JP6345750B2 - 送受信機における局部発振器の位相同期用の装置および方法 - Google Patents

送受信機における局部発振器の位相同期用の装置および方法 Download PDF

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Description

背景
本発明の実施形態は、電子システムに関し、さらに詳細には、送受信機較正に関する。
送受信機は多種の無線周波数（ＲＦ）通信システムで使用されることができる。例えば、送受信機はモバイル装置に含まれ、例えば、セルラおよび／または無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）標準など、多種の通信標準に関連する信号を送受信する。
ＲＦ通信システムの送信チャネルは、較正され、伝送減損を補償することができる。送信チャネルを較正することは、例えばエラーベクターマグニチュード（ＥＶＭ）を減少すること、または帯放射の仕様を満たすことなどによって、ＲＦ通信システムの性能を強化することができる。
説明される技術の方法および装置は、いくつかの態様をそれぞれ有し、そのうちの１つも所望され得る属性に対して完全に責任を負わない。
１つの態様において、送受信機の較正の方法は、第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、送信局部発振器信号および監視局部発振器信号に基づいてビート信号を生成することと、ビート信号に基づいて位相調節値を生成することとを含み、位相調整値は送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の相関係を示す。
別の態様において、送受信機は、第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を含む送信チャネルと、第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を含む監視チャネルと、送信局部発振器信号および監視局部発振器信号に基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路とを含み、位相調整回路は、ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、位相調整値は送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の相関係を示す。
別の態様において、送受信機較正の方法が提供される。本方法は、第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、送信局部発振器信号および監視局部発振器信号に基づいてビート信号を生成することと、ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、位相調整値に基づいてデジタル変調器を調整して、送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成することとを含む。
別の態様において、送受信機が提供される。送受信機は、第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、送信局部発振器信号および監視局部発振器信号に基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路とを含む。位相調整回路は、ビート信号に基づいて位相調整値を生成し、位相調整値に基づいて監視チャネルから蓄積された監視データの位相を調整し、送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成するようにさらに構成されている。
例えば、本発明は、以下の項目を提供する。
（項目１）
第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、
前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、
前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成することと、
前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、を含み、
前記位相調整値は前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示す、送受信機較正の方法。
（項目２）
前記位相調整値を生成することが、低パスフィルタを使用して前記ビート信号を低パスフィルタリングすることと、サンプリング回路を使用して前記低パスフィルタリングされたビート信号をサンプリングすることに基づいて前記位相調整値を生成することとをさらに含む、上記項目に記載の方法。
（項目３）
前記サンプリングが、前記ビート信号の周波数の少なくとも２倍であるベースバンド周波数で行われる、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目４）
前記位相調整値を生成することが、
前記ビート信号の複数のエッジを検出し、位相調整制御信号を生成することと、
前記位相調整制御信号に基づいて複数の位相アキュムレータ値を平均化し、前記位相調整値を生成することと、を含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目５）
前記複数の位相アキュムレータ値を平均化することが、シフティングを使用して２Ｎの位相アキュムレータ値を平均化することを含み、Ｎは正の整数である、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目６）
前記第１の局部発振器信号と前記第２の局部発振器信号とを混合することが、デジタル排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲートで実行される、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目７）
デジタル変調器を使用して前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の周波数差を補償することと、前記位相調整値に基づいて前記デジタル変調器を調整することとをさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目８）
送信チャネルの送信ミキサーを使用して送信信号と前記送信局部発振器信号とを混合することと、
前記送信チャネルから監視信号を生成することと、
監視チャネルの監視ミキサーを使用して前記監視信号と前記監視局部発振器信号とを混合することと、
前記位相調整値に基づいて前記監視チャネルから蓄積された監視データの位相を調整することと、をさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目９）
前記蓄積された監視データが、前記位相調整値が生成されるのと同時に収集される、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１０）
前記蓄積された監視データの前記位相を調整することが、
直流（ＤＣ）蓄積か、
自己相関か、または
相互相関かのうちの少なくとも１つにおける位相シフトを補償することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１１）
前記位相調整値に基づいて前記監視チャネルからの蓄積された監視データの位相を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成することをさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１２）
前記位相調整値に基づいてデジタル変調器を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成する、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１３）
第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、
前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、
前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路と、を備え、前記位相調整回路が、前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、前記位相調整値が前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示す、送受信機。
（項目１４）
前記送信チャネルが、前記送信局部発振器信号と送信信号とを混合するように構成された送信ミキサーをさらに備え、前記監視チャネルが、前記監視局部発振器信号と、前記送信チャネルから生成された監視信号とを混合するようにさらに構成されている、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目１５）
前記位相調整回路が、低パスフィルタとサンプリング回路とを備え、前記低パスフィルタが前記ビート信号を低パスフィルタリングしてフィルタリングされたビート信号を生成するように構成され、前記サンプリング回路が、前記フィルタリングされたビート信号をデジタルサンプリングするように構成され、前記位相調整回路が、前記フィルタリングされたビート信号に基づいて前記位相調整値を生成するようにさらに構成されている、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目１６）
前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の周波数差を補償するように構成されたデジタル変調器をさらに備え、前記デジタル変調器が前記位相調整値に基づいて調整される、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目１７）
前記監視チャネルからの蓄積された監視データの位相が、前記位相調整値に基づいて調整される、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目１８）
前記蓄積された監視データの前記位相が調整され、
直流（ＤＣ）蓄積か、
自己相関か、または
相互相関かのうちの少なくとも１つにおける位相シフトを補償する、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目１９）
前記位相調整回路が、
前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器との間の周波数差および位相差のそれぞれに基づいて、周波数および位相を有する前記ビート信号を生成するように構成されたビート信号生成器と、
前記ビート信号の複数のエッジを検出し、位相調整制御信号を生成するように構成されたエッジ検出器と、
前記位相調整制御信号に基づいて複数の位相アキュムレータ値を平均化し、前記位相調整値を生成するように構成された位相平均化アキュムレータと、を備える、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目２０）
前記ビート信号生成器が、前記送信局部発振器信号を受信する第１の入力と、前記監視局部発振器信号を受信する第２の入力とを含むデジタル排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲートを備える、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目２１）
前記ビート信号生成器が、前記ＸＯＲゲートの出力に電気的に接続される入力を含む低パスフィルタと、前記低パスフィルタの出力に電気的に接続される入力を含むサンプラーとをさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目２２）
前記サンプラーが、前記ビート信号の周波数の少なくとも２倍のベースバンド周波数で動作する、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目２３）
前記位相平均化アキュムレータが、２Ｎの位相アキュムレータ値を平均化するように構成されたシフトレジスタを備え、Ｎは正の整数である、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（項目２４）
前記位相調整回路が、前記位相調整値に基づいて、前記監視チャネルからの蓄積された監視データの位相を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成するようにさらに構成されている、上記項目のいずれか一項に記載の送受信機。
（摘要）
ＲＦ送受信機の位相調整のための方法および装置が開示される。第１の局部発振器信号と第２の局部発振器信号とに基づいて、第１および第２の局部発振器信号間の周波数および相関係を示すビート信号が、生成されることができる。ビート信号を使用して、第１および第２の局部発振器信号間の相関係を変更することが、位相平均化を使用し、以前に監視されたチャネルの監視への素早い回復を可能にするために累積的に考慮されることができる。
これらの図面および本明細書における関連する説明は、説明される技術の具体的な実施形態を例証するために提供され、制限となるように意図されない。
図１は、無線周波数（ＲＦ）通信システムの１つの実施形態の概略図である。
図２は、送受信機の１つの実施形態の概略図である。
図３は、位相調整生成器の１つの実施形態およびデジタル変調器の１つの実施形態の概略図である。
図４は、位相調整生成器の別の実施形態およびデジタル変調器の別の実施形態の概略図である。
新規のシステム、装置、および方法の様々な態様が、添付の図面を参照して以降にさらに完全に説明される。しかしながら、本開示の態様は、多くの異なる形態で具現化されてもよく、本開示を通して提示される任意の特定の構造または機能に制限されると解釈されるべきではない。むしろ本開示は当業者に、徹底的で完全であり、かつ本開示の範囲を完全に伝えるように、これらの態様は提供される。本明細書における教示に基づいて、当業者は、単独でも、任意の他の態様と組み合わせられても、本開示の範囲が本明細書で開示される新規のシステム、装置、および方法のあらゆる態様を網羅するように意図されることを理解するべきである。例えば、本明細書に記述されている任意の数の態様を使用して、装置が実行されてもよく、または方法が実践されてもよい。さらに本範囲は、本明細書に記載される様々な態様に加えて、または本明細書に記載される様々な態様とは異なる、構造および／または機能性を使用して実践される装置および／または方法を含むように意図される。本明細書で開示されるあらゆる態様は１つ以上の請求項の要素によって具現化されてもよいことが理解されるべきである。
本明細書で特定の態様が説明されるが、これらの態様の多くの変形および変化が本開示の範囲内である。好ましい態様のいくつかの利益および利点が述べられるが、本開示の範囲は、特定の利益、使用、または目的に制限されるように意図されない。むしろ、本開示の態様は、異なる有線および無線技術、システム構成、光ネットワークを含むネットワーク、ハードディスク、および送信プロトコルに幅広く適用可能であるように意図され、そのいくつかは図面および好ましい態様の以下の説明において例示によって例証される。詳細な説明および図面は、制限というよりは単に本開示の例証であり、本開示の範囲は添付の請求項およびその等価物によって定義される。
直接変換直角位相無線などの無線周波数（ＲＦ）通信システムは、様々な減損を被り得る。較正がなければ、この減損は誤送信および／または性能の低下につながり得る。
例えば、直接変換直角位相無線は、９０°の相分離を理想的に有する、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号を処理するために使用されることができる。しかしながら、直接変換直角位相無線の１つ以上の構成要素は、直角位相誤差を有し得る。例えば、局部発振器は、局部発振器の周波数の上下の周波数に対して対称であり得る直角位相誤差を有し得る。さらに、送信用信号の周波数スペクトルをアップシフトするために使用されるミキサーおよび／または監視用信号をダウンシフトするために使用されるミキサーは、同様に直角位相誤差を有し得る。
ＲＦ通信システムは、例えば局部発振漏洩に関連する伝送減損など、他の伝送減損も被り得る。補償がなければ、伝送減損は、例えばＥＶＭを増加させるおよび／またはイメージ抑圧比（ＩＲＲ）を劣化させることなどによって、ＲＦ通信システムの性能を劣化させ得る。
ＲＦ通信システムにおける送信チャネルを較正するために、ＲＦ送信信号の一部は監視チャネルにループバックされることができる。さらに、監視チャネルは送信チャネルの減損を測定する、または監視するために使用されることができ、監視を基に補償が適用されることができる。この方式で送信チャネルを較正することは、伝送減損を減少させることができるが、それにもかかわらず送信チャネルはこのような較正の後も依然として伝送減損を被り得る。例えば、送信ミキサーおよび監視ミキサーから生じる減損は、しばしば同様の分光特性を有しており、そのためにこのような減損を互いから分離させることは困難である。したがって、監視チャネルからの監視に基づいて送信チャネルを較正することは、監視チャネルの減損によって制限され得るため、不完全になり得る、および送信チャネルにおける特定の減損の補正を失敗し得る。
送信ミキサー減損を監視ミキサー減損から分離するための１つの技術は、送信チャネルを較正する前に監視チャネルをまず較正することである。例えば、連続波（ＣＷ）トーンが監視チャネルに挿入されることができ、監視チャネルの監視ミキサーを較正するために使用される。監視チャネルを補償した後、送信ＲＦ信号は監視チャネルにループし、送信ミキサーから生じる減損を検出する。この方式で送信チャネルを較正することは送信ミキサー減損に対して補正することができるが、このような較正スキームは、複雑性、高い消費電力、および／または長い較正時間を被り得る。
特定の構成において、送受信機は送信チャネルまたは経路および監視チャネルまたは経路を含む。送信チャネルは、第１のまたは送信局部発振器周波数によって送信信号をアップコンバートする送信ミキサーを含む。監視チャネルは、第１の局部発振器周波数からオフセットされる第２のまたは監視局部発振器周波数によって送信チャネルから監視信号をダウンコンバートする監視ミキサーを含む。送信チャネルの局部発振器周波数に対してオフセットされる局部発振器周波数を使用する送信チャネルを監視することによって、監視チャネルは監視チャネル減損から実質的に独立して送信チャネル減損を監視することができる。
したがって、送信チャネルは、前もって監視チャネルを較正することを必要とせずに監視チャネルを使用して行われる監視に基づいて適切に較正されることができる。逆に、送信チャネルにおけるアップシフトおよび監視チャネルにおけるダウンシフトのために同じ局部発振器周波数を使用するＲＦ通信システムは、伝送減損を適切に較正できないことがある。例えば、同じ局部発振器周波数を使用する場合、送信局部発振器漏洩と監視局部発振器漏洩の両方が周波数領域において同一の特徴を有することができる。
特定の実施において、送受信機は、監視チャネルのデータ経路にデジタル変調器をさらに含む。デジタル変調器は、送信および監視局部発振器周波数間の周波数差を補償するために使用される。デジタル変調器を使用して周波数差をデジタル補償した後、送信チャネル減損は対称であるべきであり、一方で監視チャネル減損は非対称であるようにシフトされるべきである。周波数領域変換およびデジタル変調器の出力の相関の後、伝送減損は相関し、検出可能であるべきであり、一方で監視チャネル減損は非相関であり、ノイズとして平均となりがちである。
特定の実施において、デジタル変調器は、数値制御発振器（ＮＣＯ）およびデジタル複素ミキサーを含む。さらにＮＣＯは、連続波トーンのデジタル表示などであり、送信チャネルの局部発振器周波数と監視チャネルの局部発振器周波数との間の差におよそ等しい周波数を有する、デジタル出力クロック信号を生成するようにプログラムされる。
ＮＣＯの出力クロック信号の周波数が、送信チャネルと監視チャネルとの間の周波数差におよそ等しい場合、伝送減損を検出するための相関が、幅広い期間にわたって形成される。したがって、ノイズフロアと送信チャネルの較正時間との間のトレードオフは、相関が形成される期間を選択することによって制御されることができる。例えば、ノイズフロアは、比較的長い期間を選択することによって選択的に下げられることができる。
検出され、相関された伝送減損に応じて、さらに多くの、またはさらに少ないサンプルが収集され、および平均化され、ノイズフロア上の減損を監視することができる。例えば、監視チャネルによって制御されるサンプルが多いほど、ノイズフロアはさらに多く減少する。よって、局部発振器漏洩などの比較的小さな減損を検出するために、比較的多数のサンプルが収集されることができる。
監視チャネルを使用する監視に基づいて伝送減損を補正するために、監視経路上で監視される効果に対して送信チャネルに適用される補正をマッピングするためにチャネルマッピングが構築されることができる。チャネルマッピングは、監視された減損に基づいて送信チャネルへの補正を適用するためのモデルとしての役割をする。
監視局部発振器は、位相同期回路（ＰＬＬ）を使用して実施されることができる。送受信機の動作中、監視局部発振器は、様々な目的のために使用されることができ、したがって、ＰＬＬは、所望される周波数の監視局部発振信号を生成するように、定期的に再プログラムされることができる。例えば、ＰＬＬは送信チャネル減損を監視するようにプログラムされ、隣接スペクトルを監視するように再プログラムされ、次に送信チャネル減損を再度監視するように再プログラムされることができる。監視経路局部発振周波数が伝送減損を監視することに適する周波数へ回復される場合、ＰＬＬは同じ周波数で再同期することができるが、異なる位相で行う。位相差は、送信局部発振器と監視局部発振器との間の相関係における変化およびチャネルマッピングにおける関連する変化をもたらす。
監視局部発振器が再プログラムされる場合、チャネルマッピング位相が変化して、時間を経て再取得されることができる。しかしながら、チャネルマッピング位相の取得時間が、監視局部発振器が再プログラムされる速度よりも大きい場合、チャネルマッピングを介する伝送減損の補正の精度が劣化し得る。
送受信機における局部発振器の位相同期のための装置および方法が本明細書において提供される。特定の構成において、送受信機は送信局部発振信号を生成する送信局部発振器と、監視局部発振信号を生成する監視局部発振器と、送信および監視局部発振信号に基づいてビート信号を生成する位相調整回路とを含む。位相調整回路はビート信号を使用して、送信および監視局部発振信号間の位相差に対して補正するための位相調整値を生成し、それによって、任意の周波数再プログラミングの後の局部発振器間の相関係を回復する。
よって、特定の実施において、送信および監視局部発振信号間の周波数および相関係を示すビート信号が生成される。ビート信号は、監視局部発振器が再プログラムされた後、送信および監視局部発振信号間の位相シフトの補償のための位相調整値を生成するために使用される。したがって、送信および監視局部発振信号間の相関係における変化が考慮されることができる。
特定の構成において、デジタル変調器が監視チャネルに含まれ、送信および監視局部発振周波数間の周波数差を補償するために使用される。さらに、送信局部発振信号と監視局部発振信号との間の位相シフトは、デジタル変調器における位相シフトによって補償される。例えば、位相調整回路は位相調整値を使い、デジタル変調器の位相アキュムレータの位相を補正することができ、それによって、局部発振器間の位相シフトに対する監視チャネルによって生成される結果として得られるサンプルを補償する。
特定の実施において、ビート信号はデジタルサンプリングされ、位相アキュムレータの状態がビート信号遷移においてサンプリングされ、および平均化される。例えば、ビート信号はベースバンドクロック信号を使用してサンプリングされることができ、サンプリングされたビート信号がエッジ検出器に提供されることができる。ビート信号エッジが検出される場合（例えば、立ち上がりエッジ）、位相アキュムレータの現在の位相が、位相平均化回路に蓄積されることができる。位相平均化回路は、位相アキュムレータの位相のＮサンプルにわたる平均化に基づいて位相調整値を生成することができ、位相アキュムレータは単一のサイクルにおける位相調整値で補正されることができる。位相アキュムレータの位相の調整の後、監視チャネルの結果として得られる出力信号は、送信データの位相と実質的に一定の関係性を表し、それによって位相同期を達成する。
図１は、ＲＦ通信システム１０の１つの実施形態の概略図である。ＲＦ通信システム１０は、送受信機１と、アンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）２と、電力増幅器（ＰＡ）４と、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５と、方向性結合器６と、アンテナ８とを含む。
図１に示されるように、送受信機１は、増幅のためにＰＡ４に提供される送信信号ＴＸを生成する。ＰＡ４の出力はアンテナスイッチモジュール２を介してアンテナ８に電気的に結合される。例証される実施形態において、方向性結合器６は、ＰＡの出力を感知することに基づいて監視信号ＯＢＳを生成する。しかしながら、例えば監視信号がドライバー段の出力に基づいて生成される実施、または監視信号がモノリシック送受信機装置の内部のフィードバック経路に基づいて生成される実施など、他の構成が可能である。ＬＮＡ５の入力は、アンテナスイッチモジュール２を介してアンテナ８に電気的に接続される。ＬＮＡ５は、低ノイズ増幅をアンテナ８で受信される信号に提供することに基づいて、送受信機１に対する受信信号ＲＸを生成する。例えば、内部フィードバック経路がＬＮＡを必要としない実施など他の構成も可能である。
ＲＦ通信システム１０は１つの受信チャネルと、１つの送信チャネルと、１つの監視チャネルと、１つのアンテナとを含むように例証されるが、本明細書における教示は、１つ以上のさらなる受信チャネル、送信チャネル、監視チャネル、および／またはアンテナを使用する構成にも適用可能である。さらに、本明細書における教示は、受信チャネル、送信チャネル、および／または監視チャネルが他の方法で実施される構成に適用可能である。例えば、別の実施形態では、監視チャネルは、オンチップのフィードバック経路を使用することによってなど、送信機の内部で実施される。
図１に示されるように、送受信機１は、送信局部発振器（ＬＯ）１５からの第１のまたは送信局部発振器周波数ｆＴＸを使用して変調を提供することに基づいて、送信信号ＴＸを生成するために使用される送信ミキサー１１を含む。さらに送受信機１は、監視局部発振器（ＬＯ）１６からの第２のまたは監視局部発振器周波数ｆＯＢＳを使用する変調を提供することに基づいて、監視信号ＯＢＳの周波数スペクトルをダウンシフトするために使用される監視ミキサー１２をさらに含む。
監視局部発振器周波数ｆＯＢＳが送信局部発振器周波数ｆＴＸからオフセットされ、その結果送信チャネルおよび監視チャネルが周波数差を伴って動作する。送信ミキサー１１および監視ミキサー１２を異なる局部発振器周波数で作動することによって、監視チャネルは、監視チャネル減損とは実質的に無関係に送信チャネル減損を監視することができる。
１つの実施形態において、送信局部発振器周波数ｆＴＸと監視局部発振器周波数ｆＯＢＳとの間の周波数差が少なくとも約１００ＫＨｚになるように選択される。しかしながら、適用および／または実施に基づいて選択される周波数差など、他の周波数差が可能である。
例えば、周波数差は、送信および監視チャネルの帯域幅に基づいて選択されることができる。例えば、周波数差は監視信号が監視局部発振器周波数によってダウンシフトされた後、監視された減損が監視チャネルの帯域内であるように選択されることができる。当業者が理解するように、比較的大きな周波数差は周波数の誘発を減少させることができるが、より小さな周波数差はより優れた電力および／または帯域性能を有することができる。ある実施では、送信局部発振器周波数ｆＴＸが監視局部発振器周波数ｆＯＢＳよりも大きいように選択され、一方で他の実施では、送信局部発振器周波数ｆＴＸが監視局部発振器周波数ｆＯＢＳよりも小さいように選択される。
例証される監視チャネルは、送信チャネルの較正減損のために使用されるとして説明されるが、監視チャネルはさらなる機能のために使用されることもできる。オフセット局部発振器周波数または同じ局部発振器周波数のいずれかを使用してさらなる監視が実行されることができる。監視チャネルを複数の機能を実行するように構成することは、ハードウェアリソースの共有を容易にし、それによって費用、サイズ、および／または複雑性を減少させる。
１つの実施形態において、監視信号ＯＢＳおよび受信信号ＲＸは、送受信機１の、共有される、または共通の受信回路を使用して処理される。この方式で送受信機１を構成することは、ＲＦ通信システム１０のサイズおよび／または費用を減少させることができる。
例証される送受信機１は、監視チャネルのデータ経路において動作するデジタル変調器１３も含む。特定の実施において、デジタル変調器１３は、アナログ領域からデジタル領域に変換され、および／またはさらに処理された後、監視ミキサー１２の出力のデジタル表示を変調するために使用される。
デジタル変調器１３は、送信局部発振器周波数ｆＴＸと監視局部発振器周波数ｆＯＢＳとの間の周波数差を補償するために使用される。監視ミキサーおよび送信ミキサーが異なる局部発振器周波数を使用して動作する場合、監視減損は監視信号において対称のままであるべきであるが、伝送減損はもはや対称でなくてもよい。デジタル変調器１３を使用して周波数差をデジタル補償した後、送信チャネル減損は対称であるべきであり、一方で監視チャネル減損は非対称になるようにシフトされるべきである。
例証される送受信機１は、デジタル変調器１３の出力を処理し、伝送減損を検出する、および補正するために使用される送信誤差補正回路１４を含む。ある実施では、送信誤差補正回路１４は、時間の長さに対して監視チャネルの出力を相関させることに基づいて伝送減損を検出する。１つの実施形態において、送信誤差補正回路１４は、時間領域自己相関および相互相関回路を使用することによって伝送減損を検出する。自己相関機能は、複素（Ｉ／Ｑ）送信信号とそれ自身とを相関させる。相互相関機能は、複素送信信号を複素監視信号に対して相関させる。相関はプログラム可能な数のサイクルのために加算されることができ、蓄積の結果が減損をモデル化する連立方程式を解くために使用されることができる。
送信誤差補正回路１４は、例えば直角位相誤差、局部発振器漏洩、および／またはチャネル非線形性など、様々な伝送減損を補正するために使用されることができる。
ある構成では、送受信機１はデジタル前置歪（ＤＰＤ）を伴って動作し、異なる入力電力レベルに対するＰＡ４の線形化において補助し、監視チャネルは、送信チャネルに対してオフセット局部発振器周波数を伴ってＤＰＤ監視を行う。ＤＰＤは、例えば信号配列歪および／または信号スペクトル拡散など、ＰＡ４の非線形効果を補償するために使用されることができる。送受信機１によって送信される信号は、占有帯幅を有することができ、送受信機１は占有帯域より大きい合成帯域を介して送信することができる。この方式で送受信機１を構成することによって、送受信機１は送信信号を予め歪めて、帯域外送信および他の非線形効果を補償することができる。
１つの実施形態において、監視チャネルは、合成帯域と占有帯域の両方よりも大きな監視帯域にわたる監視を実行するために使用される。さらに、監視チャネルの電力消費および複雑性を減少させるために、監視チャネルは全監視帯域よりも小さい帯域で実施される。送信局部発振器周波数と監視局部関し周波数との間の周波数差は、時間を経て変化し、異なる時間インスタンスでの監視帯域の異なる部分を監視する。このような構成において、送信誤差補正回路１４は各局部発振器オフセットまたは周波数差に対して実行される監視に基づいて全監視帯域を再構築することができる。したがって、送受信機は、低電力消費および／または減少された複雑性を有する低帯域監視チャネルを使用するＤＰＤの利益を達成する。
例証される送受信機１は、周波数の再プログラミングの後、送信局部発振器１５と監視局部発振器１６との間の位相差を補正するための位相調整値を生成するために使用される位相調整回路１７も含む。例えば、送受信機１の動作中、監視局部発振器１６は様々な目的のために使用されることができ、したがって、監視局部発振器１６の周波数は時間を経て変化されることができる。例えば、監視局部発振器１６は、送信チャネル減損を監視するようにプログラムされ、調整スペクトルを監視するように再プログラムされ、次に送信チャネル減損を再度監視するように最プログラムされることができる。監視局部発振器１６が再プログラムされた後、監視局部発振器１６および送信局部発振器１５は任意の位相シフトを受けることができる。
例証される位相調整回路１７は、位相調整値を生成し、位相調整値はデジタル変調器１３に提供され、任意の周波数再プログラミングの後、監視局部発振器１６と送信局部発振器１５との間の相関係を回復する。位相調整回路１７は、送信局部発振器１５によって生成される送信局部発振器信号（ＴＸ ＬＯ）および監視局部発振器１６によって生成される監視局部発振器信号（ＯＢＳ ＬＯ）に基づいてビート信号を生成する。特定の実施において、位相調整回路１７は、フィルタリングされたビート信号を生成するための、ビート信号の低パスフィルタリングと、局部発振器間の相関係を決定するための、フィルタリングされたビート信号のデジタルサンプリングとに基づいて位相調整値を生成する。
特定の構成において、位相調整回路１７は位相調整値を使用することができ、デジタル変調器１３の位相アキュムレータの位相を補正し、それによって局部発振器間の位相シフトに対する監視チャネルによって生成される結果として得られるサンプルを補償する。図１に示されるように、位相調整回路１７はデジタル変調器１３にも接続されることができ、１つ以上の値または信号をデジタル変調器１３と送受信し、本明細書で開示される位相調整を提供する。図１に分けて例証されるように、位相調整回路１７はいくつかの実施形態において、デジタル変調器１３の一部であってもよい。
ＲＦ通信システム１０の追加の詳細は上述のようであり得る。
図２は送受信機３０の１つの実施形態の概略図である。送受信機３０は、ベースバンド処理回路３１と、送信位相同期回路（ＰＬＬ）３２と、監視ＰＬＬ３３と、送信同位相デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）４１と、送信直角位相ＤＡＣ４２と、送信同位相低パスフィルタ（ＬＰＦ）５１と、送信直角位相ＬＰＦ５２と、送信同位相ミキサー６１と、送信直角位相ミキサー６２と、監視同位相ミキサー７１と、監視直角位相ミキサー７２と、監視同位相ＬＰＦ８１と、監視直角位相ＬＰＦ８２と、監視同位相アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）９１と、監視直角位相ＡＤＣ９２とを含む。
図２に示されるように、送受信機３０は、非反転送信信号ＴＸ＋と反転送信信号ＴＸ−との間の差に対応する差動送信信号ＴＸ＋、ＴＸ−を生成する。さらに、送受信機３０は、非反転監視信号ＯＢＳ＋と反転監視信号ＯＢＳ−との間の差に対応する差動監視信号ＯＢＳ＋、ＯＢＳ−を受信する。差動監視信号ＯＢＳ＋、ＯＢＳ−は、差動送信信号ＴＸ＋、ＴＸ−を増幅する電力増幅器の出力を監視することによってなど、送信チャネルを監視することに基づいて生成される。差動信号を使用する構成が示されるが、本明細書における教示は、シングルエンドと差動信号との組み合わせを使用する、１つのシングルエンド構成および／または複数のシングルエンド構成に適用可能である。
送受信機３０は、１つの送信チャネルまたは経路および監視チャネルまたは経路を含むとして例証されるが、送受信機３０は例えば１つ以上の受信チャネルなどの追加の回路、１つ以上の受信チャネル、１つ以上の追加の送信チャネル、および／または１つ以上の追加の監視チャネルを含むこともできる。このような詳細は、図の明確性のために図２から省略される。さらに、送受信機３０は送信チャネル、監視チャネル、およびベースバンド処理回路の特定の実施を例証するが、本明細書における教示は他の構成に適用可能である。
送信同位相ＤＡＣ４１は、デジタル送信Ｉ信号をベースバンド処理回路３１から受信し、送信同位相ＬＰＦ５１に対して差動アナログ送信Ｉ信号を生成する。送信同位相ＬＰＦ５１は、差動アナログ送信Ｉ信号をフィルタリングし、差動フィルタリング送信Ｉ信号を生成し、送信同位相ミキサー６１への入力として提供される。送信直角位相ＤＡＣ４２は、デジタル送信Ｑ信号をベースバンド処理回路３１から受信し、送信直角位相ＬＰＦ５２に対して差動アナログ送信Ｑ信号を生成する。送信直角位相ＬＰＦ５２は差動アナログ送信Ｑ信号をフィルタリングし、送信直角位相ミキサー６２への入力として提供される差動フィルタリング送信Ｑ信号を生成する。非反転送信信号ＴＸ＋は、送信同位相ミキサー６１の第１の出力と送信直角位相ミキサー６２の第１の出力とを組み合わせることに基づいて生成され、反転送信信号ＴＸ−は、送信同位相ミキサー６１の第２の出力と送信直角位相ミキサー６２の第２の出力とを組み合わせることに基づいて生成される。
送信ＰＬＬ３２は、送信同位相ミキサー６１に対する第１の差動送信局部発振器信号と、送信直角位相ミキサー６２に対する第２の差動送信局部発振器信号とを生成する。第１および第２の差動送信局部発振器信号は、第１または送信局部発振器周波数ｆＴＸをそれぞれ有するが、約９０°の位相差である。
監視ＰＬＬ３３は、監視同位相ミキサー７１に対する第１の差動監視局部発振器信号と、監視直角位相ミキサー７２に対する第２の差動監視局部発振器信号とを生成する。第１および第２の差動監視局部発振器信号は、第２のまたは監視局部発振器周波数ｆＯＢＳをそれぞれ有するが、約９０°の位相差である。送信チャネルの出力を較正中に監視する場合、監視局部発振器周波数ｆＯＢＳおよび送信局部発振器周波数ｆＴＸは異なる周波数で動作する。
監視同位相ミキサー７１は、差動監視信号ＯＢＳ＋、ＯＢＳ−と、第１の差動監視局部発振器信号とを受信し、監視同位相ＬＰＦ８１に対する差動ダウンシフトＩ信号を生成する。監視同位相ＬＰＦ８１は、差動ダウンシフトＩ信号をフィルタリングし、監視同位相ＡＤＣ９１への入力として提供される差動フィルタリング監視Ｉ信号を生成する。監視同位相ＡＤＣ９１は、差動フィルタリング監視Ｉ信号をアナログ領域からデジタル領域に変換し、ベースバンド処理回路３１に対するデジタル監視Ｉ信号を生成する。監視直角位相ミキサー７２は、差動監視信号ＯＢＳ＋、ＯＢＳ−と、第２の差動監視局部発振器信号とを受信し、監視直角位相ＬＰＦ８２に対する差動ダウンシフトＱ信号を生成する。監視直角位相ＬＰＦ８２は、差動ダウンシフトＱ信号をフィルタリングし、監視直角位相ＡＤＣ９２への入力として提供される差動フィルタリング監視Ｑ信号を生成する。監視直角位相ＡＤＣ９２は、差動フィルタリング監視Ｑ信号をアナログ領域からデジタル領域に変換し、ベースバンド処理回路３１に対するデジタル監視Ｑ信号を生成する。
例証される実施形態において、送信および監視局部発振器は、それぞれ送信ＰＬＬ３２および監視ＰＬＬ３３を使用して実施された。ＰＬＬを使用する送信および監視チャネルの局部発振器の実施は、共通の基準クロック信号を使用する異なる周波数の局部発振器信号を生成することを補助する。ＰＬＬは同様の回路トポロジを使用して実施されることができ、その結果、監視局部発振器周波数ｆＯＢＳは、送信局部発振器周波数ｆＴＸに対して十分に制御された周波数差を有する。例えば、監視局部発振器周波数ｆＯＢＳと送信局部発振器周波数ｆＴＸとの間の周波数差は、ＰＬＬのフィードバック分割器を制御するように使用されるデジタル制御信号の値を選択することに基づいて制御されることができる。
図２に示されるように、ベースバンド処理回路３１は、デジタル送信回路１０１と、デジタル受信回路１０２と、ベースバンドＰＬＬ１０３と、デジタル変調器１０４と、位相調整回路１１３と、送信誤差補正回路１０５とを含む。例証される実施形態において、デジタル変調器１０４は数値制御発振器（ＮＣＯ）１１１と複合ミキサー１１２とを含む。
デジタル受信回路１０２は、デジタル監視Ｉ信号とデジタル監視Ｑ信号とを受信し、デジタル変調器１０４に対するデジタル入力信号を生成する。デジタル変調器は、ベースバンドＰＬＬ１０３からベースバンド周波数ｆＢＳを有するベースバンドクロック信号も受信する。１つの実施形態において、デジタル受信回路１０２は、送信チャネルを監視するために使用される監視信号と受信チャネルにわたって受信される受信信号の両方を処理するように、さらに使用される。
ＮＣＯ１１１は、ベースバンドクロック信号を受信し、送信局部発振器周波数ｆＴＸと監視局部発振器周波数ｆＯＢＳとの間の周波数差におよそ等しいＮＣＯ周波数ｆＮＣＯを有するデジタル出力クロック信号を生成する。デジタル出力クロック信号は、様々な方法で実施されることができる。特定の構成において、デジタル出力クロック信号は、周波数ｆＮＣＯの正弦関数のデジタル表示に対応する第１の構成要素と、周波数ｆＮＣＯの余弦関数のデジタル表示に対応する第２の構成要素とを含む。デジタル出力クロック信号は、様々なビット幅を有することができる。１つの実施形態において、ＮＣＯ１１１は位相アキュムレータと位相振幅変換器とを使用して実施される。
デジタル複合ミキサー１１２は、ＮＣＯ１１１からのデジタル出力クロック信号で、デジタル受信回路１０２からデジタル入力信号を変調することに基づいて、送信誤差補正回路１０５に対するデジタル監視チャネル出力信号を生成する。特定の実施において、デジタル複合ミキサー１１２は、デジタル受信回路１０２からのデジタル入力Ｉ信号とデジタル入力Ｑ信号とを受信し、送信誤差補正回路１０５に対するデジタル監視チャネル出力Ｉ信号とデジタル監視出力Ｑ信号とを生成する。
１つの実施形態において、ベースバンドＰＬＬ１０３、送信ＰＬＬ３２、および監視ＰＬＬ３３は、共通の基準クロック信号を使用して動作する。この方式で送受信機３０を構成することは、ＮＣＯ周波数ｆＮＣＯを、送信局部発振器周波数ｆＴＸと監視局部発振器ｆＯＢＳとの間の周波数差に合致させることを補助することができる。
送信誤差補正回路１０５は、監視チャネル出力信号を処理し、送受信機３０に対する１つ以上の補正信号を生成する。例証される実施形態において、送信誤差補正回路１０５は、補正信号をデジタル送信回路１０１に提供する。しかしながら、送信誤差補正回路は、他の方法で伝送減損を補償するように構成されることができる。デジタル送信回路１０１は、補正信号に基づいてデジタル送信Ｉ信号とデジタル送信Ｑ信号とを生成し、漏洩、直角位相誤差、および／またはチャネル非線形性などの伝送減損を補償する。
例証される送受信機３０は、直角位相誤差の前に、監視チャネルを較正することを必要とせずに送信チャネル較正を提供することができる。特に、送信局部発振器周波数ｆＴＸに対して異なる監視局部発振器周波数ｆＯＢＳを使用して監視を行うことによって、送信誤差補正回路１０５は、監視チャネルにおける減損の存在時でも、伝送減損を検出し、補正することができる。例えば、デジタル変調器１０４によって生成されたデジタル監視チャネル出力信号は、送信チャネル減損が対称であり、監視チャネル減損が非対称である、周波数スペクトルを有することができる。したがって、伝送減損補正回路１０５は、デジタル監視チャネル出力信号を相関させることができ、伝送減損を検出し、一方で監視チャネル減損は非相関的でノイズと平均値である傾向があるべきである。
逆に、共通の送信および監視局部発振器周波数を使用する監視を実行する送受信機は、送信チャネルの減損と監視チャネルの減損とを区別することができてもよい。例えば、同じ局部発振器周波数を使用する場合、送信局部発振器漏洩と監視局部発振器漏洩の両方が周波数領域において同様の特徴を有することができる。
例証される実施形態において、ＮＣＯ１１１は、送信局部発振器周波数ｆＴＸと監視局部発振器周波数ｆＯＢＳとの間の差におよそ等しいＮＣＯ周波数ｆＮＣＯを有するデジタル出力クロック信号を生成するようにプログラムされる。ＮＣＯ１１１がこの方式でデジタル出力クロック信号を生成する場合、送信誤差補正回路１０５は相関を実行し、例えば比較的長い期間など、幅広い期間にわたって伝送減損を検出し、低ノイズフロアを提供することができる。逆に、ＮＣＯ周波数ｆＮＣＯは周波数差に合致しない場合、任意の減損の正および負の周波数成分間の相関係は、時間をかけて回転し、長い相関は蓄積するよりも、ゼロへと平均化する傾向にあり得る。
いくつかの実施において、監視ＰＬＬ３３などの監視局部発振器は、例えば、送受信機３１によって送信される信号に隣接するスペクトルを監視するためなど別の目的のために再プログラムされることができる。監視ＰＬＬ３３がスイッチバックされ、送信チャネルを監視する場合、監視ＰＬＬ３３は以前の監視周波数ｆＯＢＳに再同期することができるが、監視局部発振器信号の相関係は、ＰＬＬ３３の再目的化および回復のタイミングによって異なり得る。その結果、再プログラミングの前に使用される、送信局部発振器（例、送信ＰＬＬ３２）と監視局部発振器（例、監視ＰＬＬ３３）との間の相関係は、もはや使用されることができず、時間を消費する再取得処理は必要とされなくてもよい。本明細書において開示されるように、送信および監視発振器間の変化した相関係から既知の相関係に回復することは利点となり得る。下記で述べられるように、位相調整回路１１３（デジタル変調器１０４の一部であり得る）は、デジタル変調器１０４における位相を調整し、局部発振器間の所望される相関係を達成するために使用されることができる。
例証される実施形態において、位相調整回路１１３は、送信ＰＬＬ３２から、第１の、または送信局部発振器周波数ｆＴＸを有する第１の、または送信発振器信号を受信し、監視ＰＬＬ３３から、第２の、または監視局部発振器周波数ｆＯＢＳを有する第２の、または監視発振器信号を受信する。例証される実施形態は、同位相経路と直角位相経路とのそれぞれに対して差動信号を生成する送信ＰＬＬ３２と監視ＰＬＬ３３とを含み、位相調整回路１１３は、送信ＰＬＬ３２から１つ以上の局部発振器信号を受信し、監視ＰＬＬ３３から１つ以上の局部発振器信号を受信するように構成されることができる。
図２は、送信ＰＬＬ３２によって生成されるクロック信号が生成され、監視ＰＬＬ３３が差動である実施形態を例証するが、本明細書における教示は、局部発振器がシングルエンドクロック信号を生成する構成にも適用可能である。このような実施形態において、位相調整回路１１３は、シングルエンド局部発振器から少なくとも１つの局部発振器信号を受信してもよい。図３〜４に関連してさらに説明されるように、位相調整回路１１３は、ＮＣＯ１１１に接続されることができ、蓄積される位相を示す１つ以上の値または信号を受信し、ＮＣＯ１１１からの第１および第２の発振器信号および値に基づいて、位相調整回路１１３は、デジタル変調器１０４において使用される位相調整値を生成することができる。
位相調整回路１１３は、送信局部発振器信号（ＴＸ ＯＢＳ）と監視局部発振器信号（ＯＢＳ ＰＬＬ）とに基づいてビート信号を生成する。位相調整回路１１３はビート信号を使用し、局部発振器間の位相シフトを補償するための位相調整値を生成する。例えば、調整回路１１３は、位相調整値を使用し、ＮＣＯ１１１の位相アキュムレータの状態を補正することができ、それによって、位相シフトに対する監視チャネルによって生成される結果として得られるサンプルを補償する。位相アキュムレータの位相の調整の後、結果として得られる監視チャネルの出力信号は、送信データの位相に対する実質的に固定された関係性を表し、それによって位相同期を達成する。
図２に示される実施形態において、位相調整値は位相調整回路１１３の出力からデジタル変調器１０４の入力に提供される。したがって、図２の送受信機３０は、デジタル変調器が位相調整値に基づいて調整され、送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成する１つの実施形態を例証する。デジタル変調器の１つの特定の位置が示されるが、位相調整値によって調整されるデジタル変調器は、送受信機の他の位置に提供されることができる。
位相調整値を使用して位相調整をデジタル変調器に提供することによって、監視チャネルによって生成される監視データにおける位相が補正される。特に、監視チャネルからの蓄積された監視データの位相は、位相調整値に基づいて調整され、送信局部発振器信号と監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成する。
図２は、位相調整値に基づいて監視チャネルから蓄積された監視データの位相を調整することの１つの実施を例証するが、他の実施も可能である。
別の実施形態において、監視ＰＬＬ３３は、監視ＰＬＬのフィードバックループの分割速度を制御するために使用される、シグマデルタ変調器などの、デジタル変調器を含む。さらに、位相調整値は、監視ＰＬＬ３３のデジタル変調器の状態を調整する、または変調するために使用され、それによって、監視ＰＬＬの位相を変更し、監視チャネルから生成される監視データにおける位相での対応する位相調整を提供する。１つの例において、位相調整値は、監視ＰＬＬ３３のシグマデルタ変調器の積分器の値（例えば、開始値）を調整するために使用される。監視ＰＬＬのデジタル変調器に位相補正を提供するために位相調整値を使用することで、監視チャネルによって生成される監視データにおける位相での補正が提供される。
送受信機３０のさらなる詳細は、前述のとおりであり得る。
図３は、位相調整回路２０４の１つの実施形態およびデジタル変調器２００の１つの実施形態の概略図である。デジタル変調器２００は、位相アキュムレータ２０１と、位相振幅変換器（ＰＡＣ）２０２と、デジタル複合ミキサー２０３とを含む。デジタル変調器２００は、周波数ｆＢＢのベースバンドクロック信号と、周波数調節ワード（ＦＴＷ）と、デジタル入力Ｉ信号ＩＮＩと、デジタル入力Ｑ信号ＩＮＱとを受信する。デジタル変調器２００は、処理のための送信誤差補正回路に提供されることができる、デジタル監視チャネル出力Ｉ信号ＯＵＴＩと、デジタル監視チャネル出力Ｑ信号ＯＵＴＱとを生成する。
位相調整回路２０４は、ビート信号生成器２０６と、位相調整制御装置２０７と、位相平均化アキュムレータ２０８とを含む。例証される実施形態において、位相調整回路２０４の少なくとも一部は、ベースバンド周波数ｆＢＢで動作する。ビート信号生成器２０６は、送信ＬＯまたはＰＬＬから、送信局部周波数ｆＴＸを有する第１の、または送信発振器信号と、第２の、または監視ＬＯまたはＰＬＬから、監視局部発振器周波数ｆＯＢＳを有する第２の、または監視発振器信号とを受信する。位相調整制御装置２０７は、ビート信号生成器２０６によって生成されるビート信号を受信し、１つ以上の位相調整制御信号を生成し、本明細書で開示されるような、位相調整のタイミングおよび量を制御する。図４に関連して下記で述べられるように、位相調整回路２０４は、位相調整の実施において、さらなる構成要素または要素を含んでもよい。
デジタル変調器２００は、本明細書において説明される、ＲＦ通信システムにおいて使用されることができるデジタル変調器および送受信機の１つの実施形態を例証する。さらに、位相調整回路２０４は、本明細書において開示されるＲＦ通信システムにおいて使用されることができる位相調整器および送受信機の１つの実施形態を例証する。しかしながら、本明細書における教示は、デジタル変調器および位相調整器の他の構成に適用可能である。
例証された位相アキュムレータ２０１およびＰＡＣ２０２は、ＮＣＯ周波数ｆＮＣＯのデジタル正弦および余弦クロック信号を生成するＮＣＯとして包括的に動作する。さらに、ＦＴＷの値は、ＮＣＯ周波数ｆＮＣＯを制御するために使用される。
例えば、位相アキュムレータ２０１は、蓄積される位相値を記憶するために使用されるラッチおよび／またはフリップフロップなどの状態要素を含む。さらに、位相アキュムレータ２０１は、ベースバンドクロック信号のタイミングに基づいて、蓄積された位相値にＦＴＷを追加することができる。さらに、ＰＡＣ２０２は、蓄積された位相値に基づいてデジタル正弦および余弦クロック信号を生成する。ＦＴＷは位相が蓄積される速度を制御し、したがってＮＣＯ周波数ｆＮＣＯを制御する。
デジタル変調器２００のさらなる詳細は、前述のとおりであり得る。
図４は、位相調整回路２１４の別の実施形態およびデジタル変調器２１０の別の実施形態の概略図である。例証される位相調整回路２１４は、ビート信号生成器３０２と、位相調整制御装置３０４と、位相平均化アキュムレータ３０６とを含む。例証されるデジタル変調器２１０は、位相アキュムレータ２１１と、ＰＡＣ２１２と、デジタル複合ミキサー２１３とを含む。位相調整回路２１４の例証される実施形態は、制限されないがＡＮＤゲート３１８およびマルチプレクサ３２５などの１つ以上の制御論理回路をさらに含む。デジタル変調器２１０は、位相調整値と、ベースバンドクロック信号と、ＦＴＷと、デジタル入力Ｉ信号ＩＮＩと、デジタル入力Ｑ信号ＩＮＱとを受信する。さらに、デジタル変調器２１０は、デジタル監視チャネル出力Ｉ信号ＯＵＴＩと、デジタル監視チャネル出力Ｑ信号ＯＵＴＱとを生成する。
例証された位相アキュムレータ２１１は、状態要素２２１と加算器２２４とを含む。状態要素２２１は、ベースバンドクロック信号のタイミングに基づいて更新される、蓄積された位相値を記憶するために使用される。加算器２２４は、状態要素２２１に記憶された蓄積位相値および、ＦＴＷなど、調節ワードを追加することに基づいて、調整された蓄積位相値を生成する。調整された蓄積位相値は、クロックサイクルごとに１回など、ベースバンドクロック信号のタイミングに基づいて、状態要素２２１内にロードされる。いくつかの実施形態において、デジタル変調器２１１内のＦＴＷなどの１つ以上の値は、そうでなければさらに調整され、例えば、フェーズラッピングの際に、送信ＰＬＬおよび監視ＰＬＬの厳密係数の合致を考慮する。
前述のように、送信チャネルは、送信局部発振器周波数ｆＴＸとは異なる、局部発振器周波数ｆＯＢＳを監視することとともに動作する監視チャネルを使用して送信チャネルを監視することに基づいて較正されることができる。例証されるデジタル変調器２１１は、ＮＣＯ周波数ｆＮＣＯがおよそｆＴＸ〜ｆＯＢＳ、またはｆＴＸ〜ｆＯＢＳと等しくなるように制御することによって、この周波数差を補償するために使用されることができる。
例証される実施形態において、位相調整制御装置３０４は、エッジ検出器３１５と、制御回路３１６とを含む。エッジ検出器３１５は、ビート信号生成器３０２からビート信号を受信し、ビート信号のエッジまたは移行を検出する。エッジ検出器３１５は、ベースバンド周波数ｆＢＢでクロックされ、制御信号を生成することにおいてエッジ検出器３１５に従う制御回路３１６において構成され得る、立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジ、または立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの両方を検出するように構成されることができる。制御回路３１５は、エッジ検出器３１５からエッジ検出出力を受信し、１つ以上の制御信号を生成する。
例証される実施形態において、ビート信号生成器３０２は、ＸＯＲゲート３１０と、ＬＰＦ３１２と、サンプラー３１４とを含む。他の実施形態において、ビート信号生成器は、代わりにアナログミキサー（図示せず）で実施されることができる。しかしながら、ＸＯＲゲート３１０を使用することは、多数の利点を提供することができる。例えば、送信および監視局部発振器信号は、矩形波に類似する波形を有することができ、非常に高い周波数の高調波成分を有することができ、したがって、アナログミキサーを使用する構成に比較して、電力消費および／または複雑性を減少させることができる。
特定の実施において、送信局部発振器信号および監視局部発振器信号は、下記の式１および２のように表されることができる。
Figure 0006345750
Figure 0006345750
 式中、ＡＴＸおよびＡＯＢＳは、それぞれ送信および監視局部発振器信号の振幅であり、ｆＴＸおよびｆＯＢＳは、それぞれ送信および監視局部発振器信号の周波数であり、φＴＸおよびφＯＢＳは、それぞれ送信および監視局部発振器信号の位相である。
ビート信号生成器３０２は送信局部発振器信号および監視局部発振器信号を受信し、ＸＯＲゲート３１０またはアナログミキサー（図示せず）と混合するため、ＸＯＲゲート３１０またはアナログミキサーから結果として得られる信号は、以下の式３によって与えられることができる。
Figure 0006345750
ｆＴＸおよびｆＯＢＳの差に比べてｆＴＸおよびｆＯＢＳが比較的大きい状態では、ＸＯＲゲート３１０またはミキサー回路から結果として得られる信号は、ｆＴＸとｆＯＢＳとの間の差の周波数で低周波数成分と、周波数の合計でさらに高い周波数成分を含む。そのため、ＸＯＲゲート３１０またはアナログミキサーの出力は、ＬＰＦ３１２によって処理され、高い周波数の高調波成分をフィルタリングすることができ、ＬＰＦ３１２から出力される結果として得られる信号は式４によって与えられることができる。
Figure 0006345750
特定の実施において、送信ＬＯおよび監視ＬＯは、式３および４で説明されるように正弦波ではなく、代わりに、例えばＬＯの近似の矩形波などの、高い周波数の高調波を含む。式３および４は、正弦波の場合を説明するために単純化されているが、依然として高い周波数の高調波に適用し、引き続く低パスフィルタリングは結果として得られる等しい信号を生む。
ＬＰＦ３１２からの出力は、次に、ベースバンド周波数ｆＢＢで動作するサンプラー３１４によってサンプリングされる、または量子化されることができる。サンプラー３１４から結果として得られる信号は、（ｆＴＸ−ｆＯＢＳ）のビート周波数と、（φＴＸ−φＯＢＳ）の位相とを有するビート信号である。エイリアシングを伴わずにＬＰＦ３１２の出力をサンプリングするために、ベースバンド周波数ｆＢＢは、非常により良好でより速い性能でないとしても、ビート信号の周波数の少なくとも２倍であり得る。
また、例証される実施形態において、位相平均化アキュムレータ３０６は、レジスタ３２０と、加算器３２４と、平均化回路３２２とを含む。エッジ検出器３１５として立ち上がりエッジ検出器を伴う特定の実施において、立ち上がりエッジがエッジ検出器３１５によって検出され、制御回路３１６に従う信号の位相平均化が起こる場合、レジスタ３２０および加算器３２４は、位相アキュムレータ２１１から蓄積された位相値を追加する、および記憶することができる。平均化回路３２２は、次に、ビート信号のエッジが検出される場合、蓄積された特定の数の位相の平均をとることができる。いくつかの構成において、平均化回路３２２は１つ以上のシフトレジスタで実施されることができ、平均化される多数の位相は２Ｎであり得て、Ｎは正の整数である。シフトレジスタを使用することは、計算的に効率的な位相平均化を提供する。他の実施において、エッジ検出器からの立ち下がりエッジは、立ち上がりエッジの代わりに使用され、同様の計算を成し遂げてもよい。
例証される実施形態において、制御回路３１６は、ＡＮＤゲート３１８に信号を出力することができ、その出力は、位相平均化アキュムレータ３０６の位相平均化のタイミングを制御する。また、位相平均化アキュムレータ３０６から生成される平均化される蓄積位相がデジタル変調器２１１に適用され、位相を調整することができる場合、例証される実施形態における制御回路３１６は、制御のためのマルチプレクサ３２５の制御信号を生成することができる。位相同期較正を行う場合に、制御回路３１６において実施される制御論理は、選択のためにユーザへインターフェースをさらに提供することができる。１つの実施形態において、制御回路３１６はマイクロプロセッサへの周辺デジタル論理として実施されることができる。制御論理は、標準プロセッサバスに提供されることができ、制御回路３１６に含まれるレジスタに命令を送ることによって、位相同期が開始されたとき、プロセッサが制御することを可能にする。制御回路３１６において実施される制御論理は、本明細書で開示される位相同期の様々なパラメータの仕様を可能にする様々なレジスタをさらに含んでもよい。１つの実施形態において、位相調整が実行される前にビート信号のいくつのサンプルが平均化されたかを特定するために制御回路３１６にレジスタが存在する。
他の実施形態において、位相平均化アキュムレータ３０６によって行われる平均化のような、調整回路２１４の少なくともいくつかの動作は、較正を送信するために集めるデータで同時に実行されることができる。このような実施形態において、レジスタ３２０は、ＡＮＤゲート３１８の出力の代わりに、ベースバンド周波数ｆＢＢで動作され、ビート信号のエッジが検出される場合だけでなく、データの収集と同時に平均化を実行することができる。送信較正データが収集後にＩ／Ｑ形式において維持される特定の実施において、現在動作している位相平均化アキュムレータによって実行された監視位相平均化は、さらなる処理および計算の前に送信較正データに位相回転を提供するなど、さらなる較正を実行するために使用されることができる。
このような実施形態において、位相平均化アキュムレータによって生成される位相調整値は、直流（ＤＣ）蓄積、自己相関、および相互相関などの蓄積監視データの位相を調整するために使用されることができる。送信較正が、位相調整が完了するまで待つ必要がないようにデータ収集を可能にするので、較正はさらに速く実行されることができるため、本明細書で開示されるような位相調整回路を実施することは有益であり得る。
ＲＦ通信およびデジタル変調器に対する式の１つの例が提供されたが、他の式が可能である。例えば、式は適用および／または実施とともに変更できる。
デジタル変調器２１０および位相調整回路２１４のさらなる詳細は、前述のようであることができる。
本開示の態様は、様々な電子装置において実施されることができる。電子装置の例は、限定されないが、家庭用電化製品、家庭用電化製品の部分、電子試験装置、車両電子システム等を含むことができる。電子装置の例は、限定されないが、計算装置、通信装置、電子家電製品、車両電子システム等を含むことができる。さらに、電子装置は未完成の製品を含むことができる。
文脈が明らかに必要としない限り、本明細書および請求項の全体で、「備える」、「備えている」、「含む」、「含んでいる」などの用語は、排他的または網羅的意味とは反対に、包括的な意味で、すなわち、「限定されないが含んでいる」の意味で、解釈されるべきである。さらに、「本明細書で」、「上記」、「下記」の用語および同様の用語は、本適用において使用される場合、全体として本適用を参照し、本適用の任意の特定の部分を参照しない。文脈が許容する場合、単数または複数を使用する上記の特定の実施形態の詳細な説明における用語は、それぞれ複数または単数も含み得る。文脈が許容する場合、２つ以上の項目の一覧の参照における「または」という用語は、一覧における項目のうちのすべて、および一覧における項目のうちの任意の組み合わせという、用語の解釈のうちのすべてを包括するように意図される。
さらに、数ある中でも、「できる」、「できた」、「してもよい」、「し得る」、「例」、「例えば」、「など」などの本明細書で使用される状態の用語は、具体的に述べられない限り、または使用されるような文脈内で理解されない限り、特定の特徴、要素および／または状態などの特定の実施形態を伝えるように、一方で他の実施形態は含まないように、一般的に意図される。したがって、このような状態の用語は、その特徴、要素および／または状態が１つ以上の実施形態に任意の方法で必要とされている、または１つ以上の実施形態が、筆者の入力または促進を伴って、または伴わずに、これらの特徴、要素および／または状態が含まれるか、任意の特定の実施形態において実行されるべきかを決定するための論理を必ず含むことを暗示するように、一般的に意図されない。
前述の明細書および請求書は、要素または特徴をともに「接続されている」または「結合されている」として参照してもよい。本明細書で使用されるように、明らかに述べられない限り、「接続される」は１つの要素／特徴が別の要素／特徴に直接的または間接的に接続され、必ずしも機械的にされない。同様に、明らかに述べられない限り、「結合される」は１つの要素／特徴が別の要素／特徴に直接的にまたは間接的に結合され、必ずしも機械的にされない。したがって、図面に示される様々な概略が要素および構成要素の配置の例を描くが、さらなる介在する要素、装置、特徴、または構成要素は、実際の実施形態に存在してもよい（描かれた回路の機能性は不利に影響されないと仮定する）。
本明細書で使用されるように、「決定する」という用語は、様々な行動を包括する。例えば、「決定する」は、算出すること、計算すること、処理すること、導出すること、調査すること、調べること（表、データベース、または別のデータ構造において調べること）、確認することなどを含んでもよい。また、「決定する」は、受け取ること（例、情報を受け取ること）、アクセスすること（例、メモリ内のデータにアクセスすること）などを含んでもよい。また、「決定する」は、解くこと、選択すること、選ぶこと、確立することなどを含んでもよい。さらに、本明細書で使用されるような「チャネル幅」は、特定の態様における帯域を包括してもよく、または特定の態様における帯域と呼ばれてもよい。
上記で説明される方法の様々な動作は、様々なハードウェアおよび／またはソフトウェア構成要素、および／またはモジュールなどの、動作を実行することができる任意の適する手段によって実行されてもよい。一般的に、図面において例証される任意の動作は、動作を実行することができる対応する機能的手段によって実行されてもよい。
本開示に関連して説明される様々な例示の論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）、アプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ信号（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理装置（ＰＬＤ）、個別のゲートまたはトランジスタ論理、個別のハードウェア構成要素、または本明細書で説明される機能を実行するように指定されたこれらの任意の組み合わせで実施されてもよく、または実行されてもよい。汎用処理装置は、マイクロプロセッサであってもよいが、代替では、処理装置は商用に利用可能な処理装置、制御装置、マイクロプロセッサ、または状態機械であってもよい。処理装置は計算装置の組み合わせ、例えばＤＳＰおよびマイクロプロセッサの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアを有する１つ以上のマイクロプロセッサ、または任意の他のこのような構成として実施されてもよい。
本明細書で開示される方法は、説明される方法を達成するための１つ以上の動作または作用を含む。本方法の工程および／または作用は、請求項の範囲から逸脱しないように交換されてもよい。言い換えると、動作または作用の特定の順序が指定されない限り、特定の動作および／または作用の順序および／または使用は請求項の範囲から逸脱しないように修正されてもよい。
本実施は、上記で例証された正確な構成および構成要素に限定されないことが理解されるべきである。様々な修正、変更、および変形が、実施の範囲から逸脱しない上記で説明される配置、方法および装置の動作および詳細においてされてもよい。
本発明は特定の実施形態に関して説明されたが、本明細書で説明される特徴および利点のすべてを提供しない実施形態を含む、当業者に明らかである他の実施形態も、本発明の範囲内である。さらに、上記で説明される様々な実施形態が、さらなる実施形態を提供するために組み合わせられることができる。また、１つの実施形態の文脈で示される特定の特徴が、他の実施形態にも組み込まれることができる。

Claims (22)

  1. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成することと、
    前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、を含み、
    前記位相調整値は前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記位相調整値を生成することが、
    前記ビート信号の複数のエッジを検出し、位相調整制御信号を生成することと、
    前記位相調整制御信号に基づいて複数の位相アキュムレータ値を平均化し、前記位相調整値を生成することと、を含む、送受信機較正の方法。
  2. 前記位相調整値を生成することが、低パスフィルタを使用して前記ビート信号を低パスフィルタリングすることと、サンプリング回路を使用して前記低パスフィルタリングされたビート信号をサンプリングすることに基づいて前記位相調整値を生成することとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  3. 前記サンプリングが、前記ビート信号の周波数の少なくとも２倍であるベースバンド周波数で行われる、請求項２に記載の方法。
  4. 前記複数の位相アキュムレータ値を平均化することが、シフティングを使用して２Ｎの位相アキュムレータ値を平均化することを含み、Ｎは正の整数である、請求項１に記載の方法。
  5. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成することと、
    前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、を含み、
    前記位相調整値は前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記第１の局部発振器信号と前記第２の局部発振器信号とを混合することが、デジタル排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲートで実行される、送受信機較正の方法。
  6. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成することと、
    前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、を含み、
    前記位相調整値は前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    デジタル変調器を使用して前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の周波数差を補償することと、前記位相調整値に基づいて前記デジタル変調器を調整することとをさらに含む、送受信機較正の方法。
  7. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成することと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成することと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成することと、
    前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成することと、を含み、
    前記位相調整値は前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    送信チャネルの送信ミキサーを使用して送信信号と前記送信局部発振器信号とを混合することと、
    前記送信チャネルから監視信号を生成することと、
    監視チャネルの監視ミキサーを使用して前記監視信号と前記監視局部発振器信号とを混合することと、
    前記位相調整値に基づいて前記監視チャネルから蓄積された監視データの位相を調整することと、をさらに含む、送受信機較正の方法。
  8. 前記蓄積された監視データが、前記位相調整値が生成されるのと同時に収集される、請求項７に記載の方法。
  9. 前記蓄積された監視データの前記位相を調整することが、
    直流（ＤＣ）蓄積か、
    自己相関か、または
    相互相関かのうちの少なくとも１つにおける位相シフトを補償することを含む、請求項７に記載の方法。
  10. 前記位相調整値に基づいて監視チャネルからの蓄積された監視データの位相を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  11. 前記位相調整値に基づいてデジタル変調器を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成する、請求項１に記載の方法。
  12. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路と、を備え、前記位相調整回路が、前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、前記位相調整値が前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記位相調整回路が、
    前記ビート信号の複数のエッジを検出し、位相調整制御信号を生成するように構成されたエッジ検出器と、
    前記位相調整制御信号に基づいて複数の位相アキュムレータ値を平均化し、前記位相調整値を生成するように構成された位相平均化アキュムレータと、を備える、送受信機。
  13. 前記送信チャネルが、前記送信局部発振器信号と送信信号とを混合するように構成された送信ミキサーをさらに備え、前記監視チャネルが、前記監視局部発振器信号と、前記送信チャネルから生成された監視信号とを混合するようにさらに構成されている、請求項１２に記載の送受信機。
  14. 前記位相調整回路が、低パスフィルタとサンプリング回路とを備え、前記低パスフィルタが前記ビート信号を低パスフィルタリングしてフィルタリングされたビート信号を生成するように構成され、前記サンプリング回路が、前記フィルタリングされたビート信号をデジタルサンプリングするように構成され、前記位相調整回路が、前記フィルタリングされたビート信号に基づいて前記位相調整値を生成するようにさらに構成されている、請求項１２に記載の送受信機。
  15. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路と、を備え、前記位相調整回路が、前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、前記位相調整値が前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の周波数差を補償するように構成されたデジタル変調器をさらに備え、前記デジタル変調器が前記位相調整値に基づいて調整される、送受信機。
  16. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路と、を備え、前記位相調整回路が、前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、前記位相調整値が前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記監視チャネルからの蓄積された監視データの位相が、前記位相調整値に基づいて調整される、送受信機。
  17. 前記蓄積された監視データの前記位相が調整され、
    直流（ＤＣ）蓄積か、
    自己相関か、または
    相互相関かのうちの少なくとも１つにおける位相シフトを補償する、請求項１６に記載の送受信機。
  18. 第１の周波数の送信局部発振器信号を生成するように構成された送信局部発振器を備える送信チャネルと、
    前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の監視局部発振器信号を生成するように構成された監視局部発振器を備える監視チャネルと、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号とに基づいてビート信号を生成するように構成された位相調整回路と、を備え、前記位相調整回路が、前記ビート信号に基づいて位相調整値を生成するようにさらに構成され、前記位相調整値が前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の相関係を示し、
    前記位相調整回路が、
    前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器との間の周波数差および位相差のそれぞれに基づいて、周波数および位相を有する前記ビート信号を生成するように構成されたビート信号生成器
    を備え、
    前記ビート信号生成器が、前記送信局部発振器信号を受信する第１の入力と、前記監視局部発振器信号を受信する第２の入力とを含むデジタル排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲートを備える、送受信機。
  19. 前記ビート信号生成器が、前記ＸＯＲゲートの出力に電気的に接続される入力を含む低パスフィルタと、前記低パスフィルタの出力に電気的に接続される入力を含むサンプラーとをさらに備える、請求項１８に記載の送受信機。
  20. 前記サンプラーが、前記ビート信号の周波数の少なくとも２倍のベースバンド周波数で動作する、請求項１９に記載の送受信機。
  21. 前記位相平均化アキュムレータが、２Ｎの位相アキュムレータ値を平均化するように構成されたシフトレジスタを備え、Ｎは正の整数である、請求項１２に記載の送受信機。
  22. 前記位相調整回路が、前記位相調整値に基づいて、前記監視チャネルからの蓄積された監視データの位相を調整し、前記送信局部発振器信号と前記監視局部発振器信号との間の所望される相関係を達成するようにさらに構成されている、請求項１２に記載の送受信機。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3238347B1 (en) * 2014-12-22 2019-05-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Receive supervision method and radio unit
EP3320621B1 (en) * 2015-07-08 2019-05-29 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Uplink spectrum analysis technique for passive intermodulation (pim) detection
US9590668B1 (en) 2015-11-30 2017-03-07 NanoSemi Technologies Digital compensator
US9979408B2 (en) 2016-05-05 2018-05-22 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for phase synchronization of phase-locked loops
US10224970B2 (en) 2016-05-19 2019-03-05 Analog Devices Global Wideband digital predistortion
US10033413B2 (en) * 2016-05-19 2018-07-24 Analog Devices Global Mixed-mode digital predistortion
JP2017212594A (ja) * 2016-05-25 2017-11-30 富士通株式会社 無線通信装置及びキャリブレーション方法
US10419046B2 (en) * 2016-05-26 2019-09-17 Mediatek Singapore Pte. Ltd Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
WO2018067969A1 (en) 2016-10-07 2018-04-12 Nanosemi, Inc. Beam steering digital predistortion
US9800438B1 (en) * 2016-10-25 2017-10-24 Xilinx, Inc. Built-in eye scan for ADC-based receiver
KR20190121825A (ko) 2017-02-25 2019-10-28 나노세미, 인크. 멀티밴드 디지털 전치왜곡기
US11012104B2 (en) 2017-03-03 2021-05-18 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for calibrating radio frequency transmitters to compensate for common mode local oscillator leakage
US9941999B1 (en) * 2017-03-08 2018-04-10 Allegro Microsystems, Llc Methods and apparatus for communication over an isolation barrier with monitoring
JP2018164183A (ja) * 2017-03-24 2018-10-18 富士通株式会社 通信装置および歪補償方法
US10128894B1 (en) 2017-05-09 2018-11-13 Analog Devices Global Active antenna calibration
US10141961B1 (en) 2017-05-18 2018-11-27 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US10931318B2 (en) * 2017-06-09 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Subsampled linearization system
US11115067B2 (en) 2017-06-09 2021-09-07 Nanosemi, Inc. Multi-band linearization system
US9996786B1 (en) * 2017-06-22 2018-06-12 Nxp B.V. Method and apparatus for using non-uniform under sampling to achieve a software defined radio for NFC applications
US11226403B2 (en) * 2017-07-12 2022-01-18 GM Global Technology Operations LLC Chip-scale coherent lidar with integrated high power laser diode
WO2019014422A1 (en) 2017-07-12 2019-01-17 Nanosemi, Inc. SYSTEMS AND METHODS FOR CONTROLLING RADIOS MADE WITH DIGITAL PREDISTORSION
CN107612635B (zh) * 2017-08-15 2018-10-19 维沃移动通信有限公司 一种校准方法、移动终端及计算机可读存储介质
US10135472B1 (en) 2017-08-29 2018-11-20 Analog Devices Global Apparatus and methods for compensating radio frequency transmitters for local oscillator leakage
US11303251B2 (en) 2017-10-02 2022-04-12 Nanosemi, Inc. Digital predistortion adjustment based on determination of load condition characteristics
US11082051B2 (en) 2018-05-11 2021-08-03 Analog Devices Global Unlimited Company Apparatus and methods for timing offset compensation in frequency synthesizers
US10644657B1 (en) 2018-05-11 2020-05-05 Nanosemi, Inc. Multi-band digital compensator for a non-linear system
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking
EP3804127A1 (en) 2018-05-25 2021-04-14 NanoSemi, Inc. Digital predistortion in varying operating conditions
US10931238B2 (en) 2018-05-25 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Linearization with envelope tracking or average power tracking
CN108964677B (zh) * 2018-07-23 2020-12-08 Oppo广东移动通信有限公司 射频系统、天线切换控制方法及相关产品
US11777702B2 (en) 2018-09-27 2023-10-03 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Closed loop lane synchronization for optical modulation
CN110958062B (zh) * 2018-11-30 2022-05-03 南京长峰航天电子科技有限公司 一种射频多通道校准系统及方法
US11742889B2 (en) 2019-04-09 2023-08-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Eigenvalue-based passive intermodulation detection
TWI703813B (zh) * 2019-04-23 2020-09-01 瑞昱半導體股份有限公司 訊號補償裝置
WO2020231658A1 (en) * 2019-05-14 2020-11-19 Space Exploration Technologies Corp. Half duplex mode digital beamforming device
GB201907717D0 (en) * 2019-05-31 2019-07-17 Nordic Semiconductor Asa Apparatus and methods for dc-offset estimation
CN110518989B (zh) * 2019-09-10 2022-03-29 深圳市共进电子股份有限公司 校准无线保真模块射频功率的方法、装置、设备及介质
US11115244B2 (en) 2019-09-17 2021-09-07 Allegro Microsystems, Llc Signal isolator with three state data transmission
CN112825487B (zh) * 2019-11-18 2024-03-15 深圳市中兴微电子技术有限公司 射频接收链路、射频收发装置
CN111147406B (zh) * 2019-12-06 2022-08-05 上海航天电子有限公司 基于恒虚警信号检测及频偏校正的asm体制解调方法
CN112671681B (zh) * 2020-02-03 2022-03-01 腾讯科技（深圳）有限公司 边带抑制方法、装置、计算机设备和存储介质
US10992326B1 (en) 2020-05-19 2021-04-27 Nanosemi, Inc. Buffer management for adaptive digital predistortion
US11496254B2 (en) * 2020-08-28 2022-11-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for testing filters in redundant signal paths
US11374803B2 (en) 2020-10-16 2022-06-28 Analog Devices, Inc. Quadrature error correction for radio transceivers
US11606240B1 (en) 2021-09-30 2023-03-14 Silicon Laboratories Inc. Using preamble portion having irregular carrier spacing for frequency synchronization
CN114624692B (zh) * 2022-05-17 2022-07-19 成都市安比科技有限公司 一种基于相位差的无线测距方法

Family Cites Families (74)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100219709B1 (ko) 1994-03-15 1999-09-01 윤종용 디지탈무선통신장치에있어서송수신신호처리회로
US6463266B1 (en) 1999-08-10 2002-10-08 Broadcom Corporation Radio frequency control for communications systems
US6516184B1 (en) 1999-08-31 2003-02-04 Skyworks Solutions, Inc. Multi-band transceiver having multi-slot capability
FI19991977A (fi) 1999-09-16 2001-03-16 Nokia Networks Oy Menetelmä ja laite signaalin tuottamiseksi
US6845126B2 (en) 2001-01-26 2005-01-18 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson (Publ) System and method for adaptive antenna impedance matching
US6456164B1 (en) 2001-03-05 2002-09-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Sigma delta fractional-N frequency divider with improved noise and spur performance
DE10114779A1 (de) * 2001-03-26 2002-10-24 Infineon Technologies Ag Sende-und Empfangseinheit
US6556086B2 (en) 2001-05-31 2003-04-29 Analog Devices, Inc. Fractional-N synthesizer and method of synchronization of the output phase
US7155171B2 (en) 2001-12-12 2006-12-26 Saraband Wireless Vector network analyzer applique for adaptive communications in wireless networks
US6819910B2 (en) 2002-03-08 2004-11-16 Broadcom Corp. Radio employing a self calibrating transmitter with reuse of receiver circuitry
KR100429329B1 (ko) 2002-01-25 2004-04-29 인티그런트 테크놀로지즈(주) 부정합 보상에 의해 스퓨리어스 신호가 제거된 믹서 회로
JP3783853B2 (ja) 2002-02-12 2006-06-07 株式会社ゼネラル リサーチ オブ エレクトロニックス Ｆｓｋ復調信号の中心レベル検出補正回路
US7158586B2 (en) 2002-05-03 2007-01-02 Atheros Communications, Inc. Systems and methods to provide wideband magnitude and phase imbalance calibration and compensation in quadrature receivers
JP2004072336A (ja) 2002-08-05 2004-03-04 Samsung Electronics Co Ltd 送信信号補償機能付き無線機
WO2004042927A1 (en) 2002-11-05 2004-05-21 Koninklijke Philips Electronics N.V. Pll using unbalanced quadricorrelator
EP1563605B1 (en) 2002-11-05 2007-01-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Pll with balanced quadricorrelator
CN1520029A (zh) * 2002-12-11 2004-08-11 三星电子株式会社 数字控制振荡器、数字变频器和射频单元
US7606341B2 (en) 2003-06-26 2009-10-20 International Business Machines Corporation Circuit for bit alignment in high speed multichannel data transmission
US7463710B2 (en) 2003-06-27 2008-12-09 Analog Devices, Inc. Fractional-N synthesizer and method of programming the output phase
US7362826B2 (en) 2003-09-29 2008-04-22 Silicon Laboratories, Inc. Receiver including an oscillation circuit for generating an image rejection calibration tone
JP4298468B2 (ja) * 2003-10-31 2009-07-22 シャープ株式会社 周波数変換回路、無線周波受信機、および無線周波トランシーバ
US7295638B2 (en) * 2003-11-17 2007-11-13 Motorola, Inc. Communication device
DE102004005130B3 (de) 2004-02-02 2005-04-14 Infineon Technologies Ag Sende-/Empfangsanordnung und Verfahren zur Reduktion von Nichtlinearitäten in Ausgangssignalen einer Sende-/Empfangsanordnung
KR100656196B1 (ko) 2004-08-12 2006-12-12 삼성전자주식회사 송수신 모드를 동시에 활용하는 시분할 복신 송수신 장치및 이를 이용한 자체 진단 방법
JP4604627B2 (ja) 2004-09-22 2011-01-05 ソニー株式会社 エンコーダ装置およびデコーダ装置
TWI277302B (en) 2004-12-28 2007-03-21 Ind Tech Res Inst Clock and data recovery circuit
WO2007037312A1 (ja) 2005-09-28 2007-04-05 Nec Corporation クロック再生装置及び方法
US7680474B2 (en) 2005-10-04 2010-03-16 Hypres Inc. Superconducting digital mixer
KR100860670B1 (ko) 2005-10-20 2008-09-26 삼성전자주식회사 무선 송수신장치에서 자가 보상방법
US7733949B2 (en) 2005-12-07 2010-06-08 Cisco Technology, Inc. Wireless communications system with reduced sideband noise and carrier leakage
US7317360B2 (en) 2006-04-20 2008-01-08 Analog Devices, Inc. Fractional-N synthesizer system and method
US7398056B1 (en) 2006-06-13 2008-07-08 Saraband Wireless, Inc Channel estimation applique for multiple antenna wireless communications
JP2008016093A (ja) 2006-07-04 2008-01-24 Canon Inc 光ディスク装置のｐｌｌ回路
US7724852B2 (en) 2006-08-30 2010-05-25 Rambus Inc. Drift cancellation technique for use in clock-forwarding architectures
JP4557948B2 (ja) 2006-10-12 2010-10-06 ザインエレクトロニクス株式会社 クロックデータ復元装置
US7856048B1 (en) 2006-11-20 2010-12-21 Marvell International, Ltd. On-chip IQ imbalance and LO leakage calibration for transceivers
JP4970192B2 (ja) 2007-08-20 2012-07-04 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
CN101373951A (zh) * 2007-08-23 2009-02-25 李代甫 一种数字鉴相的方法及其装置
US7826808B2 (en) 2007-09-06 2010-11-02 Northrop Grumman Systems Corporation Method, apparatus and system for an omni digital package for reducing interference
WO2009109808A2 (en) 2007-12-07 2009-09-11 Dali Systems Co. Ltd. Baseband-derived rf digital predistortion
US8358729B2 (en) 2008-08-22 2013-01-22 Finisar Corporation Baseband phase-locked loop
US20100087227A1 (en) 2008-10-02 2010-04-08 Alvarion Ltd. Wireless base station design
US20110013724A1 (en) 2009-04-24 2011-01-20 Qualcomm Incorporated I/q imbalance estimation and compensation for a transmitter and a receiver
US8280314B2 (en) * 2009-06-30 2012-10-02 Alcatel Lucent Method and apparatus for compensating for transceiver impairments
CN101986580B (zh) 2009-07-29 2013-08-14 澜起科技（上海）有限公司 测量及补偿接收机参数的方法及装置
JP2011107750A (ja) 2009-11-12 2011-06-02 Renesas Electronics Corp 半導体集積回路装置
US8634766B2 (en) 2010-02-16 2014-01-21 Andrew Llc Gain measurement and monitoring for wireless communication systems
US8711905B2 (en) 2010-05-27 2014-04-29 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalances using wideband signals
BR112013001525A2 (pt) 2010-07-21 2016-05-10 Kaelus Pty Ltd método e aparelho para localizar falhas em redes de comunicações
CN101908994B (zh) 2010-08-16 2012-06-27 华为技术有限公司 无线传输装置及其自检的方法
US20120230176A1 (en) 2011-03-07 2012-09-13 Qualcomm Incorporated Receive band noise cancellation method and apparatus
US20120300818A1 (en) 2011-03-31 2012-11-29 Qualcomm Incorporated Self-calibration i/q imbalance reduction
TWI556597B (zh) 2011-03-31 2016-11-01 Panasonic Corp Wireless communication device
KR101241741B1 (ko) 2011-05-16 2013-03-11 주식회사 파이칩스 자기 상관 수신기 및 이를 포함하는 송수신기
CN103748794B (zh) * 2011-05-31 2015-09-16 射频小型装置公司 一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备
CN103477570B (zh) * 2011-08-02 2016-04-27 松下电器产业株式会社 相控阵发送装置
US8816724B2 (en) 2011-12-16 2014-08-26 University College Cork—National University of Ireland, Cork Nested digital delta-sigma modulator
US8917759B2 (en) 2012-01-31 2014-12-23 Innophase Inc. Transceiver architecture and methods for demodulating and transmitting phase shift keying signals
US8724679B2 (en) 2012-04-09 2014-05-13 Tensorcom, Inc. Method and apparatus of transceiver calibration using substrate coupling
US8908575B2 (en) 2012-04-16 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Methods and systems for calibrating a frequency-division duplexing transceiver
GB2504973B (en) 2012-08-15 2014-11-19 Broadcom Corp Receiver circuit
US8958504B2 (en) 2012-09-07 2015-02-17 Texas Instruments Incorporated Carrier recovery in amplitude and phase modulated systems
JP5776657B2 (ja) 2012-09-18 2015-09-09 株式会社デンソー 受信回路
US9300444B2 (en) 2013-07-25 2016-03-29 Analog Devices, Inc. Wideband quadrature error correction
US9048847B2 (en) 2013-09-24 2015-06-02 Analog Devices Global Apparatus and methods for synchronizing phase-locked loops
US20150118980A1 (en) 2013-10-29 2015-04-30 Qualcomm Incorporated Transmitter (tx) residual sideband (rsb) and local oscillator (lo) leakage calibration using a reconfigurable tone generator (tg) and lo paths
TWI528764B (zh) 2013-12-04 2016-04-01 瑞昱半導體股份有限公司 校正傳送器／接收器的第一、第二訊號路徑之間的不匹配的校正方法與校正裝置
US9231716B2 (en) 2014-04-29 2016-01-05 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for generating two-tone calibration signals for performing linearity calibration
US9537520B2 (en) 2014-05-14 2017-01-03 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for calibrating distortion of signals
US10069502B2 (en) 2014-07-31 2018-09-04 Samsung Display Co., Ltd. Method for PPL and CDR designs for achieving specific bandwidth and phase margin requirements
TWI559723B (zh) 2014-08-11 2016-11-21 聯詠科技股份有限公司 時脈資料回復裝置
US9356769B2 (en) 2014-09-24 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Synchronous reset and phase detecting for interchain local oscillator (LO) divider phase alignment
US9356768B2 (en) 2014-09-24 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Phase detecting circuit for interchain local oscillator (LO) divider phase alignment
US9385790B1 (en) 2014-12-31 2016-07-05 Texas Instruments Incorporated Periodic bandwidth widening for inductive coupled communications

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