり
   前記演算部は、
   前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記イメージ成分が重畳されていない帯域の信号を、基準信号レプリカとして生成するとともに、
   前記基準信号レプリカ及び前記基準信号レプリカによって生じたイメージ成分を有する演算用信号と、前記基準信号レプリカと、に基づいて、前記補償パラメータを演算する
   ことを特徴とする補償装置。
2. 前記基準信号は、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方の帯域だけに存在しており、
   前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記基準信号全体に対応する帯域の信号を基準信号レプリカとして生成し、
   前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号である
   請求項１記載の補償装置。
3. 前記演算部は、前記搬送周波数に対応する周波数を基準として、前記基準信号が存在しない側の帯域の信号を、前記基準信号を直交復調した信号から除去することで、前記基準信号レプリカを生成する
   請求項２記載の補償装置。
4. 前記基準信号は、前記搬送周波数を跨った状態で、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っており、
   前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号において前記基準信号に対応する帯域の信号から、前記イメージ成分が重畳されている部分を除去した信号を基準信号レプリカとして生成し、
   前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号から、前記イメージ成分の重畳部分が除去された信号である
   請求項１記載の補償装置。
5. 前記信号発生器は、位相比較器の出力信号に基づく制御電圧によって電圧制御発振器の発振周波数が決定される位相ロックループ方式の信号発生器であるとともに、時間変動する外部信号を発生する外部信号発生部を備え、
   前記制御電圧は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されたものである
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の補償装置。
6. 前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部を更に備えている
   請求項５に記載の補償装置。
7. 請求項１記載の前記補償装置を備えた無線通信装置。
8. 請求項５記載の前記補償装置を備えた無線通信装置であって、
   前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部と、
   前記第２モードの前記信号発生器から出力された単一周波数の信号を、前記受信機に与えて前記受信機の利得を測定する測定部と、
   を更に備えている無線通信装置。
9. 位相比較器の出力信号に基づく制御電圧によって電圧制御発振器の発振周波数が決定される位相ロックループ方式の信号発生器であって、
   時間変動する外部信号を発生する外部信号発生部を備え、
   前記制御信号は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されたものである
   ことを特徴とする信号発生器。
10. 前記外部信号の周波数は、前記位相比較器における位相比較周波数よりも小さい
    請求項９記載の信号発生器。
11. 前記外部信号の振幅を調整する調整部を更に備えている
    請求項９又は１０記載の信号発生器。
12. 前記位相比較器における位相比較周波数と前記外部信号の周波数との比を調整する調整部を更に備えている
    請求項９〜１１のいずれか１項に記載の信号発生器。
13. 前記位相比較器と前記電圧制御発振器との間に設けられたチャージポンプ回路と、
    前記チャージポンプ回路を流れるチャージポンプ電流を調整する調整部と、を更に備えている
    請求項９〜１２のいずれか１項に記載の信号発生器。
14. 前記位相比較と前記電圧制御発振器との間に設けられたローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタの時定数を調整する調整部と、を更に備えている
    請求項９〜１３のいずれか１項に記載の信号発生器。
15. 時間的に変化する前記電圧制御発振器の発振周波数の周波数範囲を調整する調整部を更に備え、
    前記調整部は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されることで、前記周波数範囲を調整する
    請求項９又は１０記載の信号発生器。
16. 前記外部信号は、正弦波である
    請求項９〜１５のいずれか１項に記載の信号発生器。
17. 前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部を更に備えている
    請求項９〜１６のいずれか１項に記載の信号発生器。
18. 請求項９記載の前記信号発生器によって発生した信号を用いる無線通信装置。

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