CN106950561A - 微波测量装置、系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微波测量装置、系统和方法，系统包括主装置和从装置，主装置包括信号发射部分、信号接收部分、数字信号处理器和控制器，信号发射部分包括第一天线，用于产生N路发射信号，并功率合成为一路信号后通过第一天线发射；信号接收部分包括与第一天线的极化正交的第二天线，用于通过第二天线接收从装置转发的射频信号，并分为N路后分别处理为N路数字信号发送给数字信号处理器；数字信号处理器根据接收的N路数字信号计算测量目标的距离和/或速度；从装置接收和同频转发主装置的发射信号。本发明具有抗发射多径和杂波多径等一次多径以及相应的多次多径的能力，能够在封闭电磁传播环境中实现对运动车辆等目标的距离和/或速度测量。

Description

微波测量装置、系统及方法

技术领域

本发明涉及利用微波进行距离、速度测量的测量技术，具体涉及微波测量装置、系统及方法。

背景技术

距离和/或速度测量技术是一项基础测量技术，相比图像测距测速、超声波测距测速等其他距离测量技术，具有全天时、全天候、远距离的优点，被广泛应用于各种距离和/或速度监测的应用场景中。

在实际应用中，微波距离或速度测量技术会受到多径效应的影响，导致使用受限。多径效应是指电磁波经不同路径传播后，各分量场到达接收端时间不同，按各自相位相互叠加而造成干涉。在微波测量领域，复杂环境中多径效应会导致测量结果不准、测量信号无法正常接收等情况。

在现有的微波测距技术中，如中国专利《一种距离测量系统及其测量方法及实际距离测量方法》(公开号:CN105277935A)公开的微波测距系统采用了询问机和应答机的形式，通过测量询问机发射的连续波信号与应答机之间的传播时延所引入的相位差来进行测距，在电梯井、矿井、交通隧道等封闭的电磁传播环境中，不同传播路径形成的多径的信号非常复杂，相互间的干涉会对系统的正常测量功能造成严重的影响，使得这种技术无法得到应用。

又如中国专利《远距离微位移测量系统》(公开号:CN103245315A)公开的一种微波测距系统，通过比较相干有源反射器反射信号和发射信号波形间的相位差测得系统与被测物体的相对位移，采用的是单频连续波的形式，也同样无法消除多径效应带来的影响，使用场景也被限制在了开阔的环境中。

为消除多径效应的影响，微波测距系统多采用调频连续波信号或超宽带信号来应对复杂环境中的测量。但现有的微波距离或速度测量系统均仍无法有效地解决在电梯井、矿井、交通隧道等封闭的电磁传播环境下进行距离和/或速度测量时的多径效应的影响问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种微波测量系统，解决封闭的电磁传播环境下距离和/或速度测量的问题。本发明的系统具有抗多径的能力，能够在电梯井、矿井、交通隧道等封闭的电磁传播环境中实现对运动车辆目标的距离和/或速度测量。本发明还提供了对应的测量装置和测量方法。

本发明通过下述技术方案实现：

微波测量装置包括信号发射部分、信号接收部分、数字信号处理器和控制器；其中：

信号发射部分，用于产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后发射；N为不小于2的正整数，N路发射信号的频率各不相同；

信号接收部分，用于接收与微波测量装置相配合的从装置转发的射频信号，并将接收的射频信号分为N路后分别处理为N路数字信号发送给数字信号处理器；

所述数字信号处理器根据信号接收部分处理后的N路数字信号计算测量目标的距离和/或速度；

控制器，用于对信号发射部分和信号接收部分进行控制。

本技术方案中，微波测量装置作为测量时的主装置，与一个从装置配对完成距离和/或速度的测量，主装置采用至少2路发射信号，这些发射信号的载波频率不同，在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，当一路已调载波信号从主装置到从装置的传播过程中受多径效应影响较大时，其他路已调载波信号则受多径效应影响较小，从装置转发至主装置的过程也类似，具有较好的抗反射多径性能。

在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播场景中，微波距离或速度测量系统在电磁波往返的过程中，信号接收部分除了接收信号发射部分的直达信号外，还会接收到多种其他路径传播回来的信号，这些多径信号可分为两类：第一类为一次多径，这类信号只经历了一次反射；第二类为多次多径，这类信号则经历了二次以上的反射。一次多径又分为三种：第一种是发射多径信号，它是发射信号经井壁或巷壁一次反射回接收天线的信号；第二种是杂波直达信号，它是指转发装置的被测载体直接散射回主装置接收天线的杂波信号；第三种是杂波反射信号，它是指被测载体散射信号再经井壁或巷壁一次反射回主装置接收天线的信号。第二种和第三种信号也统一称为杂波多径信号。由于电梯轿厢、机车头等被测载体都是复杂的金属结构，因此由其散射信号形成的杂波多径信号非常复杂，强度也大，这些多径信号一是会对微波距离或速度测量系统主装置的接收信号造成多径衰落，二是不同位置的散射点形成的杂波多径信号与转发信号在距离上的差别很小，将使得系统难以分辨，从而严重影响到系统的测量精度。为了解决这个问题，发明人还对本申请进行了进一步改进：所述信号发射部分还包括第一天线，所述信号接收部分还包括第二天线，所述第一天线与第二天线的极化正交。本技术方案中，主装置和从装置需要配套，两者的收发天线采用正交的极化特性，杂波多径信号是由第一天线发射的信号经被测载体散射后形成的，因此其极化主要与第一天线相同，与第二天线正交，因此系统对电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中的杂波多径信号具有良好的抑制性能。

优选的，N的值为3。主装置采用3路发射信号，这些发射信号的载波频率不同，且频率间隔较大，在电梯井、矿井、交通隧道等封闭的电磁传播环境中，当一路已调载波信号受多径效应影响较大时，其他路已调载波信号则受多径效应影响较小，这样，在信号从主装置传输至从装置再传回主装置的过程中至少能保证一路信号受多径干扰较小，能被主装置接收到，因而具有良好的抗多径性能。

作为本发明的进一步改进，信号发射部分包括波形产生器、频率综合器、N个混频器A、功率合成器和N个发送信号预处理单元；其中：

波形产生器，耦接至控制器，用于产生N路相同的调频信号并将N路调频信号分别输出给N个混频器A；

频率综合器，耦接至控制器，用于产生N路不同频率的本振信号并将N路本振信号分别输出给N个混频器A；N路本振信号分别进入N个混频器A中与调频信号混频形成N路发射信号；

所述N个混频器A与N个发送信号预处理单元一一对应耦接，N路发射信号分别输出给N个发送信号预处理单元；

发送信号预处理单元，用于对发射信号进行滤波、放大处理后发送给功率合成器；

功率合成器将N个发送信号预处理单元输出的N路发射信号合成为一路射频信号后用于发射。

所述信号预处理单元包括依次耦接的带通滤波器A、功率放大器A和第一信号分配装置；发射信号依次经过带通滤波器A滤波、功率放大器A放大后经第一信号分配装置输出给功率合成器和接收部分。

作为本发明的又一改进，所述信号接收部分包括放大器E、第二信号分配装置和N个接收信号预处理单元，接收的射频信号经放大器E放大后输出给第二信号分配装置，所述第二信号分配装置将射频信号分为N路后分别发送给N个接收信号预处理单元；N个接收信号预处理单元对接收信号进行混频、滤波、放大和模数转换后发送给数字信号处理器。

所述接收信号预处理单元包括依次耦接的混频器B、低通滤波器、放大器B和模数转换器，其中：混频器B均还与发射部分相连，接入发射信号，该发射信号与第二信号分配装置输出的信号在混频器B混频后输出；混频器B输出的信号依次经低通滤波器滤波、放大器B放大、模数转换器转换为数字信号后输出给数字信号处理器。

优选的，所述N路发射信号中，相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％，这样可以保证信号多径衰减后能达到理想情况的60％，频率间隔越大，衰减后信号的强度越强；减小频率间隔，衰减后信号的幅度就会小于60％，对信号的信噪比要求更高。

微波测量系统，包括主装置和从装置，主装置采用上述技术方案中任一种的主装置；所述从装置接收主装置的发射信号，包括用于接收发射信号的第三天线和用于发射转发信号的第四天线，第三天线与第一天线的极化方式一致，第四天线与第二天线的极化一致，用于将主装置的发射信号进行同频转发。

本技术方案中，系统的主装置采用至少2路发射信号，这些发射信号的载波频率不同，在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，当一路已调载波信号受多径效应影响较大时，其他路已调载波信号则受多径效应影响较小，从装置转发至主装置的过程也类似，具有较好的抗反射多径性能；尤其是当主装置采用至少3路发射信号时就可以至少保证一路信号在往返传播过程中受到多径信号的影响较小，使得系统具有良好的抗发射多径性能。

所述的微波测量系统测量距离和速度采用的是调频连续波信号，这种信号可以通过调频带宽的选择来调整系统的距离分辨力，使得系统能够利用一次多径和多次多径在距离上的差别有效地区分出一次多径信号和多次多径信号，从而消除多次多径信号对系统距离和速度测量性能的影响。

进一步，所述从装置还包括与第三天线耦接的放大器C、与放大器C耦接的带通滤波器C以及与带通滤波器C耦接的功率放大器E，功率放大器C与第四天线耦接。

微波测量方法，采用上述技术方案中的任一种微波测量系统进行测量，包括以下步骤：

S1、主装置产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后发射；相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％；

S2、从装置接收发射信号，并对发射信号进行同频转发；

S3、主装置的接收部分接收从装置转发的射频信号并对射频信号进行处理后发送给数字信号处理器；

S4、主装置的数字信号处理器根据接收部分处理后的信号计算测量目标的距离和/或速度。

进一步，步骤S1中，主装置还将所述N路发射信号发送给接收部分；步骤S3中，主装置的接收部分还将接收的射频信号分成N路，N路信号各与一路发射信号混频，混频后的信号各自进行低通滤波、放大并转换成初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、…、S_BN(n)并发送给数字信号处理器；步骤S4具体包括以下步骤：

S41：将N路初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、S_B3(n)、…、S_BN(n)别按正斜率段和负斜率段拆分，并通过补零使其数据长度增加为2^M，得到2N路数字信号S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、…、S_BN+(n)、S_BN-(n)，M为使得2^M等于或大于数据长度的正整数；

S42：对步骤S41中得到的2N路数字信号作长度为2^M点的快速傅里叶变换，得到2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)，并计算出2N个序列的峰值S_B1+max、S_B1-max、S_B2+max、S_B2-max、…、S_BN+max和S_BN-max；

S43：对2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)分别进行CFAR处理；

S44：判决2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)是否有效；对于每一个序列，如果判决为有效，则该路信号对应的信号有效标志位置1；判决为无效，则该路信号对应的信号有效标志位置0，S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)对应的信号有效标志位依次为F_B1+、F_B1-、F_B2+、F_B2-、…、F_BN+和F_BN-；

S45：将每路初始数字信号对应的2个序列的信号有效标志位进行逻辑与运算，得到N路初始数字信号对应的有效标志位F_B1、F_B2、…、F_BN；并将F_B1、F_B2、…、F_BN进行逻辑或运算，得到拆分前的N路接收信号的总标志位F_B；

S46：计算测量目标的距离和/或速度，具体包括以下步骤：

S461：判断F_B是否为1，是则跳转到步骤S462，否则跳转到步骤S463；

S462：选出有效标志位为1的初始数字信号，并比较这些初始数字信号经拆分、变换后的各路信号的峰值，选取最大的峰值S_BJ+max对应的第J路信号S_BJ(n)用于解算距离R和速度V，1≦J≦N；

求解S_BJ+(k)的峰值S_BJ+max对应的k值k_BJ+max和S_BJ-(k)的峰值S_BJ-max对应的k值k_BJ-+max；S_BJ+(k)、S_BJ-(k)依次为S_BJ(n)按正斜率段和负斜率段拆分并经傅里叶变化后的2个序列；

解算距离R和速度V：

R＝(k_BJ+max+k_BJ-+max)f_sT c/(2^M+4B_s) (1)

V＝(k_BJ+max-k_BJ-+max)f_s c/(2^M+2f_J) (2)

上述公式中，c为光速，T为调频信号的调频周期；B_s为波形产生器产生的调频信号的带宽；f_s为接收部分将接收的信号处理成数字信号的采样率；f_J为频率第J路发射信号的频率。

S463：拆分前的N路信号均无效，本次调频的数字信号处理结束。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、本发明中，主装置和从装置的收发天线采用正交的极化特性，第二天线对第一天线所引入的环境杂波有较强的抑制效果，因此系统对电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境有良好的杂波多径抑制性能；

2、本发明中，主装置采用至少2路发射信号，这些发射信号的载波频率不同，封闭电磁传播在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，当一路载波信号的线性调频信号受多径效应影响较大时，其他路载波信号的线性调频信号则受多径效应影响较小，从装置转发至主装置的过程也类似，具有较好的抗反射多径性能；

3、主装置的发射信号为3路时，3路频率各不相同的调频信号的叠加发射，在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，当信号由主装置发射到从装置的过程中某路载波的线性调频信号受多径效应影响产生严重的衰落时，另两路载波的线性调频信号则受多径效应影响较小，能够被从装置有效地转发；当剩余的两路信号由从装置转发到主装置的过程中某路载波的线性调频信号受多径效应影响产生严重的衰落时，还剩一路载波的线性调频信号则受多径效应影响较小，能够被主装置有效地接收，因而本系统具有良好的抗反射多径性能。

4、本发明的主装置的发射信号多于3路时，可以进一步采用多于3路的调频信号进行叠加，从而进一步增加系统冗余度，进一步提高系统的抗多径性能。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1是主装置的结构框图；

图2是从装置的结构框图；

图3为封闭电磁环境下的信号多径示意图；

图4为多径情况下不同频率的信号干涉效果图；

图5是数字信号处理器对信号处理流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

【实施例1】

本实施例中提供一种微波测量装置、系统和方法，其中微波测量装置包括信号发射部分、信号接收部分、数字信号处理器和控制器；其中：

信号发射部分，用于产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后发射；N为不小于2的正整数，N路发射信号的频率各不相同，相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％；前述相邻两路发射信号是指根据信号频率大小排序处于相邻的两路信号，也即频率最接近的两路信号。

信号接收部分，用于接收与微波测量装置相配合的从装置转发的射频信号，并将接收的射频信号分为N路后分别处理为N路数字信号发送给数字信号处理器；

所述数字信号处理器根据信号接收部分处理后的N路数字信号计算测量目标的距离和/或速度；

控制器，用于对信号发射部分和信号接收部分进行控制。

所述信号发射部分包括波形产生器、频率综合器、N个混频器A、功率合成器、第一天线和N个发送信号预处理单元；其中：

波形产生器，耦接至控制器，用于产生N路相同的调频信号并将N路调频信号分别输出给N个混频器A；

频率综合器，耦接至控制器，用于产生N路不同频率的本振信号并将N路本振信号分别输出给N个混频器A；N路本振信号分别进入N个混频器A中与调频信号混频形成N路发射信号；前述的分别输出是指一路信号输出给一个混频器A；前述的分别进入是指一路信号进入一个混频器A；

所述N个混频器A与N个发送信号预处理单元一一对应耦接，N路发射信号分别输出给N个发送信号预处理单元；前述的分别输出是指一路信号输出给一个发送信号预处理单元；

发送信号预处理单元，用于对发射信号进行滤波、放大处理后发送给功率合成器；

功率合成器将N个发送信号预处理单元输出的N路发射信号合成为一路射频信号后通过第一天线发射。

所述信号预处理单元包括依次耦接的带通滤波器A、功率放大器A和第一信号分配装置；发射信号依次经过带通滤波器A滤波、功率放大器A放大后经第一信号分配装置输出给功率合成器和接收部分。

所述信号接收部分包括第二天线，放大器E、第二信号分配装置和N个接收信号预处理单元，第二天线接收的射频信号经放大器E放大后输出给第二信号分配装置，所述第二信号分配装置将射频信号分为N路后分别发送给N个接收信号预处理单元；N个接收信号预处理单元对接收信号进行混频、滤波、放大和模数转换后发送给数字信号处理器。前述的分别发送是指一路信号发送给1个接收信号预处理单元。

所述接收信号预处理单元包括依次耦接的混频器B、低通滤波器、放大器B和模数转换器，其中：混频器B均还与发射部分相连，接入发射信号，该发射信号与第二信号分配装置输出的信号在混频器B混频后输出；混频器B输出的信号依次经低通滤波器滤波、放大器B放大、模数转换器转换为数字信号后输出给数字信号处理器。

本发明中，主装置采用至少2路发射信号，这些发射信号的载波频率不同，封闭电磁传播在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，当一路载波信号的线性调频信号受多径效应影响较大时，其他路载波信号的线性调频信号则受多径效应影响较小，从装置转发至主装置的过程也类似，具有较好的抗反射多径性能；

本实施例中，第一天线与第二天线的极化正交，第一信号分配装置和第二信号分配装置可采用功率分配器或者耦合器进行信号分配，放大器E采用低噪声放大器。

微波测量系统包括主装置和从装置，主装置采用本实施例中的微波测量装置；所述从装置接收主装置的发射信号，并将该发射信号进行同频转发，从装置包括用于发射信号的第三天线、用于接收信号的第四天线、与第三天线耦接的放大器C、与放大器C耦接的带通滤波器C以及与带通滤波器C耦接的功率放大器C，功率放大器C与第四天线耦接。第一天线与第二天线的极化正交；第三天线和第四天线的极化正交；第三天线与第一天线的极化方式一致，第四天线与第二天线的极化方式一致。

微波测量方法，采用本实施例中的微波测量系统进行测量，该方法包括以下步骤：

S1、主装置产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后发射以及将所述N路发射信号发送给接收部分；相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％；

S2、从装置接收发射信号，并对发射信号进行同频转发；

S3、主装置的接收部分接收从装置转发的射频信号还将接收的射频信号分成N路，N路信号各与一路发射信号混频，混频后的信号各自进行低通滤波、放大并转换成初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、…、S_BN(n)并发送给数字信号处理器；

S4、主装置的数字信号处理器根据接收部分处理后的信号计算测量目标的距离和/或速度，步骤S4具体包括以下步骤：

S41：将N路初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、S_B3(n)、…、S_BN(n)别按正斜率段和负斜率段拆分，并通过补零使其数据长度增加为2^M，得到2N路数字信号S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、…、S_BN+(n)、S_BN-(n)，M为使得2^M等于或大于数据长度的正整数；数据长度为正斜率段或负斜率段的扫频时间与采样率的乘积，为本领域常用技术，本实施例中不再赘述。

S42：对步骤S41中得到的2N路数字信号作长度为2^M点的快速傅里叶变换，得到2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)，并计算出2N个序列的峰值S_B1+max、S_B1-max、S_B2+max、S_B2-max、…、S_BN+max和S_BN-max；

S43：对2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)分别进行CFAR处理；

S44：判决2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)是否有效；对于每一个序列，如果判决为有效，则该路信号对应的信号有效标志位置1；判决为无效，则该路信号对应的信号有效标志位置0，S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)对应的信号有效标志位依次为F_B1+、F_B1-、F_B2+、F_B2-、…、F_BN+和F_BN-；

S45：将每路初始数字信号对应的2个序列的信号有效标志位进行逻辑与运算，得到N路初始数字信号对应的有效标志位F_B1、F_B2、…、F_BN；并将F_B1、F_B2、…、F_BN进行逻辑或运算，得到拆分前的N路接收信号的总标志位F_B；

S46：计算测量目标的距离和/或速度，具体包括以下步骤：

S461：判断F_B是否为1，是则跳转到步骤S462，否则跳转到步骤S463；

S462：根据F_B1、F_B2、…、F_BN的取值，选出有效标志位值为1的初始数字信号，并比较这些有效初始数字信号经步骤S41-S42拆分、变换后的各路信号的峰值，选取最大的峰值S_BJ+max对应的第J路信号S_BJ(n)用于解算距离R和速度V，1≦J≦N；

求解S_BJ+(k)的峰值S_BJ+max对应的k值k_BJ+max和S_BJ-(k)的峰值S_BJ-max对应的k值k_BJ-+max；S_BJ+(k)、S_BJ-(k)依次为S_BJ(n)按正斜率段和负斜率段拆分并经傅里叶变化后的2个序列；

解算距离R和速度V：

R＝(k_BJ+max+k_BJ-+max)f_sT c/(2^M+4B_s) (1)

V＝(k_BJ+max-k_BJ-+max)f_s c/(2^M+2f_J) (2)

上述公式中，c为光速，T为调频信号的调频周期；B_s为波形产生器产生的调频信号的带宽；f_s为接收部分将接收的信号处理成数字信号的采样率；f_J为第J路发射信号的频率。

S463：拆分前的N路信号均无效，本次调频的数字信号处理结束。

【实施例2】

本实施例中提供一种N取值为3的微波测量装置。如图1所示，微波测量装置包括信号发射部分、信号接收部分、数字信号处理器和控制器。

信号发射部分的主要作用就是产生3路发射信号，并将3路发射信号功率合成为一路信号后发射。信号发射部分包括：波形产生器、频率综合器、混频器A1、混频器A2、混频器A3、带通滤波器A1、带通滤波器A2、带通滤波器A3、功率放大器A1、功率放大器A2、功率放大器A3、定向耦合器A1、定向耦合器A2、定向耦合器A3、功率合成器和第一天线，其中第一天线的极化方式为X极化，本实施例中，X极化为水平极化。

带通滤波器A1、功率放大器A1和定向耦合器A1构成第一个发送信号预处理单元；带通滤波器A2、功率放大器A2和定向耦合器A2构成第二个发送信号预处理单元；带通滤波器A3、功率放大器A3和定向耦合器A3构成第三个发送信号预处理单元。

波形产生器耦接至控制器，产生3路相同的调频信号S₀(t)，本实施例中调频信号为对称三角波调制的调频连续波信号，其带宽为B_S，调频周期为T，中心频率为f₀，其输出分为3路，第一路耦接至混频器A1、第二路耦接至混频器A2、第三路耦接至混频器A3。频率综合器耦接至控制器以及混频器A1、混频器A2、混频器A3，产生3路不同频率的本振信号S₁₁(t)、S₁₂(t)和S₁₃(t)，S₁₁(t)、S₁₂(t)和S₁₃(t)的频率依次为f₁₀、f₂₀、f₃₀，依次输出给混频器A1、混频器A2、混频器A3，混频器A1将调频信号S₀(t)与本振信号S₁₁(t)混频形成频率为f₁的发射信号S₂₁(t)输出给带通滤波器A1，f₁＝f₀+f₁₀；混频器A2将调频信号S₀(t)与本振信号S₁₂(t)混频形成频率为f₂的发射信号S₂₂(t)输出给带通滤波器A2，f₂＝f₀+f₂₀；混频器A3将调频信号S₀(t)与本振信号S₁₃(t)混频形成频率为f₃的发射信号S₂₃(t)输出给带通滤波器A3，f₃＝f₀+f₃₀。选择f₁₀、f₂₀和f₃₀，使得f₁₀<f₂₀<f₃₀，且使得f₁与f₂的间隔不小于f₁的20％即f₂-f₁≧0.2*f₁，f₂与f₃的间隔不小于f₂的20％即f₃-f₂≧0.2*f₂；其中，频率综合器产生的本振信号S₁₁(t)、S₁₂(t)和S₁₃(t)为3路正弦信号。

第一路发射信号S₂₁(t)依次经过带通滤波器A1滤波、功率放大器A1放大、定向耦合器A1耦合后输出给功率合成器和接收部分；第二路发射信号S₂₂(t)依次经过带通滤波器A2滤波、功率放大器A2放大、定向耦合器A2耦合后输出给功率合成器和接收部分；第三路发射信号S₂₃(t)依次经过带通滤波器A3滤波、功率放大器A3放大、定向耦合器A3耦合后输出给功率合成器和接收部分；功率合成器的输入端与定向耦合器A1、定向耦合器A2和定向耦合器A3耦接，输出耦接至第一天线，将定向耦合器A1、定向耦合器A2和定向耦合器A3输出的3路发射信号合成为一路射频信号后由第一天线发射。

信号接收部分主要用于通过第二天线接收位于测量目标上的从装置转发的射频信号，并将接收的射频信号分为3路后分别进行处理，处理后的3路信号发送给数字信号处理器，具体地，信号接收部分包括第二天线、低噪声放大器E、功分器、混频器B1、混频器B2、混频器B3、低通滤波器B1、低通滤波器B2、低通滤波器B3、放大器B1、放大器B2、放大器B3、模数转换器B1、模数转换器B2和模数转换器B3。其中，第二天线的极化方式为Y极化，本实施例中Y极化采用垂直极化，Y极化与X极化正交。滤波器B1、放大器B1、模数转换器B1构成第一路接收信号预处理单元；低通滤波器B2、放大器B2、模数转换器B2构成第二路接收信号预处理单元；低通滤波器B3、放大器B3、模数转换器B3构成第三路接收信号预处理单元。

第二天线耦接至低噪声放大器E；低噪声放大器E耦接至功分器；功分器的输出端耦接至混频器B1、混频器B2和混频器B2；混频器B1的输入端还与定向耦合器A1的输出端耦合；混频器B2的输入端还与定向耦合器A2的输出端耦合；混频器B3的输入端还与定向耦合器A3的输出端耦合；

混频器B1输出耦接至低通滤波器B1；混频器B2输出耦接至低通滤波器B2；混频器B3输出耦接至低通滤波器B3。低通滤波器B1输出耦接至放大器B1；低通滤波器B2输出耦接至放大器B2；低通滤波器B3输出耦接至放大器B3。放大器B1耦接至模数转换器B1；放大器B2耦接至模数转换器B2；放大器B3耦接至模数转换器B3；模数转换器B1、模数转换器B2和模数转换器B3均耦接至数字信号处理器。其工作原理是：第二天线接收从装置转发的射频信号，接收到的射频信号先经低噪声放大器E放大，再经功分器分为3路S₃₁(t)、S₃₂(t)和S₃₃(t)分别输出给混频器B1、混频器B2和混频器B3；定向耦合器A1、A2、A3还为混频器B1、混频器B2和混频器B3各接入一路发射信号，即定向耦合器A1、定向耦合器A2和定向耦合器A3的另一路输出信号分别作为混频器B1、混频器B2和混频器B3的本振信号，这些本振信号一对一地与功分器输出的3路信号与进行自差拍混频，将接收的射频信号(以下称接收信号)分别差拍至基带，即功分器输出的3路信号分别在混频器B1、混频器B2和混频器B3与对应的发射信号混频；混频器B1输出的信号依次经低通滤波器B1滤波、放大器B1放大、模数转换器B1转换为第一路数字信号后输出给数字信号处理器；混频器B2输出的信号依次经低通滤波器B2滤波、放大器B2放大、模数转换器B2转换为第二路数字信号后输出给数字信号处理器；混频器B3输出的信号依次经低通滤波器B3滤波、放大器B3放大、模数转换器B3转换为第三路数字信号后输出给数字信号处理器。

数字信号处理器根据接收部分处理后的接收信号进行数字信号处理后解算得到测量目标的距离和/或速度信息。

数字信号处理器、信号发射部分的波形产生器与频率综合器分别耦接至控制器；控制器为整个收发系统提供时钟并实现对整个系统的控制，尤其是实现对发射部分和信号接收部分进行控制。

本实施例中，微波测量装置一般与一个收发天线极化正交的同频转发器配合使用，可应用于电梯井、矿井中、交通隧道中等封闭电磁传播环境中，测量目标(即载体)可以为电梯轿厢、机车头等，同频转发器位于测量目标上。测量装置的收发天线采用正交的极化特性，第二天线对第一天线所引入的杂波多径信号有较强的抑制效果，因此微波测量装置与同频转发器构成的系统对电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境有良好的杂波多径抑制性能；测量装置的发射信号为3路载波分别为f₁、f₂和f₃的信号的叠加，其中3路发射信号的频率间具有较大的频率间隔，相邻两路信号的间隔不小于较小频率的20％。在电梯井、矿井、交通隧道等封闭电磁传播环境中，对于主装置发射到从装置的过程，当其中一路载波的线性调频信号受多径效应影响较大时，另两路载波的线性调频信号则受多径效应影响较小；同样，对于从装置转发到主装置的过程，在剩余的两路信号中，当其中一路载波的线性调频信号受多径效应影响较大时，另一路载波的线性调频信号则受多径效应影响较小。这样就能保障在测量信号往返传播的过程中至少有一路信号受多径效应的影响不大，可以被有效地接收，因而系统具有良好的抗发射多径的性能。微波测量装置采用了三角波调制的线性调频连续波信号，能够通过调频带宽的选择获得良好的距离分辨力，从而可以有效地分辨出转发信号和多次多径信号，使得系统具有良好的抗多次多径的性能。

【实施例3】

本实施例提供一种微波测量系统，该系统包括主装置和从装置，本实施例中的主装置采用实施例2中的微波测量装置，从装置采用一个同频转发器，本实施例中使用的同频转发器的结构如图2所示。

从装置包括第三天线、第四天线、低噪声放大器C、带通滤波器C以及功率放大器C。其中，第三天线与第一天线的极化方式一致，为X极化；其中第四天线的极化方式与第二天线相同，为Y极化，第三天线与第四天线的极化正交；第一天线与第二天线的波束指向相同；第三天线与第四天线的波束指向相同，并且与第一天线和第二天线的指向相对。

本实施例中，从装置通过第三天线接收主装置的发射信号，该发射信号合成前的3路信号的带宽均为B_S，并将该发射信号通过第四天线进行同频转发，具体地：第三天线耦接至低噪声放大器C；低噪声放大器C耦接至带通滤波器C，带通滤波器C的中心频率为(f₁+f₃)/2、带宽为f₃-f₁+B_S；带通滤波器C耦接至功率放大器C，功率放大器C耦接至第四天线，第四天线为发射天线。从装置通过第三天线接收由第一天线发射的射频信号，经低噪声放大器C和带通滤波器C和功率放大器C滤波、放大后，再由第四天线转发。从第三天线到第四天线间的信号增益应小于第三天线与第四天线间的收发隔离度，以防止从装置自激。上述从第三天线到第四天线间的信号增益大小通过控制低噪声放大器C和功率放大器C的增益实现，即两放大器dB增益之和要小于第三天线和第四天线的收发隔离度的dB值。

本实施例中微波测量系统的具体信号流程如下：

控制器控制主装置的波形产生器产生3路相同的调频连续波信号S₀(t)，其带宽为B_S，调频周期为T，中心频率为f₀；频率综合器产生频率为f₁₀、频率为f₂₀和频率为f₃₀的3路本振信号，分别与调频连续波信号S₀(t)混频，得到3路频谱被搬移至中心频率为f₁、f₂和f₃的3路射频信号S₂₁(t)、S₂₂(t)和S₂₃(t)。3路发射信号分别经滤波、功率放大、耦合处理后发送给功率合成器，功率合成器将经功率放大的发射信号S₂₁(t)、S₂₂(t)和S₂₃(t)合成一路射频信号S_T(t)并由第一天线以X极化输出。

从装置的第三天线采用X极化，以接收由主装置第一天线发射并经多径信道传播后的射频信号，从装置将接收的信号经放大、滤波后，由第四天线以Y极化转发。由于第四天线和第三天线的极化正交，因此从装置的收发隔离度比天线同极化时更高，在从装置不自激的条件下可以使得第四天线输出的信号功率更大，从而使得系统的测量距离更远。

主装置的第二天线采用Y极化，以接收由从装置第四天线发射并经多径信道传播后的射频信号。由于由第一天线所引起的环境杂波多径信号的极化主要呈现为与主装置发射信号极化相同的X极化，因此经过采用Y极化的第二天线后能够得到很大的抑制，从而使得系统主装置部分也具备很强的抗杂波多径的能力。主装置所接收的信号经低噪声放大器E放大后由功分器分为3路。3路信号分别与定向耦合器A1另一路输出信号S₂₁(t)、定向耦合器A2的另一路输出信号S₂₂(t)、定向耦合器A3的另一路输出信号S₂₃(t)作自差拍混频以获得3路含有从装置距离与速度信息的基带信号S_B1(t)、S_B2(t)和S_B3(t)。模数转换器B1、模数转换器B2和模数转换器B3将经过滤波、放大的模拟信号S_B1(t)、S_B2(t)和S_B3(t)按采样率f_s采样后得到数字基带信号S_B1(n)、S_B2(n)和S_B3(n)输出至数字信号处理器。

数字信号处理器对信号S_B1(n)、S_B2(n)和S_B3(n)进行处理以解算出从装置的距离与速度信息，并将解算出的距离与速度信息进行实时的输出。在适当选取中心频率f₁、f₂与f₃的情况下，系统能保证在多径传播信道中，至少有一路信号不完全受多径效应影响而无法接收。

采用本实施例中的微波测量方法包括以下步骤：

S1、主装置产生3路发射信号，并将3路发射信号功率合成为一路信号后发射以及将所述3路发射信号发送给接收部分；相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％；

S2、从装置接收发射信号，并对发射信号进行同频转发；

S3、主装置的接收部分接收从装置转发的射频信号还将接收的射频信号分成3路，3路信号各与一路发射信号混频，混频后的信号各自进行低通滤波、放大并转换成初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、S_B3(n)并发送给数字信号处理器；

S4、主装置的数字信号处理器根据接收部分处理后的信号计算测量目标的距离和/或速度。步骤S4即为数字信号处理器的信号处理方法。

如图5所示，步骤S4具体包括以下步骤：

S41：将3路数字信号S_B1(n)、S_B2(n)和S_B3(n)分别按正斜率段和负斜率段拆分，并通过补零使其数据长度从Tf_s/2增加为2^M，得到6路数字信号为S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、S_B3+(n)和S_B3-(n)；S_B1+(n)、S_B1-(n)为S_B1(n)按正斜率段和负斜率段拆分并补零后的数字信号，以此类推。M为使得2^M等于或大于数据长度的正整数；原始的数据长度为信号扫频周期与采样率之积，即：Tf_s/2。

S42：对S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、S_B3+(n)和S_B3-(n)作长度为2^M点的快速傅里叶变换，得到对应的序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)和S_B3-(k)，并计算出六个序列对应的峰值S_B1+max、S_B1-max、S_B2+max、S_B2-max、S_B3+max和S_B3-max；

S43：对S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)和S_B3-(k)分别进行CFAR处理；

S44：判决6路信号S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)和S_B3-(k)是否有效；对于每一路信号，如果判决为有效，则该路信号对应的信号有效标志位置1，判决为无效，则该路信号对应的信号有效标志位置0，S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)和S_B3-(k)对应的信号有效标志位分别为F_B1+、F_B1-、F_B2+、F_B2-、F_B3+和F_B3-；

S45：将信号S_B1+(k)对应的F_B1+与信号S_B1-(k)对应的F_B1-进行逻辑与运算，得到信号S_B1(n)对应的有效标志位F_B1；

将信号S_B2+(k)对应的F_B2+与信号S_B2-(k)对应的F_B2-进行逻辑与运算，得到信号S_B2(n)对应的有效标志位F_B2；

将信号S_B3+(k)对应的F_B3+与信号S_B3-(k)对应的F_B3-进行逻辑与运算，得到信号S_B3(n)对应的有效标志位F_B3；

将F_B1、F_B2与F_B3进行逻辑或运算，得到拆分前的3路接收信号的总标志位F_B；F_B为1时表示拆分前的3路接收信号均有效；

S46：计算测量目标的距离和速度，具体包括以下步骤：

S461：判断F_B是否为1，是则跳转到步骤S462，否则跳转到步骤S463；

S462：选出有效标志位为1的初始数字信号，并比较这些有效初始数字信号经拆分、变换后的各路信号的峰值选取峰值最大一路信号来解算距离和速度。以S_B1+max最大为例，则选取序列S_B1+(k)、S_B1-(k)来解算距离和速度，首先求出S_B1+(k)、S_B1-(k)的峰值对应的k值k_B1+max和k_B1-+max，然后计算出被测点的距离R和速度V，计算公式如下：

R＝(k_B1+max+k_B1-+max)f_sT c/(2^M+4B_s) (1)

V＝(k_B1+max-k_B1-+max)f_s c/(2^M+2f₁) (2)

上述公式中，c为光速，T为调频信号的调频周期；B_s为波形产生器产生的调频信号的带宽；f_s为接收部分模数转换器B₁、模数转换器B₂和模数转换器B₃的采样率，也即接收部分将接收的信号处理成数字信号的采样率；f₁为第一路信号的频率；

S463：拆分前的3路信号均无效，本次调频的数字信号处理结束。

以下代入具体数值对测量系统和测量方法进行进一步说明：

如图1，主装置的信号发射部分，首先由波形发生器在控制器的控制下产生对称三角波调制的调频连续波信号，三角波信号的周期为T＝10ms，调频连续波信号的带宽B_S＝200MHz，中心频率f₀为800MHz；频率综合器由控制器预先设定参数，产生3路频率为f₁₀、f₂₀和f₃₀的本振信号。在本实施例中f₁取8GHz，f₂取10GHz，f₃取12GHz，相应地f₁₀取7.2GHz，f₂₀取9.2GHz，f₂₀取11.2GHz。混频器A、混频器A2和混频器A3分别将单频本振信号与对应的调制信号混频，将由波形发生器产生的调频连续波信号的频谱搬移到不同的3个中心频率上去，最终再由功率合成器将3路信号合成为一路信号并由第一天线发射。

如图2，从装置的接收天线，即第三天线接收到由第一天线发射的测距信号后，经低噪声放大器C放大，带通滤波器C滤波，由功率放大器C将信号再次放大后由第四天线将接收信号进行同频转发。由于第四天线与第三天线的极化方式正交，因此从装置部分具有良好的收发隔离度，相互间干扰小，系统位移测量的距离远。本实施例中第三天线和第四天线的收发隔离度为40dB，从第三天线到第四天线间的信号增益控制为30dB，以有效地防止从装置自激。

图1中第二天线为信号接收天线，其接收到第四天线的转发信号经低噪声放大器E放大后由功分器分为3路，分别与定向耦合器A1、定向耦合器A2和定向耦合器A3耦合过来的发射信号通过混频器B1、混频器B2和混频器B3作自差拍混频，3路作自差拍混频后的信号由低通滤波器B1、低通滤波器B2和低通滤波器B3按截止频率10kHz滤波后，得到含有从装置的距离与运动速度信息的低频信号。3路信号分别由模数转换器B1、模数转换器B2、模数转换器B3按f_s＝40kHz的频率采样后得到的信号S_B1(n)、S_B2(n)和S_B3(n)，每路信号正斜率段和斜率段的总数据长度为Tf_s＝400，由数字信号处理器进行信号处理、判决以及距离和/或速度的解算，其中傅里叶变换的点数取为2⁸＝256，即M的取值为8，大于正斜率段数据的实际长度200。由于第二天线与第一天线的极化方式正交，因此主装置部分也具有良好的隔离度，相互间干扰小，抗杂波多径能力强。

本发明可用于多径效应严重的封闭电磁传播环境中，如电梯井中对于电梯轿厢位置和速度的测量、矿井中对于矿车位置和速度的测量、交通隧道中车辆位置和速度的测量等。本实施例中就本发明的一种使用场景：电梯井中对于电梯位置的测量进一步说明本发明的有益效果。

电梯井是狭小的封闭环境，多径效应严重，现有的微波测量装置受严重的多径效应和环境杂波的干扰无法正常测得电梯的运动信息，不能有效地对电梯的运行状态进行获取，所以现有的电梯控制系统中电梯位置一般都采取在每一层安装平层感应器的方式获得。在对电梯的运行状态进行测量时，本系统的主装置被固定在了电梯井的最高处，从装置放置在电梯厢外部的正上方，安装场景示意图如图3所示，主装置的发射天线采用水平极化，表示为T(H)，接收天线采用垂直极化，表示为R(V)(图3中括号内字母表示极化方式，H代表水平极化，V代表垂直极化)，相应地，从装置的接收天线采用水平极化，表示为R(H)，发射天线采用垂直极化，表示为T(V)。主装置发射信号直接到达从装置的路径表示为L1(H)，从装置转发信号直接到达主装置的路径表示为L2(V)；主装置发射信号经过井壁一次反射到达从装置的路径表示为L3(H)，从装置转发信号经过井壁一次反射到达主装置的路径表示为L4(V)，经过井壁两次反射到达主装置的路径表示为L7(V)；主装置发射信号到达电梯轿厢后散射信号直接到达从装置的路径表示为L5(H)，经过井壁一次反射到达主装置的路径表示为L6(H)。由于主装置发射天线为水平极化，因此发射信号电梯轿厢散射后直达的杂波多径信号L5(H)和经井壁反射后到达的杂波多径信号L6(H)呈现为水平极化，能够被垂直极化的主装置接收天线很好地抑制。信号由主装置发射到从装置的过程中，同频率的直达信号L1(H)和反射多径信号L3(H)间会形成干涉；同样，信号由从装置发射到主装置的过程中，同频率的直达信号L2(V)和反射多径信号L4(V)间也会形成干涉，因此系统必须采用不同频率的信号来解决这一问题。对于多次多径信号，如图3中经过两次反射的信号路径L7(V)，由于信号传播横跨了电梯井，因此比直达信号L2(V)在距离相差较大，系统采用调频连续波信号获得的距离分辨力能够有效地将两者区别开来，因此对系统的测量性能没有影响。

在本实施例中采用对称三角波调制的调频连续波信号S₀。常见的电力驱动电梯桥厢运行速度一般为0.5至6米/秒，为保证距离与速度分辨力，三角波信号的周期为T＝10ms，调频连续波信号的带宽B_S＝200MHz，中心频率f₀为800MHz；频率综合器由控制器预先设定参数，产生3路频率分别为f₁₀＝7.2GHz、f₂₀＝9.2GHz与f₃₀＝11.2GHz的单频信号S₁₁(t)、S₁₂(t)与S₁₃(t)，混频器A1、混频器A2与混频器A3分别将单频信号S₁₁(t)、S₁₂(t)、S₁₃(t)与调频信号S₀(t)混频，再经滤波、放大后得到3路中心频率分别为f₁＝8GHz、f₂＝10GHz与f₃＝12GHz的调频连续波信号S₂₁(t)、S₂₂(t)与S₂₃(t)。信号S₂₁(t)、S₂₂(t)与S₂₃(t)由功率合成器合成为一路射频信号S_T(t)，信号经第一天线发射。该信号在封闭的电梯井中传播时，将通过电梯井壁产生发射信号多径，如图3中的L1(H)和L3(H)，两者间将形成干涉，不同频率的信号干涉效果如图4所示。假定电梯在某个位置时，L1(H)和L3(H)间的传播距离差ΔL为频率f₂的信号对应的波长λ₂的一半，即ΔL＝SL3(H)-SL1(H)＝λ₂/2时，SL3(H)为信号L3(H)的传播距离，SL1(H)为信号L1(H)的传播距离，按全反射计算，即两路径信号的强度相同，记为A，则对于频率f₂＝10GHz，两路径信号间形成的相位差为ΔΦ1＝2πΔL_/λ₂＝π，如图4中的信号L1(f₂)和信号L3(f₂)，两个信号强度相同，相位相反，相互抵消，此时从装置接收到的合成信号的强度S_R(f₂)＝0，信号完全衰落，无法被从装置有效地接收；但对于频率f₁，两路径信号为L1(f₁)和L3(f₁)，如图4，由于其频率f₁＝8GHz，两路径信号间的相位差为ΔΦ2＝2πΔL/λ₁＝πλ₂/λ₁＝0.8π，λ₁为频率f₁信号对应的波长；此时从装置接收到的合成信号的强度S_R(f₁)＝0.6A，虽然有一定的衰落，但还能被从装置有效地接收。同理，对于频率f₃，两路径信号为L1(f₃)和L3(f₃)，如图4，由于其频率f₃＝12GHz，两路径信号间的相位差为ΔΦ＝2πΔL/λ₃＝πλ₂/λ₃＝1.2π，λ₁为频率f₁信号对应的波长；此时从装置接收到的合成信号的强度S_R(f₃)＝0.6A，虽然有一定的衰落，但也能被从装置有效地接收。由此可见，系统主装置采用3路载波频率间隔较大的信号，就能够保证从装置在极端条件下至少能够有效地接收到两路信号，所接收信号强度为直达信号强度的60％。f₁、f₃与f₂间的频率间隔越大，所接收的信号的强度越大，但与此同时系统工作的总带宽越大，系统的实现成本越高。同样，在从装置转发过程中，由于至少有两路信号被有效地转发，因此主装置至少能够有效地接收一路信号，从而保障系统能够有效地解算出被测目标的距离和速度。

从装置的第三天线接收由主装置第一天线发射并在电梯井中传播后的射频信号，从装置将接收的信号经放大滤波后，由第四天线转发。

主装置的第二天线接收由从装置第四天线发射并在电梯井中传播的射频信号，信号经低噪声放大器E放大后由功分器分为3路。分成的3路信号分别与定向耦合器A1、定向耦合器A2与定向耦合器A3耦接的信号S₂₁(t)、S₂₂(t)与S₂₃(t)经混频器B1、混频器B1和混频器B3作自差拍混频获得3路含有从装置距离与速度信息的基带信号S₃₁(t)、S₃₂(t)与S₃₃(t)。模数转换器B1、模数转换器B2与模数转换器B3将经过滤波、放大的模拟信号S₃₁(t)、S₃₂(t)与S₃₃(t)按4kHz采样后得到数字中频信号S_B1(n)、S_B2(n)与S_B3(n)输出至数字信号处理器。

数字信号处理器可解算从装置的距离与速度，也即是电梯的运动状态。

【实施例4】

本实施例提供一种采用2路发射信号的微波测量装置和系统。

本实施例的微波测量装置与实施例2的区别在于：

(1)本实施例的微波测量装置比实施例2中的微波测量装置少一个混频器A、一个发送信号预处理单元、一个混频器B和一个接收信号预处理单元；具体的，本实施例的微波测量装置包括数字信号处理器、控制器、波形产生器、频率综合器、混频器A1、混频器A2、带通滤波器A1、带通滤波器A2、功率放大器A1、功率放大器A2、定向耦合器A1、定向耦合器A2、功率合成器、第一天线、第二天线、低噪声放大器E、功分器、混频器B1、混频器B2、低通滤波器B1、低通滤波器B2、放大器B1、放大器B2、模数转换器B1和模数转换器B2，这些器件的连接方式同实施例2。

(2)波形产生器产生2路相同的调频信号分别输出给2个混频器A，频率综合器产生2路不同频率的本振信号分别输出给2个混频器A；功率合成器将2个发送信号预处理单元输出的2路发射信号合成为一路射频信号后通过第一天线发射以及将2路发射信号一一对应发送给混频器B1、混频器B2；

(3)第二天线接收到的射频信号先经低噪声放大器E放大后经功分器分为2路S₃₁(t)、S₃₂(t)分别输出给混频器B1、混频器B2；数字信号处理器接入两路数字信号。

微波测量系统包括主装置和从装置，主装置采用本实施例中的微波测量装置，从装置结构同时实施例3，此处不再赘述。

微波测量系统的微波测量方法与实施例3的区别仅在于发射2路信号、接收2路信号以及只对2路数字信号S_B1(n)和S_B2(n)进行处理，处理方法完全相同，此处不再赘述。

【实施例5】

实际应用中，系统还可以进一步采用多于3路的调频信号进行叠加，从而进一步增加系统冗余度，进一步提高系统的抗多径性能。本实施例中，提供一种采用多于3路的调频信号进行叠加的系统和方法。

系统包括主装置和从装置，从装置结构同实施例3。

采用多于3路的调频信号进行叠加时，主装置与实施例2和实施例3的不同在于：

(1)发射部分：频率综合器相应地产生N路本振信号；波形产生器产生N路相同的调频信号；发射部分的混频器A的个数为N个；从而混合出N路发射信号；发射信号预处理单元个数增加至N个，以使每路发射信号经一个发射信号处理单元处理；功率合成器将N路发射信号合并然后交予第一天线发射。N为大于3的整数。

(2)接收部分：功分器将接收的信号分为N路，接收信号预处理单元个数增加至N个，以使功分器输出的每路信号经一个接收信号处理单元处理成数字信号后发送给数字信号处理器。

(3)在数字信号处理器的处理方法上：

S41、N路初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、S_B3(n)、…、S_BN(n)别按正斜率段和负斜率段拆分，并通过补零使其数据长度增加为2^M，得到2N路数字信号为S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、S_B3+(n)、S_B3-(n)、…、S_BN+(n)、S_BN-(n)；

S42：对步骤S41中得到的2N路数字信号作长度为2^M点的快速傅里叶变换，得到序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)、S_B3-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)，并计算出2N个序列的峰值S_B1+max、S_B1-max、S_B2+max、S_B2-max、…、S_BN+max和S_BN-max；；

S43：对S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)、S_B3-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)分别进行CFAR处理；

S44：判决2N路信号S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、S_B3+(k)、S_B3-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)是否有效；对于每一路信号，如果判决为有效，则该路信号对应的信号有效标志位置1，判决为无效，则该路信号对应的信号有效标志位置0；

S45：将信号S_B1+(k)对应的信号有效标志位F_B1+与信号S_B1-(k)对应的信号有效标志位F_B1+进行逻辑与运算，得到信号S_B1(k)对应的有效标志位F_B1；

将信号S_B2+(k)对应的信号有效标志位F_B2+与信号S_B2-(k)对应的信号有效标志位F_B2-进行逻辑与运算，得到信号S_B2(k)对应的有效标志位F_B2；

依次类推，直到得到S_BN+(k)、S_BN-(k)对应的信号有效标志位F_BN；

将F_B1、F_B2…、F_BN进行逻辑或运算，得到拆分前的N路接收信号同时有效标志位F_B；

S46：计算测量目标的距离和速度，具体包括以下步骤：

S461：判断F_B是否为1，是则跳转到步骤S462，否则跳转到步骤S463；

S462：选出有效标志位为1的初始数字信号，并比较这些有效初始数字信号经拆分、变换后的各路信号的峰值，选取峰值最大的一路信号来解算距离和速度。以S_BJ+max最大，1≦J≦N，即J路正斜率段最大为例，则选取序列S_BJ+(k)、S_BJ-(k)来解算距离和速度，首先求出S_BJ+(k)、S_BJ-(k)的峰值S_BJ+max、S_BJ-max对应的k值k_BJ+max和k_BJ-+max，然后计算出被测点的距离R和速度V，计算公式如下：

R＝(k_BJ+max+k_BJ-+max)f_sT c/(2^M+4B_s) (1)

V＝(k_BJ+max-k_BJ-+max)f_s c/(2^M+2f_J) (2)

上述公式中，c为光速，T为调频信号的调频周期；B_s为波形产生器产生的调频信号的带宽；f_s为接收部分模数转换器B₁、模数转换器B₂和模数转换器B₃的采样率；

S463：拆分前的N路信号均无效，本次调频的数字信号处理结束。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.微波测量装置，其特征在于，包括信号发射部分、信号接收部分、数字信号处理器和控制器；其中：

信号发射部分，包括第一天线，用于产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后通过第一天线发射；N为不小于2的正整数，N路发射信号的频率各不相同；

信号接收部分，包括第二天线，用于通过第二天线接收与微波测量装置相配合的从装置转发的射频信号，并将接收的射频信号分为N路后分别处理为N路数字信号发送给数字信号处理器；

所述数字信号处理器根据信号接收部分处理后的N路数字信号计算测量目标的距离和/或速度；

控制器，用于对信号发射部分和信号接收部分进行控制；

所述第一天线与第二天线的极化正交。

2.根据权利要求1所述的微波测量装置，其特征在于，N的值为3。

3.根据权利要求1所述的微波测量装置，其特征在于，所述信号发射部分包括波形产生器、频率综合器、N个混频器A、功率合成器和N个发送信号预处理单元；其中：

波形产生器，耦接至控制器，用于产生N路相同的调频信号并将N路调频信号分别输出给N个混频器A；

频率综合器，耦接至控制器，用于产生N路不同频率的本振信号并将N路本振信号分别输出给N个混频器A；N路本振信号分别进入N个混频器A中与调频信号混频形成N路发射信号；

所述N个混频器A与N个发送信号预处理单元一一对应耦接，N路发射信号分别输出给N个发送信号预处理单元；

发送信号预处理单元，用于对发射信号进行滤波、放大处理后发送给功率合成器；

功率合成器将N个发送信号预处理单元输出的N路发射信号合成为一路射频信号后用于发射。

4.根据权利要求1所述的微波测量装置，其特征在于，所述信号接收部分包括放大器E、第二信号分配装置和N个接收信号预处理单元，接收的射频信号经放大器E放大后输出给第二信号分配装置，所述第二信号分配装置将射频信号分为N路后分别发送给N个接收信号预处理单元；N个接收信号预处理单元对接收信号进行混频、滤波、放大和模数转换后发送给数字信号处理器。

5.根据权利要求1至4任一所述的微波测量装置，其特征在于，所述N路发射信号中，相邻两路发射信号的频率间隔不小于该相邻两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％。

6.微波测量系统，包括主装置和从装置，其特征在于，所述主装置采用权利要求1-5中任一所述的微波测量装置；所述从装置接收主装置的发射信号，并将该发射信号进行同频转发。

7.根据权利要求6所述的微波测量系统，其特征在于，

所述主装置的信号发射部分还包括用于发射信号的第一天线，所述信号接收部分还包括用于接收信号的第二天线；所述从装置包括用于发射信号的第三天线和用于接收信号的第四天线，第一天线与第二天线的极化正交；第三天线和第四天线的极化正交；第三天线与第一天线的极化方式一致，第四天线与第二天线的极化方式一致。

8.根据权利要求7所述的微波测量系统，其特征在于，所述从装置还包括与第三天线耦接的放大器C、与放大器C耦接的带通滤波器C以及与带通滤波器C耦接的功率放大器C，所述功率放大器C与第四天线耦接。

9.微波测量方法，其特征在于，采用权利要求6-8中任一所述的微波测量系统进行测量，所述方法包括以下步骤：

S1、主装置产生N路发射信号，并将N路发射信号功率合成为一路信号后发射；相邻两路发射信号的频率间隔不小于该两路信号中频率值较小的发射信号的频率的20％；

S2、从装置接收发射信号，并对发射信号进行同频转发；

S3、主装置的接收部分接收从装置转发的射频信号并对射频信号进行处理后发送给数字信号处理器；

S4、主装置的数字信号处理器根据接收部分处理后的信号计算测量目标的距离和/或速度。

10.根据权利要求9所述的微波测量方法，其特征在于，

步骤S1中，主装置还将所述N路发射信号发送给接收部分；步骤S3中，主装置的接收部分还将接收的射频信号分成N路，N路信号各与一路发射信号混频，混频后的信号各自进行低通滤波、放大并转换成初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、…、S_BN(n)并发送给数字信号处理器；步骤S4具体包括以下步骤：

S41：将N路初始数字信号S_B1(n)、S_B2(n)、S_B3(n)、…、S_BN(n)别按正斜率段和负斜率段拆分，并通过补零使其数据长度增加为2^M，得到2N路数字信号S_B1+(n)、S_B1-(n)、S_B2+(n)、S_B2-(n)、…、S_BN+(n)、S_BN-(n)，M为使得2^M等于或大于数据长度的正整数；

S42：对步骤S41中得到的2N路数字信号作长度为2^M点的快速傅里叶变换，得到2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)，并计算出2N个序列的峰值S_B1+max、S_B1-max、S_B2+max、S_B2-max、…、S_BN+max和S_BN-max；

S43：对2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)分别进行CFAR处理；

S44：判决2N个序列S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)是否有效；对于每一个序列，如果判决为有效，则该路信号对应的信号有效标志位置1；判决为无效，则该路信号对应的信号有效标志位置0，S_B1+(k)、S_B1-(k)、S_B2+(k)、S_B2-(k)、…、S_BN+(k)、S_BN-(k)对应的信号有效标志位依次为F_B1+、F_B1-、F_B2+、F_B2-、…、F_BN+和F_BN-；

S45：将每路初始数字信号对应的2个序列的信号有效标志位进行逻辑与运算，得到N路初始数字信号对应的有效标志位F_B1、F_B2、…、F_BN；并将F_B1、F_B2、…、F_BN进行逻辑或运算，得到拆分前的N路接收信号的总标志位F_B；

S46：计算测量目标的距离和/或速度，具体包括以下步骤：

S461：判断F_B是否为1，是则跳转到步骤S462，否则跳转到步骤S463；

S462：选出有效标志位为1的初始数字信号，并比较这些初始数字信号经拆分、变换后的各路信号的峰值，选取最大的峰值S_BJ+max对应的第J路信号S_BJ(n)用于解算距离R和速度V，1≦J≦N；

求解S_BJ+(k)的峰值S_BJ+max对应的k值k_BJ+max和S_BJ-(k)的峰值S_BJ-max对应的k值k_BJ-+max；S_BJ+(k)、S_BJ-(k)依次为S_BJ(n)按正斜率段和负斜率段拆分并经傅里叶变化后的2个序列；

解算距离R和速度V：

R＝(k_BJ+max+k_BJ-+max)f_sT c/(2^M+4B_s) (1)

V＝(k_BJ+max-k_BJ-+max)f_s c/(2^M+2f_J) (2)

上述公式中，c为光速，T为调频信号的调频周期；B_s为波形产生器产生的调频信号的带宽；f_s为接收部分将接收的信号处理成数字信号的采样率；f_J为第J路发射信号的频率。

S463：拆分前的N路信号均无效，本次调频的数字信号处理结束。