CN114624692B - 一种基于相位差的无线测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于相位差的无线测距方法，涉及无线电测距技术领域，包括设备A向设备B发送同步信息；设备A第i次发射频率为ω_i的信号S_TAi，设备B接收到信号S_TAi后，将信号S_­­_TAi与自身的本地振荡信号LO_B进行混频滤波、ADC采样后再与NCO_B进行数字混频低通滤波得到基带相位θ_Bi；设备B发射频率为ω_i+1的信号S_TBi，设备A接收到信号S_TBi后，同样进行信号处理后得到基带相位θ_Ai，保存基带相位，ω_i+1=ω_i+ω_N；循环执行n次，根据基带相位计算相位差，继而得到设备A和设备B之间的距离。本发明采用基于电磁波传输相位差的方法，不需要同步时钟，受环境因素影响小，不需要额外的硬件设备。

Description

一种基于相位差的无线测距方法

技术领域

本发明涉及无线电测距技术领域，具体的说，是一种基于相位差的无线测距方法。

背景技术

随着无线通信技术和移动互联网的迅速发展，智能设备的广泛应用，对位置信息也提出了更多需求。在宽敞的室外环境下，全球导航卫星系统GNSS能够提供良好的定位服务。然而，在室内、城市楼房区、隧道、地下空间等区域，GNSS信号覆盖不佳，需要使用室内无线定位技术来获得位置信息。无线定位过程中，一般可划分为与距离关联和与距离无关的两种定位算法。在与距离关联的定位算法中，计算出待测终端到各基站的距离尤为重要。常用的距离测量方法有到达时间法（TOA）、到达时间差法（TDOA）、到达角度法（AOA）和到达信号强度法（RSSI），其中TOA方法运算容易，获取数据少，但对时钟同步精准度的要求也非常高；TDOA方法受环境影响程度较低，但对信号质量要求高，能耗大；AOA方法不受基站分布密度的影响，但需获取精确角度，需要增设测量角度的设备；RSSI方法易于操作、硬件成本低，但信号传播受到环境影响最为严重。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于相位差的无线测距方法，采用基于电磁波传输相位差的方法，不需要同步时钟，并且受环境因素较小，能够在原有的收发器架构中实现，不需要额外的硬件设备。

一种基于相位差的无线测距方法，包括：

步骤S1、设备A向设备B发送同步信息，同步信息包括始本机振荡器频率ω₁和数控振荡器NCO频率ω_N；

步骤S2、设置参数i=1，执行：

步骤S21、设备A第i次发射频率为ω_i的信号S_TAi，设备B接收到信号S_TAi后，将信号S_TAi与自身的本地振荡信号LO_B进行混频滤波、ADC采样后再与自身的数控振荡信号NCO_B进行数字混频和低通滤波，得到基带相位θ_Bi；设备B发射频率为ω_i+1的信号S_TBi，设备A接收到信号S_TBi后，将信号S_TBi与自身的本地振荡信号LO_A进行混频滤波、ADC采样后再与自身的数控振荡信号NCO_A进行数字混频和低通滤波，得到基带相位θ_Ai，其中，ω_i+1=ω_i+ω_N；

步骤S22、保存基带相位θ_Ai、θ_Bi，若i＜n，令i=i+1，其中n为设定执行次数，返回步骤S21；否则进入步骤S3；

步骤S3、计算相位差Δθ_j：

Δθ_j=((θ_Aj-θ_Bj)-(θ_A(j+1)-θ_B(j+1)))mod(2π)

得到设备A和设备B之间的距离L_j：

L_j=Δθ_j/(2ω_N)

其中，j=1,2,……,n-1。

所述设备A和设备B均包括收发天线、功率放大器PA、低噪声放大器LNA、本地振荡器LO、混频器MIX、滤波器Filter、模数转换器ADC、数控振荡器NCO和数字信号处理器DSP，所述本地振荡器LO产生的信号经过功率放大器PA放大后由所述收发天线发射出去；收发天线接收的信号经过所述低噪声放大器LNA放大后与本地振荡器LO产生的信号经过混频器MIX混频处理以及滤波器Filter滤波后，再经过所述模数转换器ADC模数转换后与数控振荡器NCO产生的信号在所述数字信号处理器DSP中进行数字混频和低通数字滤波后得到基带相位。

本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：

本发明采用基于电磁波传输相位差的方法，不需要同步时钟，并且受环境因素较小。可在原有的收发器架构中实现，不需要额外的硬件设备。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为设备A和设备B的结构框图；

图3为设备A、B之间第一次收发信号的示意图；

图4为设备A、B之间第二次收发信号的示意图；

图5为设备A、B之间第n次收发信号的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1：

结合图1和图2所示，一种基于相位差的无线测距方法，首先设备Ａ发射同步信息给设备Ｂ，设备A和设备B是具有相同结构的设备，同步信息包括本地振荡器LO初始的频率ω₁和数控振荡器NCO的频率ω_N。

由于本发明只关注信号的频率和相位，故设信号的幅度均为1。在初始时刻t=T₀=0时刻，设备A的本地振荡器LO_A的信号频率为ω₁，假设其相位（LO_A Phase）为φ₁₁，则LO_A的信号可表示为：LO_A(t)=cos(ω₁t+φ₁₁)。设备A的数控振荡器NCO_A的信号频率为ω_N，假设其相位（NCO_A Phase）为φ_A1，则NCO_A的信号可表示为：NCO_A(t)=cos(ω_Nt+φ_A1)。设备B的本地振荡器LO_B的信号频率为ω₂，ω₂=ω₁+ω_N，假设其相位（LO_BPhase）为φ₁₂，则LO_B的信号可表示为：LO_B(t)=cos(ω₂t+φ₁₂)。设备B的数控振荡器NCO_B的信号频率为ω_N，假设相位（NCO_BPhase）为φ_B1，则NCO_B的信号可表示为：NCO_B(t)=cos(ω_Nt+φ_B1)。

第一步：如图3所示，在T₀时刻，设备Ａ发射频率为ω₁相位为φ₁₁的信号S_TA1。经过时间t₁后，设备B接收到信号S_TA1。此时LO_B信号的相位为ω₂t₁+φ₁₂，NCO_B信号的相位为ω_Nt₁+φ_B1。信号S_TA1与LO_B信号混频得到S_MixB1，滤波后得到中频信号S_IFB1(t)，即：

S_MixB1(t)=cos(ω₁t+φ₁₁)·cos(ω₂t+ω₂t₁+φ₁₂)

={cos[(ω₁+ω₂)t+ω₂t₁+φ₁₁+φ₁₂]+cos(ω_Nt+ω₂t₁-φ₁₁+φ₁₂)}/2

中频信号S_IFB1(t)=cos(ω_Nt+ω₂t₁-φ₁₁+φ₁₂)。中频信号S_IFB1(t)经模数转换器ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_B信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_B1。此时NCO_B信号为cos(ω_Nt+ω_Nt₁+φ_B1)，故基带相位θ_B1为(-φ₁₁+φ₁₂-φ_B1+ω₁·t₁)mod(2π)。经t_d时间后，设备B发射频率为ω₂、相位为ω₂(t₁+t_d)+φ₁₂的信号S_TB1。经过时间t₂后，设备A接收到信号S_TB1，此时LO_A信号的相位为ω₁(t₁+t_d+t₂)+φ₁₁，NCO_A信号的相位为ω_N(t₁+t_d+t₂)+φ_A1。信号S_TB1与LO_A信号混频得到S_MixA1，滤波后得到中频信号S_IFA1(t)，即：

S_MixA1(t)=cos[ω₂t+ω₂(t₁+t_d)+φ₁₂]·cos[ω₁t+ω₁(t₁+t_d+t₂)+φ₁₁]

={cos[(ω₁+ω₂)t+(ω₁+ω₂)(t₁+t_d)+ω₁t₂+φ₁₁+φ₁₂]+cos[ω_Nt+ω_N(t₁+t_d)-ω₁t₂-φ₁₁+φ₁₂]}/2

中频信号S_IFA1(t)=cos[ω_Nt+ω_N(t₁+t_d)-ω₁t₂-φ₁₁+φ₁₂]，中频信号S_IFA1(t)经ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_B信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_A1。此时NCO_A信号为cos[ω_Nt+ω_N(t₁+t_d+t₂)+φ_A1]，故基带相位θ_A1为(-φ₁₁+φ₁₂-φ_A1-ω₂·t₂)mod(2π)。

第二步：如图4所示，设备A的数控振荡器NCO_A和设备B的数控振荡器NCO_B一直保持运转，故NCO_A与NCO_B的相位差保持不变，恒等于|φ_A1-φ_B1|。经过时间t₂₀后，此时NCO_A的相位φ_A2：

φ_A2=(ω_N(t₁+t_d+t₂+t₂₀)+φ_A1)mod(2π)

NCO_B的相位φ_B2：

φ_B2=(ω_N(t₁+t_d+t₂+t₂₀)+φ_B1)mod(2π)

φ_A2-φ_B2≡φ_A1-φ_B1

此时设备A的本地振荡器LO_A信号频率变为ω₂，假设此时相位为φ₂₂；设备B的本地振荡器LO_B频率变为ω₃=ω₁+2ω_N，假设此时相位为φ₂₃。设备Ａ发射频率为ω₂、相位为φ₂₂的信号S_TA2。由于A、B为同构设备，并且距离和发射频率（均为ω₂）未变，所以经过同样时间t₂后，设备B接收到信号S_TA2，此时LO_B信号的相位为ω₃t₂+φ₂₃；NCO_B信号的相位为ω_Nt₂+φ_B2。信号S_TA2与LO_B信号混频得到信号S_MixB2，滤波后得到中频信号S_IFB2(t)；

S_MixB2(t)=cos(ω₂t+φ₂₂)·cos(ω₃t+ω₃t₂+φ₂₃)

={cos[(ω₂+ω₃)t+ω₃t₂+φ₂₂+φ₂₃]+cos(ω_Nt+ω₃t₂-φ₂₂+φ₂₃)}/2

其中S_IFB2(t)=cos(ω_Nt+ω₃t₂-φ₂₂+φ₂₃)。中频信号S_IFB2(t)经模数转换器ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_B信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_B2。此时NCO_B信号为cos(ω_Nt+ω_Nt₂+φ_B2)，故基带相位θ_B2为(-φ₂₂+φ₂₃-φ_B2+ω₂·t₂)mod(2π)。经t_d时间后，设备B发射频率为ω₃相位为ω₃(t₂+t_d)+φ₂₃的信号S_TB2。经过时间t₃后，设备A接收到S_TB2信号，此时LO_A信号的相位为ω₂(t₂+t_d+t₃)+φ₂₂；NCO_A信号的相位为ω_N(t₂+t_d+t₃)+φ_A2。S_TB1与LO_A信号混频得到S_MixA2，滤波后得到中频信号S_IFA2(t)；

S_MixA2(t)=cos[ω₃t+ω₃(t₂+t_d)+φ₂₃]·cos[ω₂t+ω₂(t₂+t_d+t₃)+φ₂₂]

={cos[(ω₂+ω₃)t+(ω₂+ω₃)(t₂+t_d)+ω₂t₃+φ₂₂+φ₂₃]+cos[ω_Nt+ω_N(t₂+t_d)-ω₂t₃-φ₂₂+φ₂₃]}/2

其中S_IFA2(t)=cos[ω_Nt+ω_N(t₂+t_d)-ω₂t₃-φ₂₂+φ₂₃]。中频信号S_IFA2(t)经ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_A信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_A2。此时NCO_A信号为cos[ω_Nt+ω_N(t₂+t_d+t₃)+φ_A2]，故基带相位θ_A2为(-φ₂₂+φ₂₃-φ_A2-ω₃·t₃)mod(2π)。

则通过第一步和第二步所得到的基带相位，可求得设备A、设备B之间以ω₁、ω₃频率信号传播的相位差值Δθ₁：

Δθ₁=(θ_A1-θ_B1)-(θ_A2-θ_B2)=ω₃·t₃-ω₁·t₁=Δφ₃-Δφ₁

其中Δφ₃为设备A、B之间传播频率为ω₃时的相位变化值，Δφ₁为设备A、B之间传播频率为ω₁时的相位变化值。

按此规律重复第二步多次，直至第n步：如图5所示，经过时间t_n0后，此时NCO_A的相位φ_An=(ω_Nt_x+φ_A1)mod(2π)，NCO_B的相位φ_Bn：

φ_Bn=(ω_Nt_x+φ_B1)mod(2π)

t_x=t₁+2(t₂+t₃+…+t_n-1)+t_n+(n-1)t_d+(t₂₀+t₃₀…+t_n0)；

NCO_A与NCO_B的相位差保持不变，φ_An-φ_Bn≡φ_A1-φ_B1，≡为恒等于。设备A的LO_A本振信号频率变为ω_n=ω₁+(n-1)ω_N，假设此时相位为φ_nn。设备B的LO_A本振信号频率变为ω_n+1=ω₁+n·ω_N，假设此时相位为φ_n(n+1)。设备Ａ发射频率为ω_n相位为φ_nn的信号S_TAn。经过时间t_n后，设备B接收到S_TAn信号，此时LO_B信号的相位为ω_n+1t_n+φ_n(n+1)；NCO_B信号的相位为ω_Nt_n+φ_Bn。S_TAn与LO_B信号混频得到S_MixBn，滤波后得到中频信号S_IFBn(t)：

S_MixBn(t)=cos(ω_nt+φ_nn)·cos(ω_n+1t+ω_n+1t_n+φ_n(n+1))

={cos[(ω_n+ω_n+1)t+ω_n+1t_n+φ_nn+φ_n(n+1)]+cos(ω_Nt+ω_n+1t_n-φ_nn+φ_n(n+1))}/2

其中S_IFBn(t)=cos(ω_Nt+ω_n+1t_n-φ_nn+φ_n(n+1))，中频信号S_IFBn(t)经ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_B信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_Bn。此时NCO_B信号为cos(ω_Nt+ω_Nt_n+φ_Bn)，故相位θ_Bn为(-φ_nn+φ_n(n+1)-φ_Bn+ω_nt_n)mod(2π)。经t_d时间后，设备B发射频率为ω_n+1相位为(ω_n+1(t_n+t_d)+φ_n(n+1))mod(2π)的信号S_TBn。经过时间t_n+1后，设备A接收到S_TBn信号，此时LO_A信号的相位为ω_n(t_n+t_d+t_n+1)+φ_nn；NCO_A信号的相位为ω_N(t_n+t_d+t_n+1)+φ_An。S_TBn与LO_A信号混频得到S_MixAn，滤波后得到中频信号S_IFAn(t)；

S_MixAn(t)=cos[ω_n+1t+ω_n+1(t_n+t_d)+φ_n(n+1)]·cos(ω_nt+ω_n(t_n+t_d+t_n+1)+φ_nn)

={cos[(ω_n+ω_n+1)t+(ω_n+ω_n+1)(t_n+t_d)+ω_nt_n+1+φ_nn+φ_n(n+1)]+cos(ω_Nt+ω_N(t_n+t_d)-ω_nt_n+1-φ_nn+φ_n(n+1))}/2

其中S_IFAn(t)=cos[ω_Nt+ω_N(t_n+t_d)-ω_nt_n+1-φ_nn+φ_n(n+1)]。中频信号S_IFAn(t)经ADC采样后，在数字信号处理器DSP中与NCO_A信号进行数字混频和低通数字滤波，得到基带相位θ_An。此时NCO_A信号为cos[ω_Nt+ω_N(t_n+t_d+t_n+1)+φ_An]，故基带相位θ_An为(-φ_nn+φ_n(n+1)-φ_An-ω_n+1t_n+1)mod(2π)。

则通过第n-1步和第n步所得到的基带相位，可求得设备A、B之间ω_n+1、ω_n-1频率信号传播的相位差值Δθ_n-1：

Δθ_n-1=(θ_An-1-θ_Bn-1)-(θ_An-θ_Bn)=ω_n+1·t_n+1-ω_n-1·t_n-1=Δφ_n+1-Δφ_n-1

其中Δφ_n+1为设备A、B之间传播频率为ω_n+1时的相位变化值，Δφ_n-1为设备A、B之间传播频率为ω_n-1时的相位变化值，其中信号差频Δω：Δω=ω_n+1-ω_n-1=2ω_N。

步数n越大，最后的测量结果越精确。n的大小与设备本振频率变化范围Δω_LO有关，

。当ω_N>0，不同频率信号传播的相位差值为ΔΦ_j，则0＜ΔΦ_j≤2π，j∈[1,n-1]；故：

；

假设设备A、B之间的距离为L，电磁波传播速度等于光速C≈3×108m/s。则在理想情况下t₁=t₂=……=t_n+1=L/C。而在实际情况中，由于环境影响、ADC量化误差等因素，t₁、t₂、……t_n+1有微小差别，故需重复步骤取均值。

由于

，所以：

。

经过n步，得到n-1个ΔΦ，则可求得n-1个L值，则AB间的距离为

。

考虑到在印制电路板(PCB)上，天线到射频(RF)的延时t_d1，及RF到基带内部的延时t_d2；这两个延时包含在信号传播时间t_k(1≤k≤n+1)中，这产生了固有的测相误差，只能靠外部测试数据统计出来。如果测相误差为δΔΦ_j，则测距误差为：

。由于计算得到的距离与实际距离有固有误差，实际距离需要减去固有误差。基带这边还需要考虑采样频率，这个涉及到相位的分辨率，需要确定具体指标。测距误差又和数控振荡器NCO的频率ω_N成反比，所以理论上ω_N越高越好，但是ω_N越高对数字的采样频率又有越高的要求，所以ω_N需要折中考虑，常采用1MHz或2MHz。

由于相位差值ΔΦ_j∈(0,2π]，故相位差值法测量距离具有周期性。假设ω_N=2π×1MHz时，则基于该相位差方法测量的最大距离为150米。当距离超过150米时，便无法分辨。例如180米和30米的距离得到的结果是一样的。可以结合接收的信号强度指示方法RSSI(Received Signal Strength Indication)，同时测量接收信号的强度，用于拓展测量距离。当测量距离超过150米时，使用信号强度来做区别。

尽管这里参照本发明的解释性实施例对本发明进行了描述，上述实施例仅为本发明较佳的实施方式，本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。

Claims (2)

1.一种基于相位差的无线测距方法，其特征在于，包括：

步骤S1、设备A向设备B发送同步信息，同步信息包括初始本地振荡器频率ω₁和数控振荡器NCO频率ω_N；

步骤S2、设置参数i=1，执行：

步骤S21、设备A第i次发射频率为ω_i的信号S_TAi，设备B接收到信号S_TAi后，将信号S_TAi与自身的本地振荡信号LO_B进行混频滤波、ADC采样后再与自身的数控振荡信号NCO_B进行数字混频和低通滤波，得到基带相位θ_Bi；设备B发射频率为ω_i+1的信号S_TBi，设备A接收到信号S_TBi后，将信号S_TBi与自身的本地振荡信号LO_A进行混频滤波、ADC采样后再与自身的数控振荡信号NCO_A进行数字混频和低通滤波，得到基带相位θ_Ai，其中，ω_i+1=ω_i+ω_N；

步骤S22、保存基带相位θ_Ai、θ_Bi，若i＜n，令i=i+1，其中n为设定执行次数，返回步骤S21；否则进入步骤S3；

步骤S3、计算相位差Δθ_j：

Δθ_j=((θ_Aj-θ_Bj)-(θ_A(j+1)-θ_B(j+1)))mod(2π)

得到设备A和设备B之间的距离L_j：

L_j=Δθ_j/(2ω_N)

其中，j=1,2,……,n-1。

2.根据权利要求1所述的一种基于相位差的无线测距方法，其特征在于，所述设备A和设备B均包括收发天线、功率放大器PA、低噪声放大器LNA、本地振荡器LO、混频器MIX、滤波器Filter、模数转换器ADC、数控振荡器NCO和数字信号处理器DSP，所述本地振荡器LO产生的信号经过功率放大器PA放大后由所述收发天线发射出去；收发天线接收的信号经过所述低噪声放大器LNA放大后与本地振荡器LO产生的信号经过混频器MIX混频处理以及滤波器Filter滤波后，再经过所述模数转换器ADC模数转换后与数控振荡器NCO产生的信号在所述数字信号处理器DSP中进行数字混频和低通数字滤波后得到基带相位。

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