JPWO2011086709A1 - 磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置 - Google Patents
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Abstract
磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御において、ヘッド速度信号を補正する補正ゲインの算出方法を提供する。ボイスコイルモータの逆起電力から算出されるヘッド速度と、ボイスコイルモータへの指令電流を所定時間間隔で検出し、算出すべき補正ゲインから構成されるヘッド速度予測値を算出する差分方程式に、所定時間毎に検出したヘッド速度と指令電流を入力し、検出したヘッド速度と前記ヘッド予測値の誤差を最小化することで補正ゲインを算出する。補正ゲイン算出前は低ゲインのフィードバック制御器によってランプアンロードシーク制御系を安定化し、目標速度に擬似白色信号もしくは類似のランダム信号を与え補正ゲインを同定し、補正ゲイン算出後は、算出した補正ゲインを用いてヘッド速度を補正し、高ゲインのフィードバック制御によってランプアンロードシークの目標速度にヘッド速度を追従させ、ヘッドをランプ機構にアンロードさせる。
Description
本発明は、磁気ディスク装置のランプアンロードを行うためのシーク制御に関する。
磁気ディスク装置の記録情報の保全や信頼性の観点から、情報の記録再生を行うヘッドと記録媒体（ディスク）が外部衝撃等により接触し、破損することを防止する必要がある。このため、現在の磁気ディスク装置の大部分は、電源停止時や情報の記録再生を行っていないアイドリング時に、ヘッドをディスク上から退避場所（ランプ機構）に退避させておく機能（ランプロード／アンロード）を有する。上記、ランプロード／アンロードを実現するために必要となるのが、ランプ機構からメディア上にヘッドを移動させるロードシーク制御と、ディスク上からランプ機構に移動させるアンロードシーク制御である。
ロード／アンロードシーク制御では、ランプ機構上にヘッドが位置しているときには、ディスク上に設けられたサーボセクターからのヘッド位置情報を取得できない。このため、ヘッド支持部（キャリッジ）を駆動する、ボイスコイルモータの逆起電力からヘッドの速度を算出し、目標とする速度にヘッドの移動速度を追従させる速度制御系が一般的に用いられている。
ここで、ボイスコイルモータに生じる逆起電力は、ボイスコイル（以下単にコイルという）の抵抗、コイル間の端子電圧を用いて、
逆起電力 ＝ コイルの端子間電圧 − コイル抵抗×コイル電流
の計算式によって算出される。しかしながら、上記計算式において、コイル抵抗になんらかの手段によって推定された値（例えば設計値）を用いた場合、コイル抵抗は外部温度や個体差などで変動するため、算出される逆起電力は不正確なものとなってしまう。従って、実際のコイル抵抗値と推定されたコイル抵抗値の差を補正（キャリブレーション）することが必要となる。
上記補正手段として、ロードシーク制御においては、ランプ機構の行き止まり方向にキャリッジを押し付けるように制御電流を与え、逆起電力を０としてコイル抵抗値の誤差（以下単に「抵抗誤差」と記載）の補正値を算出する方法が用いられる。アンロードシーク時には、例えばディスク内周方向押し付けによるキャリブレーションなどが考えられるが、ヘッドとディスクが接触する危険性や、騒音の問題が生じるため好ましくない。
この課題を解決するための従来技術として、キャリブレーションシークが挙げられる。これは、サーボ信号を用いた通常のシーク制御において、シーク動作の加速、または加速及び減速時に制御電流を強制的に飽和させる区間を設け、飽和区間内において測定したコイル電圧と、サーボセクターの位置信号から計算したヘッド速度を用いて、コイル抵抗を推定する方法である。また、サーボ信号読み間違えや観測ノイズなどを考慮して、ヘッド位置信号を用いず逆起電力信号を用いてキャリブレーションを行うことも考えられている。
ロード／アンロードシーク制御では、ランプ機構上にヘッドが位置しているときには、ディスク上に設けられたサーボセクターからのヘッド位置情報を取得できない。このため、ヘッド支持部（キャリッジ）を駆動する、ボイスコイルモータの逆起電力からヘッドの速度を算出し、目標とする速度にヘッドの移動速度を追従させる速度制御系が一般的に用いられている。
ここで、ボイスコイルモータに生じる逆起電力は、ボイスコイル（以下単にコイルという）の抵抗、コイル間の端子電圧を用いて、
逆起電力 ＝ コイルの端子間電圧 − コイル抵抗×コイル電流
の計算式によって算出される。しかしながら、上記計算式において、コイル抵抗になんらかの手段によって推定された値（例えば設計値）を用いた場合、コイル抵抗は外部温度や個体差などで変動するため、算出される逆起電力は不正確なものとなってしまう。従って、実際のコイル抵抗値と推定されたコイル抵抗値の差を補正（キャリブレーション）することが必要となる。
上記補正手段として、ロードシーク制御においては、ランプ機構の行き止まり方向にキャリッジを押し付けるように制御電流を与え、逆起電力を０としてコイル抵抗値の誤差（以下単に「抵抗誤差」と記載）の補正値を算出する方法が用いられる。アンロードシーク時には、例えばディスク内周方向押し付けによるキャリブレーションなどが考えられるが、ヘッドとディスクが接触する危険性や、騒音の問題が生じるため好ましくない。
この課題を解決するための従来技術として、キャリブレーションシークが挙げられる。これは、サーボ信号を用いた通常のシーク制御において、シーク動作の加速、または加速及び減速時に制御電流を強制的に飽和させる区間を設け、飽和区間内において測定したコイル電圧と、サーボセクターの位置信号から計算したヘッド速度を用いて、コイル抵抗を推定する方法である。また、サーボ信号読み間違えや観測ノイズなどを考慮して、ヘッド位置信号を用いず逆起電力信号を用いてキャリブレーションを行うことも考えられている。
上記、キャリブレーション手段は、飽和区間を設けた制御電流や、ボイスコイルモータのトルク定数等、変動が想定されるパラメータを用いる必要があった。また、サーボ信号を用いたキャリブレーションシークでは、サーボ信号読み間違えや観測ノイズによって補正値が不正確となり、ランプアンロードシーク制御系が不安定化する危険性がある。従って、サーボ信号を用いず、且つ、想定されるパラメータ変動を考慮した制御対象モデルに基づいてコイルの抵抗値の補正値を算出するキャリブレーション手段が求められる。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、サーボ信号を用いず、且つ、想定されるパラメータ変動を考慮した制御対象モデルに基づいてコイル抵抗の補正値（補正ゲイン）を算出するキャリブレーション手段を提供することにある。
本発明による磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置は、磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置であって、ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を所定時間間隔で推定する同定機構が、
測誤差を最小化する機能を有し、かつ、前記同定機構が、前記ヘッド速度予測誤差を最
抵抗値との誤差を補正するための補正ゲインとして用いる。ただし、数式（Ａ）のｙ（ｋ−１）は前記ヘッド速度算出手段によって所定時間間隔で算出されるヘッド速度のうち、現在の時間をｋとした場合の、１所定時間前のヘッド速度を表し、ｕ（ｋ−１），ｕ（ｋ−２）は前記指令電流検出手段によって所定時間間隔で検出される指令電流のうち、現在の時間をｋと
差を最小化する手段によって前記予測誤差が最小化されることにより決定される未知変数である。
本発明による磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置は、磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置であって、ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を所定時間間隔で推定する同定機構が、
本発明による磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置において、数式（Ａ）の計算は、逆起電力から計算されるヘッド速度と指令電流から構成されており、サーボ信号を必要とするキャリブレーションシークを必要としない。また、指令電流はＰＥ性（計算に際して、ｕ（ｋ）が多数の周波数成分を含んでいる）を有すれば任意の信号で良く、飽和区間を設ける必要もない。また、数式（Ａ）では、変動やばらつきが想定されるパラメータが、結果的に未知パラメータとして扱われるため、これらのパラメータも同時に同定されることになる。従って、従来のキャリブレーションよりもロバストな補正値の算出が可能になる。
図１は明の実施形態に係るランプアンロードシーク制御装置を概略的に示す斜視図である。
図２は１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御系を示すブロック図である。
図３は制御対象の高周波帯域における特性を示す図である。
図４はランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作で用いられる目標速度を示す図である。
図５はランプアンロードシーク制御系における補正ゲインの時刻暦を示す図である。
図６はランプアンロード制御系におけるヘッド速度時刻暦を示す図である。
図７は第２の実施形態に係るランプアンロードシーク制御系を示すブロック図である。
図８は制御対象モデルの周波数応答を表す図である。
図９は伝達関数部を制御対象モデルを用いて計算した結果を描いたベクトル軌跡を表す図である。
図１０はコイル抵抗変動を変動させた場合のヘッド速度の応答を示す図である。
図１１はコイル抵抗の推定に関する真の抵抗誤差と推定抵抗誤差を表す図である。
図２は１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御系を示すブロック図である。
図３は制御対象の高周波帯域における特性を示す図である。
図４はランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作で用いられる目標速度を示す図である。
図５はランプアンロードシーク制御系における補正ゲインの時刻暦を示す図である。
図６はランプアンロード制御系におけるヘッド速度時刻暦を示す図である。
図７は第２の実施形態に係るランプアンロードシーク制御系を示すブロック図である。
図８は制御対象モデルの周波数応答を表す図である。
図９は伝達関数部を制御対象モデルを用いて計算した結果を描いたベクトル軌跡を表す図である。
図１０はコイル抵抗変動を変動させた場合のヘッド速度の応答を示す図である。
図１１はコイル抵抗の推定に関する真の抵抗誤差と推定抵抗誤差を表す図である。
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置の概略構成を示す図である。このランプアンロードシーク制御装置は、磁気ディスク装置に設けられているマイクロプロセッサ（ＭＰＵ：Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ）１８を主構成要素として備えている。
ヘッド１１はキャリッジ１２に支持されている。キャリッジ１２はボイスコイルモータ（ＶＣＭ：Ｖｏｉｃｅ Ｃｏｉｌ Ｍｏｔｏｒ）１３の駆動力によりヘッド１１を、情報を磁気的に記録可能な磁気ディスク１４の半径方向に移動させる。
ディスク１４は一枚または複数枚設けられており、スピンドルモータ（図示せず）により高速回転させられる。
ＶＣＭ１３はマグネット１５と駆動コイル１６とを有し、ＶＣＭ駆動回路１７から供給される電流により駆動される。
ＶＣＭ駆動回路１７は、ＶＣＭ１３から得られるボイスコイルモータの電圧とボイスコイルモータの電流、及び予め記憶されている駆動コイル１６の抵抗値から逆起電力を算出し、Ａ／Ｄコンバータ１９に供給する。すなわち、ＶＣＭ駆動回路１７は、ボイスコイルモータに与える指令電流を所定時間間隔で検出する逆起電力検出手段を含んでいる。
ＭＰＵ（ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｕｎｉｔ）１８は、Ａ／Ｄコンバータ１９において取り込んだ逆起電力からヘッド速度を算出し、得られたヘッド速度ｙと目標とすべきヘッドの目標速度とからＶＣＭ１３に流すべき指令電流ｕを一定時間間隔で計算する。目標速度とは所謂ヘッドがランプにアンロードするための理想の速度を指し、例えば、ソフトウェア中のデータベース等から目標速度が与えられる。また実際のヘッド速度は、逆起電力に比例する値である。
ＭＰＵ１８は、計算により得た指令電流をＤ／Ａコンバータ２０によりアナログ信号に変換してＶＣＭ駆動回路１７に与える。
すなわち、ＭＰＵ１８は、前記ヘッド移動手段であるボイスコイルモータに与える指令電流を所定時間間隔で検出する指令電流検出手段と、前記逆電力検出手段から検出される逆起電力から前記ヘッドの速度を所定時間間隔で算出するヘッド速度算出手段とを含んでいる。
さらにＶＣＭ駆動回路１７はＤ／Ａコンバータ２０から与えられた指令電流を駆動電流に変換してＶＣＭ１３に供給する。
ランプ機構２１は、キャリッジ１２先端の回転軌道の延長線上に、ディスク１４に隣接するように設置される。ＶＣＭ１３によりキャリッジ１２がディスク１４の外周方向へ回転すると、キャリッジ１２の先端に設けられたタブ２２は、ランプ機構２１に設けられたスロープ２３に乗り上げる。以上の動作の結果、ヘッド１１はディスク１４上からランプ機構２１に退避する。
図２は、本第１の実施形態による磁気ディスク装置のランプアンロードシーク装置におけるランプアンロードシーク制御系を示す。このランプアンロードシーク制御系は、制御対象２０４を除き、たとえばＭＰＵ１８にソフトウェアとして実装することが出来る。また図２中の、指令電流ｕ、ボイスコイルモータに与えられる電流値であり、ヘッド速度はボイスコイルモータに生じる逆起電力に対応し、前述のようにヘッド速度算出手段により与えられる。
このランプアンロードシーク制御系は、所定時間間隔すなわちサンプル時間Ｔｓのディジタル制御系で駆動されている。Ｄ／Ａコンバータ２０で与えられるＶＣＭ駆動回路１７への指令電流ｕから、ＭＰＵ１８において算出されるヘッド速度ｙまでの伝達特性が、制御対象２０４として表されている。
誤差計算部（速度誤差検出手段）２１２は、加減算処理部２１１から出力される、補正されたヘッド速度を示す信号をサンプル時間毎に受け取り、一方、アンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データをサンプル時間毎に参照して目標速度データを有する目標速度発生手段から目標速度を取得する。すなわち、サンプル時間毎の各時刻をサンプル時刻としたとき、各サンプル時刻に対応する目標速度を、アンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データから読み出す。誤差計算部２１２は、ヘッド速度と、目標速度との誤差を表す速度誤差信号を生成し（速度誤差算出手段）、生成した速度誤差信号を切り替え処理部２０３に入力する。切り替え処理部２０３は、スイッチを含み、同定機構２０６から出力される切り替え指令信号に従い、スイッチを端子１または端子２に切り替えることで、高ゲイン制御器２０１および低ゲイン制御器２０２のいずれかに誤差計算部２１２で生成された速度誤差信号を入力する。ここで同定機構２０６は、ボイスコイルモータの抵抗誤差に補正ゲインを加えて、抵抗誤差を最小化することにより、ヘッドを確実にアンロードさせるためのものである。高ゲイン制御器２０１及び低ゲイン制御器２０２は、フィードバック制御器と指令手段とを含み、フィードバック制御器ゲインの大きさが異なる、つまりここで、高ゲイン制御器２０１は最終目標速度に近づける高感度の制御を行い、低ゲイン制御器２０２は、制御の初期の粗い低感度の制御を行う。すなわち、フィードバック制御器のゲインを２種類備えている。図２ではフィードバック制御器を２種類備えた例を示している。
高ゲイン制御器２０１もしくは低ゲイン制御器２０２は、切り替え処理部２０３から受け取った速度誤差信号から指令電流ｕを生成し、制御対象２０４、遅延要素２０８及び第２の切り替え処理部２０５に入力する。
第２の切り替え処理部２０５は、スイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、指令電流を同定機構２０６に入力、もしくは遮断するかを選択する。
遅延要素２０８は、サンプル時刻毎に受け取った指令電流ｕを記憶しておき、前サンプル時刻に受け取った指令電流を次回サンプル時刻において補正ゲイン２０９に入力する。
ボイスコイルモータの抵抗誤差は、その温度により変化し、各温度に適した補正ゲイン２０９も変るため、最適の補正ゲイン２０９を同定機構２０６が決定する。つまり、ヘッドをアンロードさせる際に、抵抗誤差があるとヘッドを正確にランプ上にアンロードさせることができない。そのため抵抗誤差に補正ゲイン２０９を加える必要があるが、その補正ゲイン２０９を同定機構２０６が決める。また、補正ゲイン２０９の値がまったく未知の制御初期には、低ゲイン制御器２０２側で粗く補正ゲイン２０９を決定し、その後、粗く見積もられた補正ゲイン２０９をもとに、フィードバック制御器を高ゲイン制御器２０１側に切り替えて、高ゲインの制御、つまりヘッドをランプ機構へアンロードさせるためのシーク制御を行う。
一方、制御対象２０４は、高ゲイン制御器２０１もしくは低ゲイン２０２から受け取った指令電流によって駆動され、制御対象２０４内のＭＰＵによってヘッド速度が算出される。算出されたヘッド速度は、加減算処理部２１１及び第３の切り替え処理部２０７に入力される。加減算処理部２１１は、受け取ったヘッド速度を示す信号から、第４の切り替え処理部２１０から受け取るヘッド速度信号の補正信号を、各サンプル時刻において減算し、前述の誤差計算部２１２に入力する。
第３の切り替え処理部２０７は、スイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、制御対象２０４から受け取ったヘッド速度を示す信号を、同定機構２０６に入力、もしくは遮断するかを選択する。また、第４の切り替え処理部２１０はスイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、遅延要素２０８から受け取った前サンプル時刻における指令電流と、補正ゲイン２０９を乗算した信号を、加減算処理部２１１に入力、もしくは遮断するかを選択する。
一方、同定機構２０６は、第２の切り替え処理部２０５から受け取った指令電流ｕと、第３の切り替え処理部２０７から受け取ったヘッド速度を示す信号から、各サンプル時刻において、補正ゲイン２０９と、４つの切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０に与える切り替え指令信号を生成する。
なお、図２における切り替え処理部２０５、同定機構２０６、切り替え処理部２０７、遅延要素２０８、補正ゲイン２０９および切り替え処理部２１０は、本第１の実施形態では図１に示されるＭＰＵ１８にロードされているソフトウェア中にある。
図２に示した、本第１の実施形態によるランプアンロードシーク制御装置は、ヘッド速度を目標速度に追従させる速度制御系に、ＶＣＭ１３の駆動コイル１６の抵抗値変動による制御対象２０４の特性変動を同定する、同定機構２０６を組み合わせた構成となっている。
図２のランプアンロードシーク制御系は、時間の推移に伴って第１段階の動作、第２段階の動作に分かれ、それぞれの動作は同定機構２０６から出力される切り替え指令信号に従って、切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０をそれぞれ切り替えることによって実現される。
ここで、第１段階の動作とは、予測誤差が最小化される前の動作を指し、ＶＣＭ１３の駆動コイル１６の抵抗変動によって制御対象２０４に生じる特性変動を、同定機構２０６によって同定し、この特性変動を補正する補正ゲイン２０９を算出する動作である。
また、第２段階の動作とは、第１段階の動作によって算出された補正ケイン２０９を用いて、ヘッド速度を示す信号を補正し、補正されたヘッド速度信号を用いて、目標速度として与えられるアンロードシーク速度にヘッド速度を追従させ、ヘッド１１をランプ機構２４上に退避させる動作である。
以下では、制御対象２０４に生じる特性変動について説明し、この特性変動を同定する同定機構２０６における本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作ついて詳細に説明する。
制御対象２０４において算出されるヘッド速度は、ヘッド速度とボイスコイルモータの駆動コイル（以下、単に「コイル」と記載）に生じる逆起電力に比例することから、前述のとおり、
逆起電力 ＝ コイルの端子間電圧 − コイル抵抗×コイル電流
から求められる。コイル電流はコイルに流れる電流を表す。従って、ボイスコイルモータの抵抗値（コイル抵抗）が正確に把握されていれば、上記式によって算出される逆起電力、すなわちヘッド速度は正確なものとなる。しかしながら、なんらかの手段によって推定されたコイル抵抗と真のコイル抵抗には、ほとんどの場合誤差が生じる。「なんらかの手段によって推定されたコイル抵抗」、すなわち、ボイスコイルモータの推定抵抗値とは、例えば、ボイスコイルモータの設計上の抵抗値であったり、もしくは、設計上の抵抗値に温度センサにより測定されたボイスコイルモータの温度から推定されるその抵抗変動分を加えた抵抗値をいう。ボイスコイルモータの真の抵抗値を知ることはできないが、以下では、ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を所定時間間隔で推定する手段について説明する。
ここで、この誤差を考慮した上で、ＶＣＭ駆動回路１７によって与えられる指令電流からヘッド速度までの伝達関数を求めると数式（１）となる。
数式（１）において、ＫＴはボイスコイルモータのトルク定数、Ｊはヘッドを支持するキャリッジの慣性モーメント、Ｌはコイルのインダクタンス、Ｒｖｃｍは真のコイル抵抗、Ｒｅｓｔは推定されたコイル抵抗である。数式（１）においてＲｖｃｍ−Ｒｅｓｔが、真の抵抗と推定抵抗との誤差を表す項である。
ここで、図２のランプアンロードシーク制御系のサンプル時間Ｔｓが、コイルインダクタンスＬの時定数に比べて十分大きい場合、数式（１）をサンプル時間Ｔｓのゼロ次ホールドで離散化した伝達特性は、数式（２）で近似することが出来る。
数式（２）に着目すると、右辺第１項目はゲインｂの離散系積分となっている。また、右辺第２項目の係数θは、真の抵抗と推定抵抗の誤差によって生じる係数である。数式（２）は、真の抵抗と推定抵抗の誤差が０ならば、制御対象２０４がゲインｂの離散系積分となることを示している。一方で、真の抵抗Ｒｖｃｍと推定抵抗Ｒｅｓｔに誤差がある場合、数式（２）の伝達関数は、係数θの値によって図３に示す高周波帯域での周波数特性変動が生じる。なお、図３ではｂ＝１、サンプル時間Ｔｓ＝３５０［μｓ］として周波数応答の計算を行った。
図３に示した高周波帯域での周波数特性変動は、ヘッド速度を目標速度に追従させるランプアンロードシーク制御系の帯域向上を阻害するため、真の抵抗と推定抵抗の誤差、すなわち係数θを０にすることが望ましい。このため、従来の手段では、キャリブレーションシークなどを用いて補正値を算出し、間接的にθ→０とすることが試みられていた。
これに対し、本第１の実施形態においては、数式（２）における係数θを直接求めることを特徴とする。本第１の実施形態において、係数θを求める機構が図２における同定機構２０６である。以下では、同定機構２０６における係数θの推定手法（同定手法）について説明する。
まず、制御対象２０４を表す数式（２）を、未知係数θを考慮して数式（３）のように展開する。
数式（３）において、ｙ（ｋ）はサンプル時間毎の逆起電力（ヘッド速度）を示し、ｕ（ｋ）は同じくサンプル時間毎の指令電流を示す。ここで、数式（３）の離散系積分特性１／（ｚ−１）を、実際の制御対象の低域特性を考慮して、
と置くと、制御対象の出力ｙ（ｋ）は、数式（５）に示す差分方程式で表される。
よって、同定機構２０６において、サンプル時間（所定時間）間隔で算出される前記ヘ
差、
最小化する手法）を用いて同定することが出来る。逐次同定手法としては、例えば、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）や、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）を用いることが出来る。数式（６）、（７）の逐次同定が終了すれば、数式（３）から明らかなように、真
る。
また、数式（６）では、変動やばらつきが想定されるパラメータである、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数が、結果的に未知パラメータとして扱われるため、これらのパラメータも同時に同定されることになる。従って、従来のキャリブレーションよりもロバストな補正値の算出が可能になる。
以上の逐次同定を行うにあたっては、制御対象への入力信号ｕ（ｋ）が多数の周波数成分を含んでいる（ＰＥ性を満たす）ことが望ましい。そこで、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階動作（逐次同定動作）においては、誤差計算部２１２へ入力される目標速度ｒに、擬似白色雑音もしくは類似のランダム信号を与え、入力信号ｕ（ｋ）のＰＥ性が満たされるようにする。
以下では、予測誤差が最小化される前と判断する信号が与えられる場合（第１段階の動作）は、前記目標速度信号に対して擬似白色雑音もしくは類似のランダム信号を与え、予測誤差が最小化された後と判断する信号が与えられる場合（第２段階の動作）は、前記目標速度信号に対して、任意のランプアンロードシークに必要なヘッド速度を与える。
第１段階動作中は係数θが未知、すなわち制御対象の高域周波数特性が未知の状態であるため、θの値によっては速度フィードバック制御器のゲインが高いと閉ループ系が不安定化する恐れがある。そこで、第１段階動作中においては、θの変動範囲を十分考慮し、フィードバック制御器のゲインを低めに設定することでランプアンロードシーク制御系の安定性を確保しておく。
以上の説明に従えば、予測誤差が最小化される前の第１段階の動作であると判定する信号が与えられると、第１段階の動作において同定機構２０６は、４つの切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０が以下の動作を行うよう、切り替え指令信号を出力する。
切り替え処理部２０３のスイッチを端子１に接続する。
切り替え処理部２０５のスイッチを接続する。
切り替え処理部２０７のスイッチを接続する。
切り替え処理部２１０のスイッチを開放する。
次に、第１段階の動作終了後の、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第２段階の動作ついて説明する。
小化されたと判定されると、すなわち制御対象２０４の特性変動を補正する補正ゲイン２０９の算出が終了すると、予測誤差が最小化された後の第２段階の動作であると判定する信号が与えられ、同定機構２０６は、４つの切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０が以下の動作を行うよう、切り替え指令信号を出力する。
切り替え処理部２０３のスイッチを端子２に接続する。
切り替え処理部２０５のスイッチを開放する。
切り替え処理部２０７のスイッチを開放する。
切り替え処理部２１０のスイッチを接続する。
第２段階動作においては、フィードバック制御器のゲインは高めに設定される。
以上の４つの切り替え処理部の動作が行われると、図２のランプアンロードシーク制御系は、制御対象２０４（数式（３））に対して、数式（９）の動作を行うこととなる。
を用いた数式（９）の補正動作によって、制御対象２０４が理想的な離散系積分特性に近づくことを示している。
補正された制御対象（数式（１０））は、図３に示した高域周波数での特性変動が無くなる。従って、第２段階の動作においては、切り替え処理部２０３のスイッチを端子２に接続し、高ゲイン制御器を用いて速度制御系の帯域を高く設定する。以上の動作によって、ランプアンロードシーク制御で与えられる目標速度に対して、ヘッド速度を良く追従させることが可能となる。
以上が、本第１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御装置の基本的な動作である。
以下では、具体例として、本第１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御装置の効果を２．５インチ磁気ディスク装置（実機）による実験で検証した結果を示す。
実験検証では、第１段階の動作における逐次同定手法としてＲＬＳを用いた。ＲＬＳを使用するにあたり、数式（６）を数式（１１）に示すベクトル表記に変換する。
ここで、
である。数式（１１）に対するＲＬＳによる未知パラメータベクトルΘの逐次同定は、数式（１３）−（１５）で与えられる。
ここで、未知パラメータΘと共分散行列Γの初期値は、それぞれ数式（１６）のように与えた。
また、逐次同定中にあたえる目標速度ｒには、図４に示す擬似白色信号を用いた。図４では、擬似白色信号の振幅をａとして正規化し表示した。
数式（１３）−（１６）の逐次同定がサンプル時間毎に更新されていくと、数式（１５）の共分散行列は０に収束し、右辺２項目の共分散更新量に対応する部分も０に収束していく。すなわち、ボイスコイルモータの抵抗値の予測誤差が最小化される。そこで、本第１の実施形態における第１段階の動作から第２段階の動作への切り替え、すなわち補正ゲイン２０９の同定終了判定は、数式（１５）右辺第２項目の共分散行列の更新量が指定した閾値δより小さくなった場合、
によって行うことにする。これが、同定機構２０６が出力する、切り替え指令信号に対応する。ここで示した実施例以外でも、例えば、未知パラメータΘのサンプル時間毎の変化率が設定した閾値以内に入った場合、数式（１４）の予測誤差ε（ｋ）が設定した閾値以内に入った場合など、様々な切り替え指令信号の選択が可能である。
高ゲイン制御器２０１と低ゲイン制御器２０２にはＰＩ制御器を用いた。高ゲイン制御器２０１のＰゲイン及びＩゲインは、速度制御系の帯域が約２５０［Ｈｚ］、ゲイン余裕が約１０［ｄＢ］、位相余裕が約４０［ｄｅｇ］となるように設定した。また、低ゲイン制御器２０２は、高ゲイン制御器で設定したＰ、Ｉゲインの半分の値に設定した。
以上の設定のもと、ランプアンロードシーク制御を複数回試行し、サンプル時間毎のヘッド速度および第１段階の動作で同定される補正ゲイン２０９の値を取得した。
なお、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作では、数式（１）のＲｅｓｔは予めなんらかの手段によって推定された値に設定されている。例えば、実際の磁気ディスク装置においては［背景技術］で述べたように、ロードシーク制御前にランプ機構の行き止まり方向にキャリッジを押し付け、逆起電力０として推定したコイル抵抗が設定される。ここでは、ランプアンロードシーク制御の試行回毎にＲｅｓｔに対
ランダムに与えるＲｅｓｔの値域は、実際のコイル抵抗値変動をもとに決定した。
（補正ゲイン２０９）が同定されることが分かる。また、図６から、第１段階の動作で
制御の目標速度に対して安定に追従出来ており、結果的に第１段階の動作によって同定された補正ゲインが正確であることが確認出来る。
以上の検証結果より、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の効果が確認できた。
（第２の実施形態）
次に、本発明による第２の実施形態の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置について説明する。
本発明による第１の実施形態において説明したとおり、本第１の実施形態の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置のランプアンロードシーク制御系の伝達特性は数式（２）によって表され、コイル抵抗変動を表す未知係数θが正確に推定されれば、数式（９）の動作によってランプアンロードシーク制御系を安定に動作させることが出来る。本第１の実施形態においては、数式（１）を数式（５）に展開し、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数を未知パラメータベクトルに含めた形式で同定を行った。これに対し、本第２の実施形態では、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数は既知でその変動は十分小さいと見なし、数式（１）の未知係数θの推定のみを行う。これによって、本第１の実施形態で必要であった複数の切り替え処理部を減らすことが出来、且つ、推定すべき未知パラメータが１つとなるためパラメータ更新則の計算量も減らすことが出来る。従って、ＭＰＵ１８にソフトウェアとして実装する場合の計算負荷を低減することが出来る。
図７に、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系を示す。誤差計算部（誤差検出手段）７０４は、制御対象７０３から出力される、ヘッド速度を示す信号をサンプル時間毎に受け取り、一方、ランプアンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データをサンプル時間毎に参照して目標速度を取得する。すなわち、サンプル時間毎の各時刻をサンプル時刻としたとき、各サンプル時刻に対応する目標速度を、ランプアンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データから読み出す。誤差計算部７０４は、ヘッド速度と、目標速度との誤差を表す速度誤差信号を生成し、生成した速度誤差信号を加算器７０１に入力する。加算器７０１は、誤差計算部７０４から受け取った速度誤差信号と補正ゲイン７０５から出力される補正信号とを加算して補正された速度誤差信号を生成し、制御器７０２に入力する。制御器７０２は、加算器７０１から受け取った補正された速度誤差信号から指令電流を生成し、制御対象７０４、遅延要素７０６に入力する。制御対象７０３は、制御器７０２から受け取った指令電流によって駆動され、制御対象７０３内のＭＰＵによってヘッド速度が算出される。算出されたヘッド速度は、誤差計算部７０４に入力される。また、遅延要素７０６は、サンプル時刻毎に受け取った指令電流を記憶しておき、前サンプル時刻に受け取った指令電流を次回サンプル時刻において補正ゲイン７０５と誤差計算部７１０に入力する。
一方、モデル７０７は各サンプル時刻に対応する目標速度を読み出し、モデル出力を生成して誤差計算部７１０に入力する。誤差計算部７１０は、モデル７０７から受け取ったモデル出力と、遅延要素７０６から受け取った前サンプル時刻における指令電流の誤差信号を生成し、パラメータ調整機構７０９に入力する。パラメータ調整機構７０９は、誤差計算部７１０から受け取った誤差信号に基づき、補正ゲイン７０５の修正信号と切り替え処理部７０８への切り替え指令信号を生成し、それぞれを切り替え処理部７０８に入力する。切り替え処理部７０８は、パラメータ調整機構７０９から受け取った切り替え信号指令に基づいて、補正ゲイン修正信号を補正ゲイン７０５に入力、もしくは遮断するかを選択する。補正ゲイン７０５は、遅延要素７０６から受け取った前サンプル時刻における指令電流から補正信号を生成し、加算器７０１に入力する。ここで、モデル７０７、誤差計算部７１０、パラメータ調整機構７０９および切り替え処理部７０８は、図２に示したランプアンロードシーク制御系の構成１における「同定機構」を構成する。
図７のランプアンロードシーク制御系は、本第１の実施形態におけるランプアンロードシーク制御系と同様に、時間の推移に伴って第１段階、第２段階の動作に分かれ、それぞれの動作はパラメータ調整機構７０９から出力される切り替え指令信号に従って、切り替え処理部７０８を切り替えることによって実現される。
ここで、本第２の実施形態における第１段階の動作とは、本第１の実施形態における第１段階の動作と同様に、制御対象７０３に生じる特性変動を補正する補正ゲイン７０５を算出する動作であり、本第２の実施形態における第２段階の動作とは、前記の第１段階の動作によって算出された補正ゲインを用いて、目標速度とヘッド速度の速度誤差を示す信号を補正し、補正された速度誤差信号を用いて、目標速度として与えられるランプアンロードシーク速度にヘッド速度を追従させ、ヘッド１１をランプ機構２４上に退避させる動作である。ここで、制御対象７０３は本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系を示す図２の制御対象２０４と同様である。
以下では、図７のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作ついて詳細に説明する。まず、本第２の実施形態におけるパラメータ調整機構７０９の動作原理について説明する。
まず、制御対象が数式（２）と同様に、コイル抵抗変動による未知係数θを用いて数式（１８）で表されるとする。ボイスコイルの抵抗値の変動が０の場合の前記指令電流から前記ヘッド速度までの制御対象の伝達特性Ｐｎ（ｚ）は理想制御対象モデルとする。
また、図７のモデルＧｍ（ｚ）を以下の伝達関数とする。
すなわち、図７に示すように、モデルＧｍ（ｚ）は目標速度ｒから、次式に示すモデル出力ｚｍを生成する。つまり、次式が成り立つ。
で計算される。従って、数式（１８）−（２１）より、図７の誤差計算部７１０の出力である誤差信号εを計算すると、
となり、εについて変形し直すと、
となる。ここで、ｚｍ（ｋ）は図７におけるモデル出力である。また、Ｃ（ｚ）は、ヘッドの目標速度とヘッド速度の誤差から指令電流を算出するフィードバック制御器の伝達特性である。数式（２３）は、所謂、モデル規範型適応制御における誤差方程式となっており、数式（２３）の伝達関数部、
が強正実（ベクトル軌跡が複素右半平面に留まる）であれば、適当なパラメータ調整則を用いて、ｋ→∞で、
すなわち、
となり、コイル抵抗変動による未知係数θが推定出来る。
数式（２４）の強正実性について考える。数式（２４）において制御器Ｃ（ｚ）をＰＩ制御器、
制御対象モデルＰｎ（ｚ）をｂ／（ｚ−１）と設定すると数式（２４）は、
となり、不安定零点１が生じてしまうため強正実とならない。そこで、制御対象モデルＰｎ（ｚ）を高域でｂ／（ｚ−１）と一致するようなローパス特性を持つ伝達関数、
と選べば数式（２４）に不安定零点は生じず強正実化が可能となる。
パラメータ調整則は、数式（２４）が強正実であれば、一般的に以下の数式（３０）を用いることが出来ることが知られている。
従って、図７のランプアンロードシーク制御系におけるパラメータ調整機構７０９は、
● 前回のサンプル時間ｋ−１における指令電流ｕとモデル出力ｚｍの誤差ε
● 前々回のサンプル時間ｋ−２における指令電流ｕ
● 調整則ゲインΓ
する。ここで、サンプル時間ｋ−２における指令電流ｕを式（３０）のζ（ｋ）とし、ε（ｋ）として数式（２２）を用いると、式（３０）は、
サンプル時間前ｋ−１の前記抵抗値変動による真の抵抗値と推定した抵抗値の誤差の推定値を表している。
パラメータ調整機構７０９は、２段階の動作を行う。すなわち、第１段階の動作は、目標速度ｒに擬似白色信号を入力し補正ゲイン７０５を推定する動作であり、第２段階の動作は、補正ゲイン７０５の推定終了後、目標速度ｒに所望のランプアンロードシーク速度目標値を与えランプアンロードシーク動作を行う。それぞれの動作の切り替えは、切り替え処理部７０８によって行う。切り替え処理部７０８は、パラメータ調整機構７０９からの切り替え指令に従い、補正ゲイン７０５のパラメータ調整則のＯＮ・ＯＦＦを決定する。第１段階の動作では切り替え処理部７０８はパラメータ調整則をＯＮにし、２段階目の動作ではＯＦＦにする。パラメータ調整則のＯＮ・ＯＦＦは、サンプル時間ｋ−１における指令電流ｕとモデル出力ｚｍの誤差εが十分小さくなった場合ＯＦＦにすれば良い。
以上が、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系の動作原理である。
以下では、本第２の実施形態の具体例として、計算機シミュレーションによって検証した結果を示す。
まず、制御対象Ｐ（ｚ）、コイル抵抗変動が無い場合の制御対象モデルＰｎ（ｚ）、制御器Ｃ（ｚ）を以下のように決定した。
数式（３２）の制御対象はコイル抵抗変動が−０．１２〜０．１２（Ω）の間で生じるものとし、計算機シミュレーションでは０．０２（Ω）間隔で値を変動させた。数式（３２）と数式（３３）の周波数応答を図８に示す。図中実線は制御対象数式（３２）、点線は制御対象モデル数式（３３）の特性を示している。コイル抵抗変動が−０．１２〜０．１２（Ω）によって制御対象の特性は１００［Ｈｚ］付近から変動していることが分かる。また、制御対象モデルは約１０［Ｈｚ］から積分特性となっている。
誤差方程式の伝達関数部分である数式（２４）を、数式（３２）、（３３）を用いて計算し、ベクトル軌跡を描くと図９となる。軌跡は複素平面の右半面に留まっており、数式（２４）が強正実になっていることが分かる。よって、数式（３０）のパラメータ調整則を用いることが出来る。
ランプアンロードシーク制御系のサンプル時間はＴｓ＝３５０［μｓ］とし、調整則ゲインはΓ＝３×１０−６とした。また、実際の磁気ディスク装置の特性を考慮し、外乱として指令電流ｕにバイアス力、ヘッド速度ｙに正規分布のランダムノイズを与えた。
以上の設定の下、図７に示したランプアンロードシーク制御系の動作を、計算機シミュレーションで確認した。
図１０は、コイル抵抗変動を−０．１２〜０．１２（Ω）の間で０．０２（Ω）間隔ずつ変動させた場合それぞれのヘッド速度の応答を示している。図中、約１０（ｍｓ）までの１段階目の動作（擬似ランダム信号を目標ヘッド速度に与える）によってコイル抵抗が推定され、２段階目の動作（目標ヘッド速度０．１（ｍ／ｓ）に追従）が安定に行われている。図１１は、コイル抵抗推定の様子を示したものである。それぞれの真のコイル抵抗誤差（図中点線）に対して、推定値（実線）がパラメータ調整則によって調整され、追従していることが分かる。
以上の検証結果より、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系の効果が確認できた。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置の概略構成を示す図である。このランプアンロードシーク制御装置は、磁気ディスク装置に設けられているマイクロプロセッサ（ＭＰＵ：Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ）１８を主構成要素として備えている。
ヘッド１１はキャリッジ１２に支持されている。キャリッジ１２はボイスコイルモータ（ＶＣＭ：Ｖｏｉｃｅ Ｃｏｉｌ Ｍｏｔｏｒ）１３の駆動力によりヘッド１１を、情報を磁気的に記録可能な磁気ディスク１４の半径方向に移動させる。
ディスク１４は一枚または複数枚設けられており、スピンドルモータ（図示せず）により高速回転させられる。
ＶＣＭ１３はマグネット１５と駆動コイル１６とを有し、ＶＣＭ駆動回路１７から供給される電流により駆動される。
ＶＣＭ駆動回路１７は、ＶＣＭ１３から得られるボイスコイルモータの電圧とボイスコイルモータの電流、及び予め記憶されている駆動コイル１６の抵抗値から逆起電力を算出し、Ａ／Ｄコンバータ１９に供給する。すなわち、ＶＣＭ駆動回路１７は、ボイスコイルモータに与える指令電流を所定時間間隔で検出する逆起電力検出手段を含んでいる。
ＭＰＵ（ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｕｎｉｔ）１８は、Ａ／Ｄコンバータ１９において取り込んだ逆起電力からヘッド速度を算出し、得られたヘッド速度ｙと目標とすべきヘッドの目標速度とからＶＣＭ１３に流すべき指令電流ｕを一定時間間隔で計算する。目標速度とは所謂ヘッドがランプにアンロードするための理想の速度を指し、例えば、ソフトウェア中のデータベース等から目標速度が与えられる。また実際のヘッド速度は、逆起電力に比例する値である。
ＭＰＵ１８は、計算により得た指令電流をＤ／Ａコンバータ２０によりアナログ信号に変換してＶＣＭ駆動回路１７に与える。
すなわち、ＭＰＵ１８は、前記ヘッド移動手段であるボイスコイルモータに与える指令電流を所定時間間隔で検出する指令電流検出手段と、前記逆電力検出手段から検出される逆起電力から前記ヘッドの速度を所定時間間隔で算出するヘッド速度算出手段とを含んでいる。
さらにＶＣＭ駆動回路１７はＤ／Ａコンバータ２０から与えられた指令電流を駆動電流に変換してＶＣＭ１３に供給する。
ランプ機構２１は、キャリッジ１２先端の回転軌道の延長線上に、ディスク１４に隣接するように設置される。ＶＣＭ１３によりキャリッジ１２がディスク１４の外周方向へ回転すると、キャリッジ１２の先端に設けられたタブ２２は、ランプ機構２１に設けられたスロープ２３に乗り上げる。以上の動作の結果、ヘッド１１はディスク１４上からランプ機構２１に退避する。
図２は、本第１の実施形態による磁気ディスク装置のランプアンロードシーク装置におけるランプアンロードシーク制御系を示す。このランプアンロードシーク制御系は、制御対象２０４を除き、たとえばＭＰＵ１８にソフトウェアとして実装することが出来る。また図２中の、指令電流ｕ、ボイスコイルモータに与えられる電流値であり、ヘッド速度はボイスコイルモータに生じる逆起電力に対応し、前述のようにヘッド速度算出手段により与えられる。
このランプアンロードシーク制御系は、所定時間間隔すなわちサンプル時間Ｔｓのディジタル制御系で駆動されている。Ｄ／Ａコンバータ２０で与えられるＶＣＭ駆動回路１７への指令電流ｕから、ＭＰＵ１８において算出されるヘッド速度ｙまでの伝達特性が、制御対象２０４として表されている。
誤差計算部（速度誤差検出手段）２１２は、加減算処理部２１１から出力される、補正されたヘッド速度を示す信号をサンプル時間毎に受け取り、一方、アンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データをサンプル時間毎に参照して目標速度データを有する目標速度発生手段から目標速度を取得する。すなわち、サンプル時間毎の各時刻をサンプル時刻としたとき、各サンプル時刻に対応する目標速度を、アンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データから読み出す。誤差計算部２１２は、ヘッド速度と、目標速度との誤差を表す速度誤差信号を生成し（速度誤差算出手段）、生成した速度誤差信号を切り替え処理部２０３に入力する。切り替え処理部２０３は、スイッチを含み、同定機構２０６から出力される切り替え指令信号に従い、スイッチを端子１または端子２に切り替えることで、高ゲイン制御器２０１および低ゲイン制御器２０２のいずれかに誤差計算部２１２で生成された速度誤差信号を入力する。ここで同定機構２０６は、ボイスコイルモータの抵抗誤差に補正ゲインを加えて、抵抗誤差を最小化することにより、ヘッドを確実にアンロードさせるためのものである。高ゲイン制御器２０１及び低ゲイン制御器２０２は、フィードバック制御器と指令手段とを含み、フィードバック制御器ゲインの大きさが異なる、つまりここで、高ゲイン制御器２０１は最終目標速度に近づける高感度の制御を行い、低ゲイン制御器２０２は、制御の初期の粗い低感度の制御を行う。すなわち、フィードバック制御器のゲインを２種類備えている。図２ではフィードバック制御器を２種類備えた例を示している。
高ゲイン制御器２０１もしくは低ゲイン制御器２０２は、切り替え処理部２０３から受け取った速度誤差信号から指令電流ｕを生成し、制御対象２０４、遅延要素２０８及び第２の切り替え処理部２０５に入力する。
第２の切り替え処理部２０５は、スイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、指令電流を同定機構２０６に入力、もしくは遮断するかを選択する。
遅延要素２０８は、サンプル時刻毎に受け取った指令電流ｕを記憶しておき、前サンプル時刻に受け取った指令電流を次回サンプル時刻において補正ゲイン２０９に入力する。
ボイスコイルモータの抵抗誤差は、その温度により変化し、各温度に適した補正ゲイン２０９も変るため、最適の補正ゲイン２０９を同定機構２０６が決定する。つまり、ヘッドをアンロードさせる際に、抵抗誤差があるとヘッドを正確にランプ上にアンロードさせることができない。そのため抵抗誤差に補正ゲイン２０９を加える必要があるが、その補正ゲイン２０９を同定機構２０６が決める。また、補正ゲイン２０９の値がまったく未知の制御初期には、低ゲイン制御器２０２側で粗く補正ゲイン２０９を決定し、その後、粗く見積もられた補正ゲイン２０９をもとに、フィードバック制御器を高ゲイン制御器２０１側に切り替えて、高ゲインの制御、つまりヘッドをランプ機構へアンロードさせるためのシーク制御を行う。
一方、制御対象２０４は、高ゲイン制御器２０１もしくは低ゲイン２０２から受け取った指令電流によって駆動され、制御対象２０４内のＭＰＵによってヘッド速度が算出される。算出されたヘッド速度は、加減算処理部２１１及び第３の切り替え処理部２０７に入力される。加減算処理部２１１は、受け取ったヘッド速度を示す信号から、第４の切り替え処理部２１０から受け取るヘッド速度信号の補正信号を、各サンプル時刻において減算し、前述の誤差計算部２１２に入力する。
第３の切り替え処理部２０７は、スイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、制御対象２０４から受け取ったヘッド速度を示す信号を、同定機構２０６に入力、もしくは遮断するかを選択する。また、第４の切り替え処理部２１０はスイッチを含み、同定機構２０６から受け取った切り替え指令信号に従い、遅延要素２０８から受け取った前サンプル時刻における指令電流と、補正ゲイン２０９を乗算した信号を、加減算処理部２１１に入力、もしくは遮断するかを選択する。
一方、同定機構２０６は、第２の切り替え処理部２０５から受け取った指令電流ｕと、第３の切り替え処理部２０７から受け取ったヘッド速度を示す信号から、各サンプル時刻において、補正ゲイン２０９と、４つの切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０に与える切り替え指令信号を生成する。
なお、図２における切り替え処理部２０５、同定機構２０６、切り替え処理部２０７、遅延要素２０８、補正ゲイン２０９および切り替え処理部２１０は、本第１の実施形態では図１に示されるＭＰＵ１８にロードされているソフトウェア中にある。
図２に示した、本第１の実施形態によるランプアンロードシーク制御装置は、ヘッド速度を目標速度に追従させる速度制御系に、ＶＣＭ１３の駆動コイル１６の抵抗値変動による制御対象２０４の特性変動を同定する、同定機構２０６を組み合わせた構成となっている。
図２のランプアンロードシーク制御系は、時間の推移に伴って第１段階の動作、第２段階の動作に分かれ、それぞれの動作は同定機構２０６から出力される切り替え指令信号に従って、切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０をそれぞれ切り替えることによって実現される。
ここで、第１段階の動作とは、予測誤差が最小化される前の動作を指し、ＶＣＭ１３の駆動コイル１６の抵抗変動によって制御対象２０４に生じる特性変動を、同定機構２０６によって同定し、この特性変動を補正する補正ゲイン２０９を算出する動作である。
また、第２段階の動作とは、第１段階の動作によって算出された補正ケイン２０９を用いて、ヘッド速度を示す信号を補正し、補正されたヘッド速度信号を用いて、目標速度として与えられるアンロードシーク速度にヘッド速度を追従させ、ヘッド１１をランプ機構２４上に退避させる動作である。
以下では、制御対象２０４に生じる特性変動について説明し、この特性変動を同定する同定機構２０６における本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作ついて詳細に説明する。
制御対象２０４において算出されるヘッド速度は、ヘッド速度とボイスコイルモータの駆動コイル（以下、単に「コイル」と記載）に生じる逆起電力に比例することから、前述のとおり、
逆起電力 ＝ コイルの端子間電圧 − コイル抵抗×コイル電流
から求められる。コイル電流はコイルに流れる電流を表す。従って、ボイスコイルモータの抵抗値（コイル抵抗）が正確に把握されていれば、上記式によって算出される逆起電力、すなわちヘッド速度は正確なものとなる。しかしながら、なんらかの手段によって推定されたコイル抵抗と真のコイル抵抗には、ほとんどの場合誤差が生じる。「なんらかの手段によって推定されたコイル抵抗」、すなわち、ボイスコイルモータの推定抵抗値とは、例えば、ボイスコイルモータの設計上の抵抗値であったり、もしくは、設計上の抵抗値に温度センサにより測定されたボイスコイルモータの温度から推定されるその抵抗変動分を加えた抵抗値をいう。ボイスコイルモータの真の抵抗値を知ることはできないが、以下では、ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を所定時間間隔で推定する手段について説明する。
ここで、この誤差を考慮した上で、ＶＣＭ駆動回路１７によって与えられる指令電流からヘッド速度までの伝達関数を求めると数式（１）となる。
ここで、図２のランプアンロードシーク制御系のサンプル時間Ｔｓが、コイルインダクタンスＬの時定数に比べて十分大きい場合、数式（１）をサンプル時間Ｔｓのゼロ次ホールドで離散化した伝達特性は、数式（２）で近似することが出来る。
図３に示した高周波帯域での周波数特性変動は、ヘッド速度を目標速度に追従させるランプアンロードシーク制御系の帯域向上を阻害するため、真の抵抗と推定抵抗の誤差、すなわち係数θを０にすることが望ましい。このため、従来の手段では、キャリブレーションシークなどを用いて補正値を算出し、間接的にθ→０とすることが試みられていた。
これに対し、本第１の実施形態においては、数式（２）における係数θを直接求めることを特徴とする。本第１の実施形態において、係数θを求める機構が図２における同定機構２０６である。以下では、同定機構２０６における係数θの推定手法（同定手法）について説明する。
まず、制御対象２０４を表す数式（２）を、未知係数θを考慮して数式（３）のように展開する。
また、数式（６）では、変動やばらつきが想定されるパラメータである、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数が、結果的に未知パラメータとして扱われるため、これらのパラメータも同時に同定されることになる。従って、従来のキャリブレーションよりもロバストな補正値の算出が可能になる。
以上の逐次同定を行うにあたっては、制御対象への入力信号ｕ（ｋ）が多数の周波数成分を含んでいる（ＰＥ性を満たす）ことが望ましい。そこで、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階動作（逐次同定動作）においては、誤差計算部２１２へ入力される目標速度ｒに、擬似白色雑音もしくは類似のランダム信号を与え、入力信号ｕ（ｋ）のＰＥ性が満たされるようにする。
以下では、予測誤差が最小化される前と判断する信号が与えられる場合（第１段階の動作）は、前記目標速度信号に対して擬似白色雑音もしくは類似のランダム信号を与え、予測誤差が最小化された後と判断する信号が与えられる場合（第２段階の動作）は、前記目標速度信号に対して、任意のランプアンロードシークに必要なヘッド速度を与える。
第１段階動作中は係数θが未知、すなわち制御対象の高域周波数特性が未知の状態であるため、θの値によっては速度フィードバック制御器のゲインが高いと閉ループ系が不安定化する恐れがある。そこで、第１段階動作中においては、θの変動範囲を十分考慮し、フィードバック制御器のゲインを低めに設定することでランプアンロードシーク制御系の安定性を確保しておく。
以上の説明に従えば、予測誤差が最小化される前の第１段階の動作であると判定する信号が与えられると、第１段階の動作において同定機構２０６は、４つの切り替え処理部２０３、２０５、２０７、２１０が以下の動作を行うよう、切り替え指令信号を出力する。
切り替え処理部２０３のスイッチを端子１に接続する。
切り替え処理部２０５のスイッチを接続する。
切り替え処理部２０７のスイッチを接続する。
切り替え処理部２１０のスイッチを開放する。
次に、第１段階の動作終了後の、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第２段階の動作ついて説明する。
切り替え処理部２０３のスイッチを端子２に接続する。
切り替え処理部２０５のスイッチを開放する。
切り替え処理部２０７のスイッチを開放する。
切り替え処理部２１０のスイッチを接続する。
第２段階動作においては、フィードバック制御器のゲインは高めに設定される。
以上の４つの切り替え処理部の動作が行われると、図２のランプアンロードシーク制御系は、制御対象２０４（数式（３））に対して、数式（９）の動作を行うこととなる。
補正された制御対象（数式（１０））は、図３に示した高域周波数での特性変動が無くなる。従って、第２段階の動作においては、切り替え処理部２０３のスイッチを端子２に接続し、高ゲイン制御器を用いて速度制御系の帯域を高く設定する。以上の動作によって、ランプアンロードシーク制御で与えられる目標速度に対して、ヘッド速度を良く追従させることが可能となる。
以上が、本第１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御装置の基本的な動作である。
以下では、具体例として、本第１の実施形態に係るランプアンロードシーク制御装置の効果を２．５インチ磁気ディスク装置（実機）による実験で検証した結果を示す。
実験検証では、第１段階の動作における逐次同定手法としてＲＬＳを用いた。ＲＬＳを使用するにあたり、数式（６）を数式（１１）に示すベクトル表記に変換する。
数式（１３）−（１６）の逐次同定がサンプル時間毎に更新されていくと、数式（１５）の共分散行列は０に収束し、右辺２項目の共分散更新量に対応する部分も０に収束していく。すなわち、ボイスコイルモータの抵抗値の予測誤差が最小化される。そこで、本第１の実施形態における第１段階の動作から第２段階の動作への切り替え、すなわち補正ゲイン２０９の同定終了判定は、数式（１５）右辺第２項目の共分散行列の更新量が指定した閾値δより小さくなった場合、
高ゲイン制御器２０１と低ゲイン制御器２０２にはＰＩ制御器を用いた。高ゲイン制御器２０１のＰゲイン及びＩゲインは、速度制御系の帯域が約２５０［Ｈｚ］、ゲイン余裕が約１０［ｄＢ］、位相余裕が約４０［ｄｅｇ］となるように設定した。また、低ゲイン制御器２０２は、高ゲイン制御器で設定したＰ、Ｉゲインの半分の値に設定した。
以上の設定のもと、ランプアンロードシーク制御を複数回試行し、サンプル時間毎のヘッド速度および第１段階の動作で同定される補正ゲイン２０９の値を取得した。
なお、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作では、数式（１）のＲｅｓｔは予めなんらかの手段によって推定された値に設定されている。例えば、実際の磁気ディスク装置においては［背景技術］で述べたように、ロードシーク制御前にランプ機構の行き止まり方向にキャリッジを押し付け、逆起電力０として推定したコイル抵抗が設定される。ここでは、ランプアンロードシーク制御の試行回毎にＲｅｓｔに対
以上の検証結果より、本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系の効果が確認できた。
（第２の実施形態）
次に、本発明による第２の実施形態の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置について説明する。
本発明による第１の実施形態において説明したとおり、本第１の実施形態の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置のランプアンロードシーク制御系の伝達特性は数式（２）によって表され、コイル抵抗変動を表す未知係数θが正確に推定されれば、数式（９）の動作によってランプアンロードシーク制御系を安定に動作させることが出来る。本第１の実施形態においては、数式（１）を数式（５）に展開し、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数を未知パラメータベクトルに含めた形式で同定を行った。これに対し、本第２の実施形態では、キャリッジの慣性モーメントやトルク定数は既知でその変動は十分小さいと見なし、数式（１）の未知係数θの推定のみを行う。これによって、本第１の実施形態で必要であった複数の切り替え処理部を減らすことが出来、且つ、推定すべき未知パラメータが１つとなるためパラメータ更新則の計算量も減らすことが出来る。従って、ＭＰＵ１８にソフトウェアとして実装する場合の計算負荷を低減することが出来る。
図７に、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系を示す。誤差計算部（誤差検出手段）７０４は、制御対象７０３から出力される、ヘッド速度を示す信号をサンプル時間毎に受け取り、一方、ランプアンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データをサンプル時間毎に参照して目標速度を取得する。すなわち、サンプル時間毎の各時刻をサンプル時刻としたとき、各サンプル時刻に対応する目標速度を、ランプアンロードシーク速度に関連づけられた目標速度データから読み出す。誤差計算部７０４は、ヘッド速度と、目標速度との誤差を表す速度誤差信号を生成し、生成した速度誤差信号を加算器７０１に入力する。加算器７０１は、誤差計算部７０４から受け取った速度誤差信号と補正ゲイン７０５から出力される補正信号とを加算して補正された速度誤差信号を生成し、制御器７０２に入力する。制御器７０２は、加算器７０１から受け取った補正された速度誤差信号から指令電流を生成し、制御対象７０４、遅延要素７０６に入力する。制御対象７０３は、制御器７０２から受け取った指令電流によって駆動され、制御対象７０３内のＭＰＵによってヘッド速度が算出される。算出されたヘッド速度は、誤差計算部７０４に入力される。また、遅延要素７０６は、サンプル時刻毎に受け取った指令電流を記憶しておき、前サンプル時刻に受け取った指令電流を次回サンプル時刻において補正ゲイン７０５と誤差計算部７１０に入力する。
一方、モデル７０７は各サンプル時刻に対応する目標速度を読み出し、モデル出力を生成して誤差計算部７１０に入力する。誤差計算部７１０は、モデル７０７から受け取ったモデル出力と、遅延要素７０６から受け取った前サンプル時刻における指令電流の誤差信号を生成し、パラメータ調整機構７０９に入力する。パラメータ調整機構７０９は、誤差計算部７１０から受け取った誤差信号に基づき、補正ゲイン７０５の修正信号と切り替え処理部７０８への切り替え指令信号を生成し、それぞれを切り替え処理部７０８に入力する。切り替え処理部７０８は、パラメータ調整機構７０９から受け取った切り替え信号指令に基づいて、補正ゲイン修正信号を補正ゲイン７０５に入力、もしくは遮断するかを選択する。補正ゲイン７０５は、遅延要素７０６から受け取った前サンプル時刻における指令電流から補正信号を生成し、加算器７０１に入力する。ここで、モデル７０７、誤差計算部７１０、パラメータ調整機構７０９および切り替え処理部７０８は、図２に示したランプアンロードシーク制御系の構成１における「同定機構」を構成する。
図７のランプアンロードシーク制御系は、本第１の実施形態におけるランプアンロードシーク制御系と同様に、時間の推移に伴って第１段階、第２段階の動作に分かれ、それぞれの動作はパラメータ調整機構７０９から出力される切り替え指令信号に従って、切り替え処理部７０８を切り替えることによって実現される。
ここで、本第２の実施形態における第１段階の動作とは、本第１の実施形態における第１段階の動作と同様に、制御対象７０３に生じる特性変動を補正する補正ゲイン７０５を算出する動作であり、本第２の実施形態における第２段階の動作とは、前記の第１段階の動作によって算出された補正ゲインを用いて、目標速度とヘッド速度の速度誤差を示す信号を補正し、補正された速度誤差信号を用いて、目標速度として与えられるランプアンロードシーク速度にヘッド速度を追従させ、ヘッド１１をランプ機構２４上に退避させる動作である。ここで、制御対象７０３は本第１の実施形態のランプアンロードシーク制御系を示す図２の制御対象２０４と同様である。
以下では、図７のランプアンロードシーク制御系の第１段階の動作ついて詳細に説明する。まず、本第２の実施形態におけるパラメータ調整機構７０９の動作原理について説明する。
まず、制御対象が数式（２）と同様に、コイル抵抗変動による未知係数θを用いて数式（１８）で表されるとする。ボイスコイルの抵抗値の変動が０の場合の前記指令電流から前記ヘッド速度までの制御対象の伝達特性Ｐｎ（ｚ）は理想制御対象モデルとする。
数式（２４）の強正実性について考える。数式（２４）において制御器Ｃ（ｚ）をＰＩ制御器、
パラメータ調整則は、数式（２４）が強正実であれば、一般的に以下の数式（３０）を用いることが出来ることが知られている。
● 前回のサンプル時間ｋ−１における指令電流ｕとモデル出力ｚｍの誤差ε
● 前々回のサンプル時間ｋ−２における指令電流ｕ
● 調整則ゲインΓ
パラメータ調整機構７０９は、２段階の動作を行う。すなわち、第１段階の動作は、目標速度ｒに擬似白色信号を入力し補正ゲイン７０５を推定する動作であり、第２段階の動作は、補正ゲイン７０５の推定終了後、目標速度ｒに所望のランプアンロードシーク速度目標値を与えランプアンロードシーク動作を行う。それぞれの動作の切り替えは、切り替え処理部７０８によって行う。切り替え処理部７０８は、パラメータ調整機構７０９からの切り替え指令に従い、補正ゲイン７０５のパラメータ調整則のＯＮ・ＯＦＦを決定する。第１段階の動作では切り替え処理部７０８はパラメータ調整則をＯＮにし、２段階目の動作ではＯＦＦにする。パラメータ調整則のＯＮ・ＯＦＦは、サンプル時間ｋ−１における指令電流ｕとモデル出力ｚｍの誤差εが十分小さくなった場合ＯＦＦにすれば良い。
以上が、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系の動作原理である。
以下では、本第２の実施形態の具体例として、計算機シミュレーションによって検証した結果を示す。
まず、制御対象Ｐ（ｚ）、コイル抵抗変動が無い場合の制御対象モデルＰｎ（ｚ）、制御器Ｃ（ｚ）を以下のように決定した。
誤差方程式の伝達関数部分である数式（２４）を、数式（３２）、（３３）を用いて計算し、ベクトル軌跡を描くと図９となる。軌跡は複素平面の右半面に留まっており、数式（２４）が強正実になっていることが分かる。よって、数式（３０）のパラメータ調整則を用いることが出来る。
ランプアンロードシーク制御系のサンプル時間はＴｓ＝３５０［μｓ］とし、調整則ゲインはΓ＝３×１０−６とした。また、実際の磁気ディスク装置の特性を考慮し、外乱として指令電流ｕにバイアス力、ヘッド速度ｙに正規分布のランダムノイズを与えた。
以上の設定の下、図７に示したランプアンロードシーク制御系の動作を、計算機シミュレーションで確認した。
図１０は、コイル抵抗変動を−０．１２〜０．１２（Ω）の間で０．０２（Ω）間隔ずつ変動させた場合それぞれのヘッド速度の応答を示している。図中、約１０（ｍｓ）までの１段階目の動作（擬似ランダム信号を目標ヘッド速度に与える）によってコイル抵抗が推定され、２段階目の動作（目標ヘッド速度０．１（ｍ／ｓ）に追従）が安定に行われている。図１１は、コイル抵抗推定の様子を示したものである。それぞれの真のコイル抵抗誤差（図中点線）に対して、推定値（実線）がパラメータ調整則によって調整され、追従していることが分かる。
以上の検証結果より、本第２の実施形態のランプアンロードシーク制御系の効果が確認できた。
１１：ヘッド
１２：キャリッジ
１３：ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）
１４：磁気ディスク
１５：マグネット
１６：駆動コイル
１７：ＶＣＭ駆動回路
１８：ＭＰＵ
１９：Ａ／Ｄコンバータ
２０：Ｄ／Ａコンバータ
２１：ランプ機構
２２：タブ
２３：スロープ
２０１：高ゲイン制御器
２０２：低ゲイン制御器
２０３：第１の切り替え処理部
２０４：制御対象
２０５：第２の切り替え処理部
２０６：同定機構
２０７：第３の切り替え処理部
２０８：遅延要素
２０９：補正ゲイン
２１０：第４の切り替え処理部
２１１：加減算処理部
２１２：誤差計算部
７０１：加算器
７０２：制御器
７０３：制御対象
７０４：誤差計算部
７０５：補正ゲイン
７０６：遅延要素
７０７：モデル
７０８：切り替え処理部
７０９：パラメータ調整機構
７１０：誤差計算部
１２：キャリッジ
１３：ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）
１４：磁気ディスク
１５：マグネット
１６：駆動コイル
１７：ＶＣＭ駆動回路
１８：ＭＰＵ
１９：Ａ／Ｄコンバータ
２０：Ｄ／Ａコンバータ
２１：ランプ機構
２２：タブ
２３：スロープ
２０１：高ゲイン制御器
２０２：低ゲイン制御器
２０３：第１の切り替え処理部
２０４：制御対象
２０５：第２の切り替え処理部
２０６：同定機構
２０７：第３の切り替え処理部
２０８：遅延要素
２０９：補正ゲイン
２１０：第４の切り替え処理部
２１１：加減算処理部
２１２：誤差計算部
７０１：加算器
７０２：制御器
７０３：制御対象
７０４：誤差計算部
７０５：補正ゲイン
７０６：遅延要素
７０７：モデル
７０８：切り替え処理部
７０９：パラメータ調整機構
７１０：誤差計算部
Claims (6)
- 情報が記録可能なディスクに対して情報の記録再生を行なうヘッドを移動させるボイスコイルモータと、
前記ボイスコイルモータの逆起電力を所定時間間隔で検出する逆起電力検出手段と、
前記ボイスコイルモータに与える指令電流を所定時間間隔で検出する指令電流検出手段と、
前記逆電力検出手段から検出される逆起電力から前記ヘッドのヘッド速度を所定時間間隔で算出するヘッド速度算出手段と、
前記指令電流検出手段から検出される指令電流と前記ヘッド速度算出手段から算出されるヘッド速度を用いて、前記ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を所定時間間隔で推定する同定機構と、
を有する磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置であって、
前記同定機構が、
速度予測誤差を最小化する機能を有し、
かつ、
を、前記ボイスコイルモータの真の抵抗値と推定抵抗値との誤差を補正するた
めの補正ゲインとして用いること、
を特徴とする磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。
ここで、数式（Ａ）のｙ（ｋ−１）は前記ヘッド速度算出手段によって所定時間間隔で算出されるヘッド速度のうち、現在の時間をｋとした場合の、１所定時間前のヘッド速度を表し、ｕ（ｋ−１）、ｕ（ｋ−２）は前記指令電流検出手段によって所定時間間隔で検出される指令電流のうち、現在の時間をｋとした場合の、１所定時間前および２所定時間前の指令
ド速度予測誤差が最小化されることにより決定される未知変数である。 - 前記ヘッド速度に対する目標速度を与える目標速度発生手段と、
算出する速度誤差算出手段と、
前記速度誤差から前記指令電流を算出するフィードバック制御器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。 - 前記フィードバック制御器を２つ備える、もしくはフィードバック制御器のゲインを２種類備えることを特徴とする請求項２記載の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。
- を最小化する過程において、前記ヘッド速度予測誤差が最小化されたことを判断する予測誤差判定手段により、
前記ヘッド速度予測誤差が最小化される前の第１段階の動作であると判定される場合は、前記２つのフィードバック制御器もしくは２種類のフィードバックゲインのうち、ゲインが低く設定されたフィードバック制御器に前記速度誤差の信号を与えることにより、そして、
前記ヘッド速度予測誤差が最小化された後の第２段階の動作であると判定される場合は、ゲインが高く設定されたフィードバック制御器に前記速度誤差の信号を与えることにより、
前記指令電流を算出することを特徴する請求項１記載の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。 - 前記予測誤差判定手段から、予測誤差が最小化される前と判断される場合は、前記目標速度信号に対して擬似白色雑音もしくは類似のランダム信号を与え、
予測誤差が最小化された後と判断される場合は、前記目標速度信号に対して、任意のランプアンロードシークに必要なヘッド速度を与えることを特徴とする請求項４記載の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。 - 前記抵抗値変動によって生じる誤差を推定する同定機構において、抵抗値変動が０である場合の前記指令電流から前記ヘッド速度までの制御対象の伝達特性Ｐｎ（ｚ）と、前記目標速度と前記ヘッド速度の誤差から前記指令電流を算出するフィードバック制御器の伝達特性Ｃ（ｚ）から構成され、数式（Ｂ）で表されるモデルＧｍ（ｚ）に、現在の時刻ｋにおける前記目標速度ｒ（ｋ）を入力することによって計算される現在の時刻ｋにおけるモデル出力ｚｍ（ｋ）と、１所定時間前の前記指令電流ｕ（ｋ−１）及び２所定時間前の前記指令電流ｕ（ｋ−２）とにより構成される数式（Ｃ）によって、前記ボイスコイルモータの抵抗値変動による真の抵抗値と推定した抵抗値の誤差の推定値を算出し、
数式（Ｃ）によって算出された誤差の推定値を、前記逆起電力から前記ヘッド速度を算出する手段において生じる誤差を補正するための補正ゲインとして用いることを特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装置のランプアンロードシーク制御装置。
の前記抵抗値変動による真の抵抗値と推定した抵抗値の誤差の推定値を表し、Γは任意の正の係数を表し、数式（Ｂ）のｚは遅延演算子を表す。
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