JPWO2011048796A1

JPWO2011048796A1 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPWO2011048796A1
Application number: JP2011507730A
Authority: JP
Inventors: 智宏久米
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-10-19
Filing date: 2010-10-19
Publication date: 2013-03-07
Also published as: US20110199065A1; WO2011048796A1

Abstract

ＤＣ−ＤＣコンバータは、三角波発生器（１２）と、入力電圧（Ｖｉｎ）が高くなればゲインが相対的に低くなり、入力電圧が低くなればゲインが相対的に高くなり、基準電圧（Ｖｒ）と出力電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバックした電圧（Ｖｆｂ）との誤差を増幅する可変ゲインアンプ（９）と、三角波発生器（１２）の出力と可変ゲインアンプ（９）の出力とを比較する比較器（１１）とを備えている。

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの帰還制御に関する。

一般に、各種電子機器の電源回路としてＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子をスイッチング制御することにより入力電圧を変圧して所望の出力電圧を生成する。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を図３に示す。誤差増幅器１０９は、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックした電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒとの誤差を増幅する。電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗１０７と抵抗１０８とで分圧した電圧である。ＰＷＭ比較器１１１は、誤差増幅器１０９から出力される誤差信号Ｖｅと、三角波発生器１１２から出力される三角波電圧Ｖｏｓｃとを比較する。そして、ＰＷＭ比較器１１１から出力されるＰＷＭ信号Ｖｇによってスイッチ素子１０２がスイッチング制御される。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、スイッチング制御に係るデューティ比をＤとすると入出力電圧の関係は、

で表される。また、図示しない外部負荷の抵抗値をＲｏ、インダクタ１０４のインダクタンスをＬ、コンデンサ１０５の静電容量をＣｏとすると、デューティ比Ｄの交流変動＾ｄと出力電圧Ｖｏｕｔの交流変動＾Ｖｏｕｔとの関係は、

で表される。また、誤差信号Ｖｅとデューティ比Ｄとは線形の関係にあるから、三角波電圧Ｖｏｓｃの波高をＥｔとすると、誤差信号Ｖｅの交流変動＾Ｖｅとデューティ比Ｄの交流変動＾ｄとの関係は、

で表される。数式（１）〜（３）より、誤差信号Ｖｅの交流変動＾Ｖｅと出力電圧Ｖｏｕｔの交流変動＾Ｖｏｕｔとの関係は、

で表される。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、三角波電圧Ｖｏｓｃの波高Ｅｔを入力電圧Ｖｉｎに比例するように変化させることでＶｉｎ／Ｅｔを一定に保って、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を図っている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−２０４３７９号公報

従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧レンジを例えば４Ｖ〜２０Ｖとなるように高位側および低位側のいずれにも拡張すると、ＰＷＭ比較器は最大入力電圧に対応するために高耐圧の素子で構成する必要がある。しかし、高耐圧の素子は大型であるためＤＣ−ＤＣコンバータの回路規模が増大するおそれがある。また、高耐圧の素子は高コストであるためＤＣ−ＤＣコンバータの製造コストが増大するおそれがある。一方、最小入力電圧近傍では三角波電圧の波高が低くなる。そのため、入力電圧のわずかなノイズでスイッチング制御が乱れて、安定した出力電圧が得られないおそれがある。

かかる点に鑑みて、本発明は、広い入力電圧レンジに対応可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題とする。

図３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅器１０９のゲインをＡとすると、誤差信号Ｖｅの交流変動＾Ｖｅと出力電圧Ｖｏｕｔの交流変動＾Ｖｏｕｔとの関係は、

で表される。

上記数式（３）〜（５）を整理すると、

が得られる。数式（６）から、Ｅｔを一定にし、Ｖｉｎ×Ａを一定にすることで、開ループゲインＧが一定に保たれることがわかる。

そこで、本発明では次のような手段を講じた。すなわち、スイッチ素子をスイッチング制御して入力電圧を変圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとして、三角波発生器と、入力電圧が高くなればゲインが相対的に低くなり、入力電圧が低くなればゲインが相対的に高くなり、基準電圧と出力電圧をフィードバックした電圧との誤差を増幅する可変ゲインアンプと、三角波発生器の出力と可変ゲインアンプの出力とを比較する比較器とを備えているものとする。

これによると、可変ゲインアンプのゲインが入力電圧と逆の変化をするため、数式（６）におけるＶｉｎ×Ａがほぼ一定になり、開ループゲインＧをほぼ一定とすることができる。これにより、三角波発生器の出力波高を一定に保ったまま出力電圧を安定化することができる。また、比較器の入力レンジを拡張しなくてもよいため高耐圧の素子を用いる必要がなくなる。

本発明によると、広い入力電圧レンジに対応可能なＤＣ−ＤＣコンバータを低コストかつ小規模で実現することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図２は、可変ゲインアンプの回路構成の例である。図３は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。

図１は、本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子２をスイッチング制御して、例えばバッテリーなどの入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。インダクタ４は、スイッチ素子２を介してエネルギの蓄積と放出とを繰り返す。この際発生する電圧は、ダイオード３およびコンデンサ５でそれぞれ整流、平滑化されて出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

可変ゲインアンプ９は、入力電圧Ｖｉｎに反比例するゲインで、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックした電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒとの誤差を増幅して、誤差信号Ｖｅを出力する。可変ゲインアンプ９として、例えばＯＴＡ（ＯｐｅｒａｔｉｏｎａｌＴｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いることができる。

比較器１１は、三角波発生器１２から出力される三角波電圧Ｖｏｓｃと誤算信号Ｖｅとを比較してパルス信号Ｖｇを出力する。パルス信号Ｖｇは、三角波電圧Ｖｏｓｃを誤差信号Ｖｅでスライスして得られる信号である。スイッチ素子２はパルス信号Ｖｇによってスイッチング制御される。

図２は、可変ゲインアンプ９の回路構成の例を示す。差動対９１は、トランジスタ９１ａ、９１ｂおよびトランジスタ９１ａ、９１ｂのエミッタ間の抵抗素子９１ｃで構成することができる。トランジスタ９１ａは電圧Ｖｆｂを電流Ｉ１に変換する。また、トランジスタ９１ｂは電圧Ｖｒを電流Ｉ２に変換する。ギルバートセル回路９４は、電流Ｉ１、Ｉ２を差動増幅して電流Ｉ３、Ｉ４をそれぞれ出力する。

出力変換回路９５は、電流Ｉ３とＩ４との差電流Ｉ５を誤差信号Ｖｅに変換して出力する。テール電流源９６は、トランジスタ９１ａ、９１ｂのエミッタにそれぞれテール電流Ｉｘを供給する。テール電流Ｉｘは、入力電圧Ｖｉｎを抵抗素子で変換した電流のミラー電流である。

可変ゲインアンプ９を構成するトランジスタの熱電圧をＶｔ、抵抗素子９１ｃの抵抗値をＲｅとすると、差動対９１のゲインは、

で表される。また、ギルバートセル回路９４の出力段に供給される電流をＩｏとすると、ギルバートセル回路９４の出力段のゲインは、

で表される。また、ギルバートセル回路９４の入力電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２とすると、トランジスタ９１ａ、９１ｂのゲインは、

で表される。電圧Ｖｆｂ、Ｖｒが入力されてから電流Ｉ５が出力されるまでの伝達コンダクタンスは、数式（８）〜（１０）を掛け合わせて、

で表される。ここで、Ｒｅ＞＞Ｉｘ／Ｖｔとすると、

となり、数式（１１）の伝達コンダクタンスはテール電流Ｉｘに反比例することがわかる。テール電流Ｉｘは入力電圧Ｖｉｎに比例するから、数式（１１）の伝達コンダクタンスは入力電圧Ｖｉｎに反比例する。ここで、可変ゲインアンプ９のゲインは数式（１１）の伝達コンダクタンスに比例するため、可変ゲインアンプ９のゲインはテール電流Ｉｘに反比例することになる。

以上、本実施形態によると、可変ゲインアンプ９のゲインが入力電圧Ｖｉｎに反比例して変化するため入力電圧Ｖｉｎの変動に対して出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することができる。また、三角波電圧Ｖｏｓｃの波高は一定であるため、比較器１１の入力レンジを拡張しなくてよい。したがって、比較器１１に高耐圧の素子を用いる必要がない。

なお、可変ゲインアンプ９のゲインは入力電圧Ｖｉｎに正確に反比例しなくともよい。例えば、ゲインは、入力電圧Ｖｉｎが高くなくなると相対的に低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低くなると相対的に高くなるように、入力電圧Ｖｉｎの変化に対して連続的に変化してもよい。

また、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを、インダクタ４に流れる平均電流を制御する、いわゆる平均電流モード制御のＤＣ−ＤＣコンバータに変形するために、インダクタ４に流れる電流を検出してもよい。この場合、検出した電流を電圧に変換した電圧信号の平均値を誤差信号Ｖｅに加算して平滑化した信号と三角波電圧Ｖｏｓｃとを比較器１１で比較すればよい。

また、便宜上、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして説明したが、本発明はこれに限られるものではない。昇圧型や反転型などのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

また、本実施形態では、可変ゲインアンプ９の構成として、いわゆる第１型のギルバートセル回路を用いたが、第２型、第３型のギルバートセル回路を用いて可変ゲインアンプ９を構成してもよい。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、広範囲な入力電圧に対応できるため、様々な電子機器の電源回路等に有用である。

２スイッチ素子
９可変ゲインアンプ
１１比較器
１２三角波発生器
９１差動対
９１ａトランジスタ（第１のトランジスタ）
９１ｂトランジスタ（第２のトランジスタ）
９１ｃ抵抗素子
９４ギルバートセル回路
９５出力変換回路
９６テール電流源

で表される。

特開２００５−２０４３７９号公報

で表される。

上記数式（３）〜（５）を整理すると、

で表される。ここで、Ｒｅ＞＞Ｉｘ／Ｖｔとすると、

Claims

スイッチ素子をスイッチング制御して入力電圧を変圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
三角波発生器と、
前記入力電圧が高くなればゲインが相対的に低くなり、前記入力電圧が低くなればゲインが相対的に高くなり、基準電圧と前記出力電圧をフィードバックした電圧との誤差を増幅する可変ゲインアンプと、
前記三角波発生器の出力と前記可変ゲインアンプの出力とを比較する比較器とを備えている
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記可変ゲインアンプのゲインは、前記入力電圧の変化に対して連続的に変化する
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記可変ゲインアンプのゲインは、前記入力電圧に反比例する
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記可変ゲインアンプは、
前記出力電圧をフィードバックした電圧および前記基準電圧を受け、これら電圧をそれぞれ電流に変換する差動対と、
前記差動対から出力される電流が差動入力されるギルバートセル回路と、
前記ギルバートセル回路の差動出力をシングル出力に変換する出力変換回路と、
前記差動対に、前記入力電圧に応じた大きさのテール電流を供給するテール電流源とを有する
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記差動対は、
前記出力電圧をフィードバックした電圧が入力される第１のトランジスタと、
前記基準電圧が入力される第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタのエミッタ間に接続された抵抗素子とを有するものであり、
前記テール電流源は、前記第１および第２のトランジスタのエミッタにそれぞれ同じ大きさのテール電流を供給する
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。