CN105044712A - 一种微波栅栏雷达装置与目标检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微波栅栏雷达装置与目标检测方法，所述微波栅栏雷达装置：包括时钟管理器、信号收发单元、数字信号处理器、控制器以及报警信息输出接口，所述时钟管理器为信号收发单元、数字信号处理器、控制器提供时钟，所述信号收发单元用于产生发射信号和本振信号，并对信号进行处理，经处理后的信号输入到数字信号处理器，控制器读取数字信号处理器处理后的结果，并根据处理结果判断是否指示报警信息输出接口输出报警信息。本发明能够避免栅栏处远离目标对系统造成的虚警，相对于现有周界检测技术在进行远距离快速入侵目标检测时，系统的检测性能获得提高。

Description

一种微波栅栏雷达装置与目标检测方法

技术领域

本发明涉及雷达检测领域，具体涉及一种微波栅栏雷达装置与目标检测方法。

背景技术

周界检测是指重要设施与外界环境相连时，加上了一道隔离措施，来阻挡一切未被允许的人、动物的闯入。随着社会的发展，人们对全天候、全天时周界检测的需求日益强烈，使得微波栅栏雷达应运而生，广泛应用于反恐、岛礁防卫、机场监视等诸多场合。

由于FMCW雷达在周界检测领域相对于脉冲雷达的优势[ButlerW.BenefitsofwideareaintrusiondetectionsystemusingFMCWradar]，现有微波栅栏雷达多采用FMCW信号体制。罗马大学的CarusoM等人于2013年研制了一部X波段的FMCW机场监视雷达[CarusoM.AnX-bandFMCWradarforairports'perimetersurveillance]，该雷达采用自差拍接收机结构，运用二维FFT算法实现了对机场周界入侵目标的检测。

附图1给出了FMCW雷达自差拍系统结构原理框图。发射信号通过耦合器耦合后得到两路输出，一路在环形器的控制下经由天线发射出去；另一路作为本振信号与回波信号混频，将混频后的信号经过滤波放大后进行A/D转换，继而进行后续的信号处理工作。

分析可知，现有技术在FMCW信号体制下，采用二维FFT算法，通过选择较小的调频周期T以覆盖更大的速度范围。然而，对于远距离周界入侵目标，回波延时与调频周期如附图2所示可以比拟，使得回波信号与本振信号混频时，由于在时间轴上错开引起中频信号功率的损失；并且，现有技术在单通道结构下无法区分目标运动的方向，从而对远离目标造成虚警，降低了系统的检测性能。

发明内容

本发明的目的在于提供一种微波栅栏雷达装置与目标检测方法，解决目前对远距离快速入侵目标检测时，存在信号功率损失以及无法区分目标运动方向，从而导致雷达系统性能下降的问题。

本发明为实现上述目的，采用以下技术方案实现：

一种微波栅栏雷达装置，其特征在于：包括时钟管理器、信号收发单元、数字信号处理器、控制器以及报警信息输出接口，所述时钟管理器为信号收发单元、数字信号处理器、控制器提供时钟，所述信号收发单元用于产生发射信号和本振信号，并对信号进行处理，经处理后的信号输入到数字信号处理器，控制器读取数字信号处理器处理后的结果，并根据处理结果判断是否指示报警信息输出接口输出报警信息。

进一步地，作为优选方案，所述信号收发单元包括发射部分和接收部分，所述发射部分包括发射信号产生器和发射天线，发射信号产生器用于产生发射信号，并通过发射天线将发射信号发射出去；所述接收部分包括本振信号产生器、接收天线、低噪声放大器、混频器、带通滤波器、放大器以及A/D转换器，接收天线用于接收回波信号，回波信号经低噪声放大器放大之后与本振信号产生器产生的本振信号在混频器中进行混频，混频后的信号输入到带通滤波器中进行滤波处理，滤波后的信号经放大器放大后输入到A/D转换器中进行模数转换，得到的数字信号输入到数字信号处理器。

进一步地，作为优选方案，所述发射信号产生器包括直接频率合成器A、混频器A和带通滤波器A，所述本振信号产生器包括直接频率合成器B、混频器B和带通滤波器B，直接频率合成器A和直接频率合成器B分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器A和直接频率合成器B由时钟管理器提供时钟；

还包括高频振荡器，高频振荡器产生两路高频信号，一路高频信号与直接频率合成器A产生的信号在混频器A中进行混频后，输入到带通滤波器A中，经带通滤波器A滤波后得到发射信号；另一路高频信号与直接频率合成器B产生的信号在混频器B中进行混频后，输入到带通滤波器B中，经带通滤波器B滤波后得到本振信号。

进一步地，作为优选方案，所述发射信号产生器包括直接频率合成器C和倍频锁相环C，本振信号产生器包括直接频率合成器D和倍频锁相环D，直接频率合成器C和直接频率合成器D由时钟管理器提供时钟，且直接频率合成器C和直接频率合成器D分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器C产生的信号经倍频锁相环C倍频后，得到发射信号；直接频率合成器D产生的信号经倍频锁相环D倍频后，得到本振信号。

一种基于上述微波栅栏雷达装置的目标检测方法，包括以下步骤：

(a)产生发射信号，接收回波信号，并相对于发射信号延时产生本振信号；

(b)本振信号与回波信号进行混频，然后对混频后的信号进行滤波处理；

(c)对滤波后的信号进行放大处理，然后进行模数转换，得到数字中频信号；

(d)对数字中频信号依次进行数字下变频处理、运动目标显示处理、二维FFT处理；

(e)将步骤(d)得到的处理结果与设定的门限值进行比较，判断有无入侵目标。

进一步地，作为优选方案，所述步骤(a)的具体过程为：

(a1)发射信号产生：

设LFMCW(线性调频连续波)发射信号的载波起始频率为f₀，调频带宽为B，调频周期为T，以[0,T]的时间区间作为参考时间区间，记初始时刻发射信号的相位为0，则发射信号在t时刻的表达式为：

$S\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{ut}}^2),t\∈\[0,T\]---\left(1\right)$

其中，A₀为发射信号的幅度，u＝B/T为发射信号的调频斜率；

(a2)回波信号接收：

对于第m个周期的运动目标回波信号(其中m＝0,1,...M，M表示一个相参处理间隔内的周期数)，在[0,T]的参考时间区间内相对于发射信号而言表现在运动目标的初始距离不同；记目标的径向运动速度为v，其相对于雷达视线的初始距离为R₀，则在第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可表示为：

${\mathrm{\τ}}_m\left(t\right)=\frac{2(R_0-vmT-vt)}{c},t\∈\[0,T\]---\left(2\right)$

其中，c为光速，令τ₀＝2R₀/c为目标的初始回波延时，k＝2v/c为多普勒系数，则第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可进一步表示为：

τ_m(t)＝τ₀-kmT-kt,t∈[0,T](3)

因此，在[0,T]的参考时间区间内，第m个周期的回波信号表示为：

$S_{r,m}\left(t\right)={\mathrm{\γA}}_{0}cos2\mathrm{\π}\left(f_0\right(t-{\mathrm{\τ}}_m\left(t\right))+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\τ}}_m\left(t\right)\right)}^2),t\∈\[{\mathrm{\τ}}_0,T+{\mathrm{\τ}}_0\]---\left(4\right)$

其中γ为回波信号相对于发射信号幅度的衰减系数；

(a3)本振信号产生：

本振信号相对于发射信号而言在时间轴上有一个固定的延时，这里，将要求的最远周界检测距离记为参考距离R_ref，则对应的延时为τ_ref＝2R_ref/c；同时，本振信号在频率轴上载波起始频率高于或低于发射信号载波起始频率一个固定的频率，该频率为带通滤波器的中心频率，记为f_IF；这里，以高本振为例，则本振信号可表示为：

$S_l\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\π}\left(\right(f_0+f_{IF}\left)\right(t-{\mathrm{\τ}}_{ref})+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\τ}}_{ref}\right)}^2),t\∈\[{\mathrm{\τ}}_{ref},T+{\mathrm{\τ}}_{ref}\]---\left(5\right)$

其中，A₀为本振信号的幅度，同时A₀也是发射信号的幅度。

进一步地，作为优选方案，所述步骤(b)的具体过程为：

(b1)低噪声放大器对接收到的回波信号进行K倍的放大；

(b2)将放大后的信号与本振信号一起输入到混频器中，采用高本振下混频方式进行混频；

(b3)混频后的信号经过带通滤波，即可得到差拍后的中频回波信号；考虑到实际参数选择时，uτ₀<<f₀，k<<1并且中频回波信号是一个时间带宽积远小于1的线性调频信号，可以忽略调频项带来的影响，这样，经过合理近似后，得到第m个周期的输出差频分量表示为：

其中，

进一步地，作为优选方案，所述步骤(c)的具体过程为：

(c1)放大器对带通滤波器输出的信号进行调理，记调理后的信号幅度为A₁；

(c2)A/D转换器对该调理后的信号以Ts的采样间隔进行采样，得到采样后的中频回波数据矩阵存储形式如下：

其中，m＝0,1,...M表示发射了M+1个信号周期；n＝0,1,...N-1表示每个周期采样N个信号点数；数据矩阵S的慢时间维数为M+1，快时间维数为N。

进一步地，作为优选方案，所述步骤(d)的具体过程为：

(d1)数字下变频处理：将数字中频信号搬移到基带，A/D采样后的中频回波数据分别与数字控制振荡器NCO产生的I路与Q路本振信号进行混频、滤波与降采样处理，得到期望的基带复指数信号，以I支路为例，NCO产生的I路数字本振信号表示为：

x_{nco_i}(n)＝cos2πf_IFT_sn(9)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的I路表达为：

同理，NCO产生的Q路本振信号表示为：

x_{nco_q}(n)＝-sin2πf_IFT_sn(11)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的Q路表达为：

结合式(10)与式(12)，得到经过正交混频、滤波后的基带信号表达式为：

由于经过正交混频、滤波后的基带信号处于过采样状态，接下来进行降采样处理，记D为抽取数，则对式(13)降采样后，得到：

其中T_s'为经过降采样后的采样间隔，与T_s间满足T_s'＝DT_s；n‘表示降采样后每个周期的信号点数，满足n‘＝0,1,...N'-1，N'＝N/D，式(14)即为经过数字下变频处理后基带复指数信号的完整表达；

(d2)运动目标显示处理：

将得到的基带复指数信号矩阵按相邻慢时间维的顺序两两对消，即

X(m,n')＝S_DDC(m+1,n')-S_DDC(m,n')(15)

其中，m＝0,1,...M-1，n＝0,1,...N'-1；将式(14)代入到式(15)中，得到对消后的数据矩阵表达为：

X(m,n')＝-2jsin(πkf₀T)exp(-jπkf₀T)S_DDC(m,n')(16)

分析表达式(16)，可知对消后目标信号的幅度受到多普勒频率kf₀的调制，对于静止杂波，由于k＝0，使得对应的幅度为0，从而实现了对杂波的抑制；而对于运动目标，其信号幅度随着目标速度的不同相应地被衰减或放大，实现了运动目标的显示；

(d3)二维FFT处理：

将对消后的数据矩阵表达式(16)首先进行快时间维的FFT运算，记q为快时间维的序列标号，q＝0，1，2......N‘-1，即：

$Y(m,q)=\underset{n^{\&prime;}=0}{\overset{N^{\&prime;}-1}{\&Sigma;}}X(m,n^{\&prime;})e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{q}{N^{\&prime;}}{n}^{\&prime;}}---\left(17\right)$

接下来根据栅栏距离范围对应的距离门对指定范围的q进行慢时间维FFT运算，记p为慢时间维的序列标号，p＝0，1，2......M-1，即：

$Y(p,q)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}Y(m,q)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{p}{M}m}---\left(18\right)$

式(17)与式(18)共同作用，实现了对栅栏距离范围基带目标复指数信号的2D-FFT处理，对式(18)取模，得到：

$\left|Y(p,q)\right|=A_1\left|\sin \left({\mathrm{\&pi;kf}}_{0}T\right)\right|\left|\frac{\sin \frac{M}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}\right|\left|\frac{\sin \frac{N^{,}}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}\right|---\left(19\right)$

因此，对于运动目标，

$\left\{\begin{array}{c}p=-{\mathrm{kf}}_{0}TM\\ q=(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0){T_s}^{\&prime;}{N}^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(20\right)$

当p、q满足式(20)时，得到二维积累后的峰值为：

|Y(p,q)|_max＝A₁|sin(πkf₀T)|MN'(21)

式(21)得到的峰值即为数字信号处理器处理的结果。

进一步地，作为优选方案，所述步骤(e)的具体过程为：

(e1)将式(21)得到的峰值与设定的检测门限V_T比较，若峰值超过V_T，则判决为有目标入侵到警戒区域，解算出其速度的大小v、方向以及当前距离R：

$\left\{\begin{array}{c}v=\frac{(-p)c}{2{\mathrm{MTf}}_0}\\ R=R_{\max }-\frac{c(\frac{p}{MT}-\frac{q}{N^{\&prime;}{T_s}^{\&prime;}})}{2u}\end{array}\right.---\left(22\right)$

其中，v的结果若为正，则表示目标相对于栅栏正在入侵；若为负，则表示目标正远离栅栏方向；

(e2)将得到的信息传送到控制器中，由控制器控制报警器是否报警，最终实现周界入侵目标的检测。

本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：

(1)本发明采用独立于发射信号的本地振荡信号，该本振信号相对于发射信号在时间轴上有一个固定的延时，该值对应于边界目标对应的回波延时，使得栅栏处的目标回波信号在与本振信号混频时，由于在时间轴上的对齐避免了中频信号功率的损失；同时，本振信号在频率轴上与发射信号载波起始频率相差一个固定的频率，该值对应于带通滤波器的中心频率，使得系统采用单通道即可获得目标多普勒频率的大小和方向，避免栅栏处远离目标对系统造成的虚警，相对于现有周界检测技术在进行远距离快速入侵目标检测时，系统的检测性能获得提高。

(2)本发明采用数字下变频(DDC)技术、运动目标显示(MTI)技术与二维FFT(2D-FFT)技术，实现了杂波背景下的运动目标入侵检测，该方法将A/D采集得到的数据按矩阵的形式存储，首先通过DDC处理得到基带复指数信号矩阵，接下来通过MTI处理将相邻周期的回波信号两两相减，得到对消后的数据矩阵，继而对得到的数据矩阵进行2D-FFT运算并取模得到峰值，进一步将得到的峰值与设定的检测门限相比较，从而判决有无目标入侵，实现周界入侵的精准检测，避免了远离目标对雷达造成的虚警。

附图说明

图1为自差拍结构FMCW雷达原理框图；

图2为自差拍结构下发射信号与本振信号示意图；

图3为本发明的发射信号与本振信号示意图；

图4为微波栅栏雷达装置双天线结构图；

图5为中频数据矩阵存储形式；

图6为混频方式的发射信号与本振信号产生示意图；

图7为本发明的信号处理方法实现流程；

图8为监狱周界警戒系统场景模拟示意图；

图9为中频信号有效接收时间对比示意图；

图10为独立本振结构下对目标运动方向的区分；

图11为所述微波栅栏雷达装置单天线结构图；

图12为锁相倍频方式发射信号与本振信号产生示意图；

图13为机场监视检测结果。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1：

如图4所示，本实施例所述的微波栅栏雷达装置包括时钟管理器、信号收发单元、数字信号处理器、控制器以及报警信息输出接口，时钟管理器为信号收发单元、数字信号处理器、控制器提供时钟，信号收发单元用于产生发射信号和本振信号，并对信号进行处理，经处理后的信号输入到数字信号处理器，控制器读取数字信号处理器处理后的结果，并根据处理结果判断是否指示报警信息输出接口输出报警信息。如图3所示为发射信号与本振信号的示意图。

具体地，信号收发单元包括发射部分和接收部分，发射部分包括发射信号产生器和发射天线，发射信号产生器用于产生发射信号，并通过发射天线将发射信号发射出去；接收部分包括本振信号产生器、接收天线、低噪声放大器、混频器、带通滤波器、放大器以及A/D转换器，接收天线用于接收回波信号，回波信号经低噪声放大器放大之后与本振信号产生器产生的本振信号在混频器中进行混频，混频后的信号输入到带通滤波器中进行滤波处理，滤波后的信号经放大器放大后输入到A/D转换器中进行模数转换，得到的数字信号输入到数字信号处理器。

具体地，如图6所示，发射信号产生器包括直接频率合成器A、混频器A和带通滤波器A，本振信号产生器包括直接频率合成器B、混频器B和带通滤波器B，直接频率合成器A和直接频率合成器B分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器A和直接频率合成器B由时钟管理器提供时钟；

本实施例还包括高频振荡器，高频振荡器产生两路高频信号，一路高频信号与直接频率合成器A产生的信号在混频器A中进行混频后，输入到带通滤波器A中，经带通滤波器A滤波后得到发射信号；另一路高频信号与直接频率合成器B产生的信号在混频器B中进行混频后，输入到带通滤波器B中，经带通滤波器B滤波后得到本振信号。

发射时，控制器向发射信号产生器写入频率控制字使其产生所需的LFMCW信号，即线性调频连续波，产生的LFMCW信号经由发射天线发射出去；接收时，接收天线接收到回波信号并输入到低噪声放大器中，低噪声放大器将接收到的回波信号进行放大。

具体而言，控制器分别向直接频率合成器A写入频率控制字1、向直接频率合成器B延时写入频率控制字2，写入频率控制字2相对于写入频率控制字1的延时即是本振信号相对于发射信号的延时；同时，频率控制字2控制直接频率合成器B产生的信号相对于频率控制字1控制直接频率合成器A产生的信号，要高于(也可以是低于，这里以高于为例)其起始频率一个固定的频率，该频率即为带通滤波器B的中心频率。接下来，高频振荡器产生高频信号，一路高频信号与直接频率合成器A输出的信号经过混频器A混频后，输入到带通滤波器A2中，得到发射信号；另一路高频信号与将直接频率合成器B输出的信号经过混频器B混频后，输入到带通滤波器B中，得到本振信号；得到的发射信号与本振信号满足延时关系。

将经过低噪声放大器放大后的回波信号与本振信号产生器产生的本地振荡信号分别输入到混频器中进行混频，将混频后的结果输入到中心频率等于本振信号与发射信号载波起始频率之差的带通滤波器中，得到下变频分量，将该分量通过放大器放大后输入到A/D转换器中进行模数转换，进而得到相应的数字信号，作为数字信号处理器的输入。

数字信号处理时，数字信号处理器结合数字下变频(DDC)技术与LFMCW信号体制下的运动目标显示(MTI)技术和二维快速傅里叶变换(2D-FFT)技术做如下处理：首先通过DDC处理得到基带复指数信号，接下来进行MTI处理滤除背景杂波，同时减轻后续信号处理的负担；继而利用2D-FFT技术对MTI后的信号进行处理，将处理后的结果与设定门限值相比较，做出判决，并通过控制器预留的报警信息输出接口指示报警器是否报警。

附图7给出了本发明信号处理方法的实现流程，将A/D采样得到的数字信号按照二维数据矩阵的形式存储，如图5所示，慢时间维对应着发射信号的周期数，快时间维对应着每个周期的信号采样点数；首先对得到的二维数据矩阵进行DDC处理得到基带复指数信号，继而通过MTI处理，即将相邻慢时间维的数据两两相减，得到对消后的数据矩阵；再将对消后的数据矩阵进行2D-FFT运算，将运算后的结果峰值与设定的检测门限相比较，判决有无入侵目标，并在有目标时估计出目标的速度以及入侵距离信息。

下面，对其实现方式作具体阐述：

步骤1，LFMCW发射信号产生：

设LFMCW发射信号的载波起始频率为f₀，调频带宽为B，调频周期为T，以[0,T]的时间区间作为参考时间区间，记初始时刻发射信号的相位为0，则发射信号在t时刻的表达式为：

$S\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\&pi;}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{ut}}^2),t\&Element;\&lsqb;0,T\&rsqb;---\left(1\right)$

其中，A₀为发射信号的幅度，u＝B/T为发射信号的调频斜率。

步骤2，LFMCW回波信号接收：

对于第m个周期的运动目标回波信号(其中m＝0,1,...M，M表示一个相参处理间隔内的周期数)，在[0,T]的参考时间区间内相对于发射信号而言表现在运动目标的初始距离不同。记目标的径向运动速度为v，其相对于雷达视线的初始距离为R₀，则在第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可表示为：

${\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right)=\frac{2(R_0-vmT-vt)}{c},t\&Element;\&lsqb;0,T\&rsqb;---\left(2\right)$

其中，c为光速。令τ₀＝2R₀/c为目标的初始回波延时，k＝2v/c为多普勒系数，则第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可进一步表示为：

τ_m(t)＝τ₀-kmT-kt,t∈[0,T](3)

因此，在[0,T]的参考时间区间内，第m个周期的回波信号表示为：

$S_{r,m}\left(t\right)={\mathrm{\&gamma;A}}_{0}cos2\mathrm{\&pi;}\left(f_0\right(t-{\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right))+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right)\right)}^2),t\&Element;\&lsqb;{\mathrm{\&tau;}}_0,T+{\mathrm{\&tau;}}_0\&rsqb;---\left(4\right)$

其中γ为回波信号相对于发射信号幅度的衰减系数。

步骤3，LFMCW本振信号产生：

如前所述，本振信号相对于发射信号而言在时间轴上有一个固定的延时，这里，将要求的最远周界检测距离记为参考距离R_ref，则对应的延时为τ_ref＝2R_ref/c；同时，本振信号在频率轴上载波起始频率高于或低于发射信号载波起始频率一个固定的频率，该频率为带通滤波器的中心频率，记为f_IF。这里，以高本振为例，则本振信号可表示为：

$S_l\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\&pi;}\left(\right(f_0+f_{IF}\left)\right(t-{\mathrm{\&tau;}}_{ref})+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\&tau;}}_{ref}\right)}^2),t\&Element;\&lsqb;{\mathrm{\&tau;}}_{ref},T+{\mathrm{\&tau;}}_{ref}\&rsqb;---\left(5\right)$

其中，A₀为本振信号的幅度，同时A₀也为发射信号的幅度。

步骤4，混频滤波：

低噪声放大器对接收到的回波信号进行K倍的放大，将放大后的信号与本振信号一起输入到混频器中，采用高本振下混频方式，经过带通滤波，即可得到差拍后的中频回波信号。这里，考虑到实际参数选择时，uτ₀<<f₀，k<<1并且中频回波信号是一个时间带宽积很小的线性调频信号，可以忽略调频项带来的影响，这样，经过合理近似后，得到第m个周期的输出差频分量表示为：

其中，

步骤5，A/D转换：

放大器对带通滤波器输出的信号进行调理，记调理后的信号幅度为A₁；A/D转换电路对该调理后的信号以Ts的采样间隔进行采样，得到采样后的中频回波数据矩阵存储形式如下：

其中，m＝0,1,...M表示发射了M+1个信号周期；n＝0,1,...N-1表示每个周期采样N个信号点数；数据矩阵S的慢时间维数为M+1，快时间维数为N。

步骤6，DDC处理：

DDC处理的目的是将数字中频信号搬移到基带，这里，是将A/D采样后的中频回波数据分别与数字控制振荡器NCO产生的I路与Q路本振信号进行混频、滤波与降采样处理，得到期望的基带复指数信号。以I支路为例，NCO产生的I路数字本振信号表示为：

x_{nco_i}(n)＝cos2πf_IFT_sn(9)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的I路表达为：

同理，NCO产生的Q路本振信号表示为：

x_{nco_q}(n)＝-sin2πf_IFT_sn(11)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的Q路表达为：

结合式(10)与式(12)，得到经过正交混频、滤波后的基带信号表达式为：

由于经过正交混频、滤波后的基带信号处于过采样状态，接下来进行降采样处理，即抽取运算，记D为抽取数，则对式(13)降采样后，得到：

其中T_s'为经过降采样后的采样间隔，与T_s间满足T_s'＝DT_s；n‘表示降采样后每个周期的信号点数，满足n‘＝0,1,...N'-1，N'＝N/D，式(14)即为经过DDC处理后基带复指数信号的完整表达。

步骤7，MTI处理：

将得到的基带复指数信号矩阵按相邻慢时间维的顺序两两对消，即

X(m,n')＝S_DDC(m+1,n')-S_DDC(m,n')(15)

其中，m＝0,1,...M-1，n＝0,1,...N'-1；将式(14)代入到式(15)中，得到对消后的数据矩阵表达为：

X(m,n')＝-2jsin(πkf₀T)exp(-jπkf₀T)S_DDC(m,n')(16)

分析表达式(16)，可知对消后目标信号的幅度受到多普勒频率kf₀的调制，对于静止杂波，由于k＝0，使得对应的幅度为0，从而实现了对杂波的抑制；而对于运动目标，其信号幅度随着目标速度的不同相应地被衰减或放大，实现了运动目标的显示。

步骤8，2D-FFT处理与门限检测：

将对消后的数据矩阵表达式(16)首先进行快时间维的FFT运算，记q为快时间维的序列标号，q＝0，1，2......N‘-1，即：

$Y(m,q)=\underset{n^{\&prime;}=0}{\overset{N^{\&prime;}-1}{\&Sigma;}}X(m,n^{\&prime;})e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{q}{N^{\&prime;}}{n}^{\&prime;}}---\left(17\right)$

接下来根据栅栏距离范围对应的距离门对指定范围的q进行慢时间维FFT运算，记p为慢时间维的序列标号，p＝0，1，2......M-1，即：

$Y(p,q)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}Y(m,q)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{p}{M}m}---\left(18\right)$

式(17)与式(18)共同作用，实现了对栅栏距离范围基带目标复指数信号的2D-FFT处理，对式(18)取模，得到：

$\left|Y(p,q)\right|=A_1\left|\sin \left({\mathrm{\&pi;kf}}_{0}T\right)\right|\left|\frac{\sin \frac{M}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}\right|\left|\frac{\sin \frac{N^{,}}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}\right|---\left(19\right)$

因此，对于运动目标，

$\left\{\begin{array}{c}p=-{\mathrm{kf}}_{0}TM\\ q=(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0){T_s}^{\&prime;}{N}^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(20\right)$

当p、q满足式(20)时，得到二维积累后的峰值为：

|Y(p,q)|_max＝A₁|sin(πkf₀T)|MN'(21)

将其与设定的检测门限V_T比较，若超过V_T，则判决为有目标入侵到警戒区域，解算出其速度的大小v、方向以及当前距离R：

$\left\{\begin{array}{c}v=\frac{(-p)c}{2{\mathrm{MTf}}_0}\\ R=R_{\max }-\frac{c(\frac{p}{MT}-\frac{q}{N^{\&prime;}{T_s}^{\&prime;}})}{2u}\end{array}\right.---\left(22\right)$

其中，v的结果若为正，则表示目标相对于栅栏正在入侵；若为负，则表示目标正远离栅栏方向。再将得到的信息传送到控制器中，由控制器控制报警器是否报警，最终实现周界入侵目标的检测。

下面对场景进行模拟，并进行验证。

首先，本发明所述的微波栅栏雷达可以安装在监狱中心构成监狱周界警戒系统的组成部分，模拟场景如图8所示，雷达置于监狱中心，设定其栅栏边界的检测区域为7.2km～7.5km，则要求的预警距离为R_ref＝7.5km；非法入侵目标的速度范围v在5～30m/s之间，则设定的目标最大入侵速度为v_max＝30m/s；令目标车辆的长度为l＝5m；其对应的雷达散射截面积RCS在ISM频段下为σ_veh＝5m²；考虑杂波类型为陆地杂波，相应的杂波系数σ₀记为-10dB。

接下来，即可根据模拟的场景设定雷达系统的仿真参数，具体参数设置如下：

根据所述的场景模拟，设定LFMCW信号体制的微波栅栏雷达装置的相关参数选择如下：

天线：记天线的波束宽度为1°，扫描方式为机械扫描，相应的扫描周期为24r.m.p，即扫描一周的时间为2.5s。

发射机：记发射信号的载波起始频率f₀＝26GHz；假定要求的距离分辨力为一个车长l，则由距离分辨力决定的信号调频带宽为B＝30MHz；假定要求的第一盲速值要高于30m/s，则由此选择信号调频周期T＝100us。

接收机：由预警距离得到其相对于发射信号的延时τ_ref＝50us；考虑到陶瓷滤波器的大规模生产，选择本振信号载波起始频率高于发射信号载波起始频率一个带通滤波器的中心频率，即f_IF＝10.7MHz。

波形产生器：DDS2-1输出起始频率为10MHz，带宽为30MHz的LFMCW信号；DDS7-1输出起始频率为20.7MHz，带宽同样为30MHz的LFMCW信号；二者的时宽均为T＝100us；高频产生器产生的信号频率为25.99GHz。

信号处理机：记一个CPI(相参处理间隔)内的周期数为M＝32，所需初始化的周期数目为1，A/D采样率为f_s＝50MHz，单位周期内的信号采样点数N＝5000，抽取的倍数D＝20，输入信噪比为SNR＝-10dB。

接下来，将根据设置的参数对模拟的场景做进一步验证。具体仿真验证如下：

为了说明所述独立本振结构相对于自差拍结构在进行远距离快速运动目标检测的优势，本例从中频输出信噪比(即带通滤波器的输出信噪比)改善和目标运动方判别两个角度加以说明。

设定目标参数如下：目标1相对于雷达的视线距离为R₀＝7350m，且以20m/s的速度向栅栏区域入侵；目标2与目标1处于同一距离单元，且以15m/s的速度远离栅栏。

首先分析中频输出信噪比：假定独立本振结构与自差拍结构下发射机的发射功率相同，则在自差拍结构下，单位周期的有效接收时间T_e1＝T-τ₀；而在独立本振结构下，单位周期的有效接收时间T_e2＝T+τ₀-τ_ref；如附图9所示，其中S_l(f)、S_r(f)，S_b(f)分别表示本振信号、回波信号与基带信号的频域表示。代入T＝100us，τ_ref＝50us，τ₀＝2R₀/c＝49us，得到独立本振结构下信号的有效接收时间近似为自差拍结构下的2倍，因此会带来约3dB的中频信噪比改善。

接下来分析对目标运动方向的判别：由于自差拍结构采用单通道处理，无法区分出目标的正负，会同时检测到20m/s与15m/s的运动目标，从而对15m/s的远离目标造成虚警；而本发明在独立本振结构下采用DDC技术得到基带复指数信号，可以实现对目标运动方向的区分，附图10给出了所述独立本振结构下采用DDC技术进行2D-FFT运算的检测效果，并以杂波幅度作为基准进行归一化处理。可以看出，本发明能够区分出20m/s的入侵目标与15m/s的远离目标，从而避免远离栅栏处的目标对系统造成虚警；并且从图中可以判断目标入侵到栅栏距离范围以内，其速度为20.28m/s，距离为7349m，与设定相吻合；图中的杂波可以通过本发明所述的MTI技术滤除，MTI的效果将在实施例2中体现。

实施例2：

机场监视系统采用本微波栅栏雷达防止非法目标闯入，值得注意的是，本发明所述的微波栅栏雷达除了能够实现对远距离快速入侵目标的有效检测，还可以灵活控制本振信号相对于发射信号的延时实现已有周界检测雷达的功能，本例从机场监视的需求出发，验证本发明在机场监视领域防止非法人员入侵的有效性。

这里，基于实施例1所述的双天线结构，本例给出了所述微波栅栏雷达装置的另一种实现结构，如附图11所示，该图相对于附图4，将收发天线合二为一，用环形器取代图4中的接收天线。

发射时，控制器向发射信号产生器写入频率控制字使其产生所需的LFMCW信号，产生的LFMCW信号在环形器的控制下经由天线发射出去；接收时，天线接收到回波信号同样经过环形器输入到低噪声放大器中，低噪声放大器将接收到的回波信号进行放大。其余系统部件功能及信号流向仍如实施例1所示，此处不再赘述。

在信号产生方面，本例给出了一种锁相倍频的实现方式，如附图12所示。发射信号产生器包括直接频率合成器C和倍频锁相环C，本振信号产生器包括直接频率合成器D和倍频锁相环D，直接频率合成器C和直接频率合成器D由时钟管理器提供时钟，且直接频率合成器C和直接频率合成器D分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器C产生的信号经倍频锁相环C倍频后，得到发射信号；直接频率合成器D产生的信号经倍频锁相环D倍频后，得到本振信号。

具体而言，控制器分别向直接频率合成器C写入频率控制字1、向直接频率合成器D延时写入频率控制字2，写入频率控制字2相对于写入频率控制字1的延时即是本振信号相对于发射信号的延时；同时，频率控制字2控制直接频率合成器D产生的信号在经过倍频锁相环D倍频后，相对于频率控制字1控制直接频率合成器C产生的信号经过倍频锁相环C倍频后，要高于(也可以是低于，这里以高于为例)其载波起始频率一个固定的频率，该频率即为带通滤波器的中心频率，从而满足前文所述的本振信号与发射信号在时间与频率上的相对关系。

场景设置及参数设置：

这里，场景参数设置如下：设定其栅栏边界的检测区域为400m～600m；非法入侵目标的速度范围v＝5m/s；入侵人员的雷达散射截面积RCS在ISM频段下为σ_man＝0.8m²；考虑杂波类型为陆地杂波，相应的杂波系数σ₀记为-10dB。

系统参数设置如下，

接收机：本振信号相对于发射信号的延时根据预警距离变为τ_ref＝4us。

波形产生器：DDS2-1输出起始频率为260MHz，终止频率为260.3MHz的LFMCW信号；DDS7-1输出起始频率为260.107MHz，终止频率为260.407MHz的LFMCW信号；二者的时宽均为T＝100us；倍频锁相环的倍频数G＝100。

信号处理机：输入信噪比为0dB，其余系统各部件的参数仍如实施例1所示。

仿真验证

这里，直接给出采用本发明所述独立本振结构装置以及结合DDC、MTI与2D-FFT技术的信号处理方法对距离雷达视线为500m入侵目标的检测结果，如附图13所示，以信号幅度作为归一化的基准,得到目标的入侵距离为499m，速度为4.958m/s，与设定吻合，从而验证了本发明所述的装置及方法具有现有周界检测雷达的功能。

本发明克服了现有周界技术进行远距离快速入侵目标检测时困难，通过独立控制产生本振信号避免了中频回波信号功率的损失；同时通过所述算法避免远离栅栏处目标造成的虚警。提高了微波栅栏雷达的检测性能。

本发明中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种微波栅栏雷达装置，其特征在于：包括时钟管理器、信号收发单元、数字信号处理器、控制器以及报警信息输出接口，所述时钟管理器为信号收发单元、数字信号处理器、控制器提供时钟，所述信号收发单元用于产生发射信号和本振信号，并对信号进行处理，经处理后的信号输入到数字信号处理器，控制器读取数字信号处理器处理后的结果，并根据处理结果判断是否指示报警信息输出接口输出报警信息。

2.根据权利要求1所述的一种微波栅栏雷达装置，其特征在于：所述信号收发单元包括发射部分和接收部分，所述发射部分包括发射信号产生器和发射天线，发射信号产生器用于产生发射信号，并通过发射天线将发射信号发射出去；所述接收部分包括本振信号产生器、接收天线、低噪声放大器、混频器、带通滤波器、放大器以及A/D转换器，接收天线用于接收回波信号，回波信号经低噪声放大器放大之后与本振信号产生器产生的本振信号在混频器中进行混频，混频后的信号输入到带通滤波器中进行滤波处理，滤波后的信号经放大器放大后输入到A/D转换器中进行模数转换，得到的数字信号输入到数字信号处理器。

3.根据权利要求2所述的一种微波栅栏雷达装置，其特征在于：所述发射信号产生器包括直接频率合成器A、混频器A和带通滤波器A，所述本振信号产生器包括直接频率合成器B、混频器B和带通滤波器B，直接频率合成器A和直接频率合成器B分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器A和直接频率合成器B由时钟管理器提供时钟；

还包括高频振荡器，高频振荡器产生两路高频信号，一路高频信号与直接频率合成器A产生的信号在混频器A中进行混频后，输入到带通滤波器A中，经带通滤波器A滤波后得到发射信号；另一路高频信号与直接频率合成器B产生的信号在混频器B中进行混频后，输入到带通滤波器B中，经带通滤波器B滤波后得到本振信号。

4.根据权利要求2所述的一种微波栅栏雷达装置，其特征在于：所述发射信号产生器包括直接频率合成器C和倍频锁相环C，本振信号产生器包括直接频率合成器D和倍频锁相环D，直接频率合成器C和直接频率合成器D由时钟管理器提供时钟，且直接频率合成器C和直接频率合成器D分别通过控制器发出的不同频率控制字进行控制，直接频率合成器C产生的信号经倍频锁相环C倍频后，得到发射信号；直接频率合成器D产生的信号经倍频锁相环D倍频后，得到本振信号。

5.一种基于权利要求1～4任一项所述的微波栅栏雷达装置的目标检测方法，其特征在于：包括以下步骤：

(a)产生发射信号，接收回波信号，并相对于发射信号延时产生本振信号；

(b)本振信号与回波信号进行混频，然后对混频后的信号进行滤波处理；

(c)对滤波后的信号进行放大处理，然后进行模数转换，得到数字中频信号；

(d)对数字中频信号依次进行数字下变频处理、运动目标显示处理、二维FFT处理；

(e)将步骤(d)得到的处理结果与设定的门限值进行比较，判断有无入侵目标。

6.根据权利要求5所述的一种入侵目标检测方法，其特征在于：所述步骤(a)的具体过程为：

(a1)发射信号产生：

设LFMCW发射信号的载波起始频率为f₀，调频带宽为B，调频周期为T，以[0,T]的时间区间作为参考时间区间，记初始时刻发射信号的相位为0，则发射信号在t时刻的表达式为：

$S\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\&pi;}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{ut}}^2),t\&Element;\&lsqb;0,T\&rsqb;---\left(1\right)$

其中，A₀为发射信号的幅度，u＝B/T为发射信号的调频斜率；

(a2)回波信号接收：

对于第m个周期的运动目标回波信号(其中m＝0,1,...M，M表示一个相参处理间隔内的周期数)，在[0,T]的参考时间区间内相对于发射信号而言表现在运动目标的初始距离不同；记目标的径向运动速度为v，其相对于雷达视线的初始距离为R₀，则在第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可表示为：

${\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right)=\frac{2(R_0-vmT-vt)}{c},t\&Element;\&lsqb;0,T\&rsqb;---\left(2\right)$

其中，c为光速，令τ₀＝2R₀/c为目标的初始回波延时，k＝2v/c为多普勒系数，则第m个周期其回波信号延时τ_m(t)可进一步表示为：

τ_m(t)＝τ₀-kmT-kt,t∈[0,T](3)

因此，在[0,T]的参考时间区间内，第m个周期的回波信号表示为：

$S_{r,m}\left(t\right)={\mathrm{\&gamma;A}}_{0}cos2\mathrm{\&pi;}\left(f_0\right(t-{\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right))+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\&tau;}}_m\left(t\right)\right)}^2),t\&Element;\&lsqb;{\mathrm{\&tau;}}_0,T+{\mathrm{\&tau;}}_0\&rsqb;---\left(4\right)$

其中γ为回波信号相对于发射信号幅度的衰减系数；

(a3)本振信号产生：

本振信号相对于发射信号而言在时间轴上有一个固定的延时，这里，将要求的最远周界检测距离记为参考距离R_ref，则对应的延时为τ_ref＝2R_ref/c；同时，本振信号在频率轴上载波起始频率高于或低于发射信号载波起始频率一个固定的频率，该频率为带通滤波器的中心频率，记为f_IF；这里，以高本振为例，则本振信号可表示为：

$S_l\left(t\right)=A_{0}cos2\mathrm{\&pi;}\left(\right(f_0+f_{IF}\left)\right(t-{\mathrm{\&tau;}}_{ref})+\frac{1}{2}u{\left(t-{\mathrm{\&tau;}}_{ref}\right)}^2),t\&Element;\&lsqb;{\mathrm{\&tau;}}_{ref},T+{\mathrm{\&tau;}}_{ref}\&rsqb;---\left(5\right)$

其中，A₀为本振信号的幅度，同时A₀也是发射信号的幅度。

7.根据权利要求6所述的一种目标检测方法，其特征在于：所述步骤(b)的具体过程为：

(b1)低噪声放大器对接收到的回波信号进行K倍的放大；

(b2)将放大后的信号与本振信号一起输入到混频器中，采用高本振下混频方式进行混频；

(b3)混频后的信号经过带通滤波，即可得到差拍后的中频回波信号；考虑到实际参数选择时，uτ₀<<f₀，k<<1并且中频回波信号是一个时间带宽积远小于1的线性调频信号，可以忽略调频项带来的影响，这样，经过合理近似后，得到第m个周期的输出差频分量表示为：

其中，

8.根据权利要求7所述的一种目标检测方法，其特征在于：所述步骤(c)的具体过程为：

(c1)放大器对带通滤波器输出的信号进行调理，记调理后的信号幅度为A₁；

(c2)A/D转换器对该调理后的信号以Ts的采样间隔进行采样，得到采样后的中频回波数据矩阵存储形式如下：

其中，m＝0,1,...M表示发射了M+1个信号周期；n＝0,1,...N-1表示每个周期采样N个信号点数；数据矩阵S的慢时间维数为M+1，快时间维数为N。

9.根据权利要求8所述的一种入侵目标检测方法，其特征在于：所述步骤(d)的具体过程为：

(d1)数字下变频处理：将数字中频信号搬移到基带，A/D采样后的中频回波数据分别与数字控制振荡器NCO产生的I路与Q路本振信号进行混频、滤波与降采样处理，得到期望的基带复指数信号，以I支路为例，NCO产生的I路数字本振信号表示为：

x_{nco_i}(n)＝cos2πf_IFT_sn(9)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的I路表达为：

同理，NCO产生的Q路本振信号表示为：

x_{nco_q}(n)＝-sin2πf_IFT_sn(11)

与式(8)所示的中频回波数据矩阵按照慢时间维的顺序逐行混频，并经过低通滤波后，得到相应的Q路表达为：

结合式(10)与式(12)，得到经过正交混频、滤波后的基带信号表达式为：

由于经过正交混频、滤波后的基带信号处于过采样状态，接下来进行降采样处理，记D为抽取数，则对式(13)降采样后，得到：

其中T_s'为经过降采样后的采样间隔，与T_s间满足T_s'＝DT_s；n‘表示降采样后每个周期的信号点数，满足n‘＝0,1,...N'-1，N'＝N/D，式(14)即为经过数字下变频处理后基带复指数信号的完整表达；

(d2)运动目标显示处理：

将得到的基带复指数信号矩阵按相邻慢时间维的顺序两两对消，即

X(m,n')＝S_DDC(m+1,n')-S_DDC(m,n')(15)

其中，m＝0,1,...M-1，n＝0,1,...N'-1；将式(14)代入到式(15)中，得到对消后的数据矩阵表达为：

X(m,n')＝-2jsin(πkf₀T)exp(-jπkf₀T)S_DDC(m,n')(16)

分析表达式(16)，可知对消后目标信号的幅度受到多普勒频率kf₀的调制，对于静止杂波，由于k＝0，使得对应的幅度为0，从而实现了对杂波的抑制；而对于运动目标，其信号幅度随着目标速度的不同相应地被衰减或放大，实现了运动目标的显示；

(d3)二维FFT处理：

将对消后的数据矩阵表达式(16)首先进行快时间维的FFT运算，记q为快时间维的序列标号，q＝0，1，2......N‘-1，即：

$Y(m,q)=\underset{n^{\&prime;}=0}{\overset{N^{\&prime;}-1}{\&Sigma;}}X(m,n^{\&prime;})e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{q}{N^{\&prime;}}{n}^{\&prime;}}---\left(17\right)$

接下来根据栅栏距离范围对应的距离门对指定范围的q进行慢时间维FFT运算，记p为慢时间维的序列标号，p＝0，1，2......M-1，即：

$Y(p,q)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}Y(m,q)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{p}{M}m}---\left(18\right)$

式(17)与式(18)共同作用，实现了对栅栏距离范围基带目标复指数信号的2D-FFT处理，对式(18)取模，得到：

$\left|Y(p,q)\right|=A_1\left|\sin \left({\mathrm{\&pi;kf}}_{0}T\right)\right|\left|\frac{\sin \frac{M}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}(-{\mathrm{kf}}_{0}T-\frac{p}{M})}\right|\left|\frac{\sin \frac{N^{,}}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}{\sin \frac{1}{2}2\mathrm{\&pi;}\&lsqb;(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0)T_s^{,}-\frac{q}{N^{,}}\&rsqb;}\right|---\left(19\right)$

因此，对于运动目标，

$\left\{\begin{array}{c}p=-{\mathrm{kf}}_{0}TM\\ q=(-u({\mathrm{\&tau;}}_{\max }-{\mathrm{\&tau;}}_0)-{\mathrm{kf}}_0){T_s}^{\&prime;}{N}^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(20\right)$

当p、q满足式(20)时，得到二维积累后的峰值为：

|Y(p,q)|_max＝A₁|sin(πkf₀T)|MN'(21)

式(21)得到的峰值即为数字信号处理器处理的结果。

10.根据权利要求9所述的一种目标检测方法，其特征在于：所述步骤(e)的具体过程为：

(e1)将式(21)得到的峰值与设定的检测门限V_T比较，若峰值超过V_T，则判决为有目标入侵到警戒区域，解算出其速度的大小v、方向以及当前距离R：

$\left\{\begin{array}{c}v=\frac{(-p)c}{2{\mathrm{MTf}}_0}\\ R=R_{\max }-\frac{c(\frac{p}{MT}-\frac{q}{N^{\&prime;}{T_s}^{\&prime;}})}{2u}\end{array}\right.---\left(22\right)$

其中，v的结果若为正，则表示目标相对于栅栏正在入侵；若为负，则表示目标正远离栅栏方向；

(e2)将得到的信息传送到控制器中，由控制器控制报警器是否报警，最终实现周界入侵目标的检测。