JPWO2009078216A1

JPWO2009078216A1 - 誘導電動機制御装置及びその電動機定数測定演算方法

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Publication number: JPWO2009078216A1
Application number: JP2009546177A
Authority: JP
Inventors: 藤井　秋一; 秋一藤井; 政樹中井
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2007-12-18
Filing date: 2008-10-16
Publication date: 2011-04-28
Anticipated expiration: 2028-10-16
Also published as: WO2009078216A1; JP5146925B2; TW200941016A

Abstract

電圧と電流の位相差を用いず、電圧と電流の振幅値のみで、漏れインダクタンス及び一次抵抗と二次抵抗の和を、高精度に測定できるようにする。電動機の停止状態で、交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与える電圧指令演算部（１４）と、その際のそれぞれの周波数における電圧振幅値及び電流振幅値を用いて２つのインピーダンス値を求めるインピーダンス演算部（１６）と、２つの周波数の差と２つのインピーダンス値の差を用いて第１の漏れインダクタンス値を求め、前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めたインピーダンス値を用いて第２の漏れインダクタンス値を求め、第１及び第２の漏れインダクタンス値を用いて漏れインダクタンス値を測定演算する定数演算部（１７）を備える。

Description

本発明は、誘導電動機制御装置及びそれを駆動する制御装置を用いた電動機定数の測定演算方法に関する。

従来の誘導電動機定数の測定演算は、電圧指令と出力電流の各大きさ及び位相差を測定し、各大きさから演算したインピーダンスを元に、位相差を用いて抵抗成分とインダクタンス成分に分離し、一次抵抗と二次抵抗の和及び漏れインダクタンスを求めている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１の技術によれば、ｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆを用いて電圧指令の大きさｖ＿ｒｅｆ及び電圧位相θｖを演算し、この電圧位相θｖに磁束位相θｆｐｈｉを加算して三相交流座標における電圧位相を演算する。さらに、出力電流を検出して、ｉｑ＿ｆｂ及びｉｄ＿ｆｂに変換し、大きさｉ＿ｆｂを演算する。そして、電圧指令値、電流検出値の平均値及び電圧指令と電流検出値の位相差を演算し、誘導電動機の電動機定数を演算する。
また、電動機に電圧を供給する駆動装置の半導体変換素子のオン電圧降下値を用いて、電圧の大きさ及びと上記位相差を補正しているものもある（例えば、特許文献２参照）。

このようにして、電圧指令と出力電流の大きさからインピーダンスを演算し、位相差を用いて抵抗成分とインダクタンス成分を分離し、電動機定数を求めるのである。
特開２００２−２２８１３号公報特許３９５９６１７号公報

従来の誘導電動機の電動機定数測定演算方法では、抵抗成分と漏れインダクタンス成分の分離に電圧指令と出力電流の位相差を用いるので、位相差の検出演算が必要であり、演算処理が増加するという問題があった。また、位相差の検出誤差は、特に抵抗成分の測定精度に大きく影響するので精度よく位相差を演算することが要求され、精度よく演算するために、さらに演算処理が複雑になったり、電力変換素子のオン電圧情報を必要としたりするというような問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電圧と電流の位相差を用いず、電圧と電流の振幅値のみで、漏れインダクタンス及び一次抵抗と二次抵抗の和を、高精度に測定できる誘導電動機の制御装置及びその電動機定数測定演算方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波数および位相の制御が可能な電力変換器と、前記電力変換器を介して供給される誘導電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流検出器と、前記電動機に出力する電圧の電圧振幅値及び前記出力電流により演算された電流振幅値を用いて前記電動機の電気定数を測定演算する電動機定数演算器とを備え、前記電動機定数演算器は、前記電動機の停止状態で、交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与える電圧指令演算部と、その際のそれぞれの周波数における前記電圧振幅値及び前記電流振幅値を用いて２つのインピーダンス値を求めるインピーダンス演算部とを備え、前記２つの周波数の差と前記２つのインピーダンス値の差を用いて第１の漏れインダクタンス値を求め、前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて第２の漏れインダクタンス値を求め、前記第１及び第２の漏れインダクタンス値を用いて、前記電動機の漏れインダクタンス値を測定演算するものである。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電動機定数演算器は、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するようにしたものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電動機定数演算器は、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂ、前記２つのインピーダンス値をＺａ、Ｚｂ、及び前記電動機の漏れインダクタンス値をＬとし、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を

あるいは、

で求めるようにしたものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項２に記載の電動機定数演算器は、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つのインピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を２つ演算し、前記２つの一次抵抗値と二次抵抗値の和を前記２つの周波数とは異なる第３の周波数における値に直線近似して前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するようにしたものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電動機定数演算器は、前記電動機定数演算器は、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂとし、前記第３の周波数を(ｆａ・ｆｂ)/(ｆａ＋ｆｂ)としたものである。

上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項６に記載の発明は、誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法において、出力電圧の大きさ、周波数および位相の制御が可能な電力変換器を介して電圧が供給される誘導電動機が回転停止した状態で、前記電動機に交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与えるステップと、その際のそれぞれの周波数における前記電動機の各相に流れる出力電流により演算された電流振幅値及び前記電動機への供給電圧の電圧振幅値を用いて２つのインピーダンス値を求めるステップと、前記２つの周波数の差と前記２つのインピーダンス値の差を用いて第１の漏れインダクタンス値を求めるステップと、前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて第２の漏れインダクタンス値を求めるステップと、前記第１及び第２の漏れインダクタンス値を用いて、前記電動機の漏れインダクタンス値を測定演算するステップとを備えたものである。

また、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のステップに加え、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップを行うようにしたのである。
また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップでは、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂ、前記２つのインピーダンス値をＺａ、Ｚｂ、及び前記電動機の漏れインダクタンス値をＬとし、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を

あるいは、

で求めるようにしたものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項７に記載の前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップは、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つのインピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を２つ演算するステップと、前記２つの一次抵抗値と二次抵抗値の和を前記２つの周波数とは異なる第３の周波数における値に直線近似して演算するするステップとからなるようにしたものである。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の前記第３の周波数における値に直線近似して演算するするステップでは、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂとし、前記第３の周波数を(ｆａ・ｆｂ)/(ｆａ＋ｆｂ)とするようにしたものである。

本件記載の発明によると、測定したインピーダンスの大きさだけから漏れインダクタンス及び一次抵抗と二次抵抗の和を求めることができ、電圧と電流の位相差の演算処理を軽減できるとともに位相差の検出誤差の影響を受けずに、測定精度を高めることができる。

本発明の第１実施例を示す誘導電動機制御装置のブロック図本発明の要部である電動機定数演算器１の構成図誘導電動機のＴ−１型等価回路一次抵抗と二次抵抗の和および漏れインダクタンス測定時の誘導電動機の等価回路第２実施例の測定手順を示すフローチャート

符号の説明

１電動機定数演算器
２ベクトル演算器
３電力変換器
４誘導電動機
５、６電流検出器
１１座標変換部
１２電流振幅演算部
１３電流平均値演算部
１４電圧指令演算部
１５電圧平均値演算部
１６インピーダンス演算部
１７定数演算部

以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。

図１は、電動機制御装置において本発明の方法の適用に関わる部分の構成を示したものである。電動機定数演算器１は、電動機定数測定用の電圧指令を作成し、ベクトル演算器２に指令を与えると共に、この電圧指令及びＵ相に設けられた電流検出器５およびＶ相に設けられた電流検出器６で検出した出力電流ｉｕ、ｉｖを用いて電動機定数を演算する。この具体的処理については後述する。ベクトル演算器２は、電圧指令の大きさｖ_ｒｅｆと電圧出力位相θvを基にＵ、Ｖ、Ｗの各相の電圧指令に変換する。電力変換器３は、入力された各相の電圧指令に基づき、ＰＷＭ制御により、図示していない直流電圧を三相交流電圧に変換し、負荷である誘導電動機４に印加する。

図２は、本発明の要部である電動機定数演算器１の構成図である。以下、電動機定数演算器１の動作を、図２を用いて説明する。
座標変換部１１は、（１）、（２）式を用いて、電流検出器５、６で検出した出力電流ｉｕ、ｉｖを二相交流電流ｉα、ｉβに変換する。

なお、（２）式における(2/3)は、変換前後で振幅の大きさを等しくするための係数であり、相順がＵ、Ｖ、Ｗのときを正転とし、電圧出力位相θv=0(rad)のときにＵ相が最大となる座標系とし、三相二相変換によるα相はＵ相に一致するとしている。

まず、測定した電圧と電流からインピーダンスを求める処理について説明する。
電流振幅演算部１２は、（３）式を用いて、出力電流検出値ｉ_ｆｂの大きさを計算する。
ｉ_ｆｂ＝√（ｉα^２＋ｉβ^２）・・・（３）
電流平均値演算部１３は、出力電流検出値ｉ_ｆｂの平均値を演算し、その値を電流平均値ｉ＿ｄｅｔとする。この演算は、出力電流検出値ｉ_ｆｂの絶対値をとり、ローパスフィルタを使って平均化して求める。
なお、電流平均値ｉ＿ｄｅｔの演算において、平均値に代えて実効値を演算することでも本発明を実施することは可能であるが、その場合は、出力電流検出値ｉ_ｆｂを平方した後、ローパスフィルタを使って平均化した後に、その平方根を求めるようにする。

電圧指令演算部１４は、（４）式を用いて、電圧指令の振幅ｖ＿ｒｅｆを演算し、任意の固定値であるθvとともにベクトル演算器２に出力する。
ｖ＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ・ｓｉｎ（２・π・ｆｈ・ｔ）・・・（４）
なお、Ｖａｍｐは可変値であり、印加の最初は零もしくは小さめの値とし、次第に大きくして、電流検出値が所定のレベルになるようにし、印加の最初に過大電流が流れないようにする。ｆｈは測定条件の周波数である。
ここでは、電圧指令の振幅ｖ＿ｒｅｆは一相あたりの電圧として表記し扱っているが、ベクトル演算器２の構成に応じて線間電圧として扱うようにする。
電圧平均値演算部１５は、電圧指令ｖ＿ｒｅｆの平均値ｖ＿ｄｅｔを演算する。その演算方法は、電流平均値演算部１３と同様であるのでここでは、その説明は省略する。なお、電流平均値演算部１３において、電流検出値ｉ＿ｄｅｔを実効値で求めた場合は、電圧平均値演算部１５においても、同様な演算方法で実効値を演算するようにする。

インピーダンス演算部１６は、電圧平均値ｖ＿ｄｅｔと電流平均値ｉ＿ｄｅｔからインピーダンスを求める。このとき、異なる電流値２点のデータを（５）式に代入して、その２点間の傾きからインピーダンスＺを求める。
Ｚ =(Ｖｅ_ａ−Ｖｅ_ｂ)/(Ｉｅ_ａ−Ｉｅ_ｂ) ・・・（５）
なお、Ｖｅ_ａは出力電流の大きさを所定値１（Ｉｅ_ａ）で通電した際の電圧指令の平均値、Ｖe_ｂは出力電流の大きさを所定値２（Ｉｅ_ｂ）で通電した際の電圧指令の平均値である。
このように、２点間の傾きからインピーダンスＺを求めることにより、電力変換素子のオン電圧降下のように電圧指令にオフセット誤差として含まれるような要素を取り除くことができる。
なお、処理時間を優先させ、電流値１点だけのデータで求めることも可能である。

また、（４）式における周波数ｆｈの値は、後述のように相互インダクタンスＭを無視するためには高い周波数、表皮効果の影響を考慮すると低い周波数が望ましいので、両者のトレードオフで決定されるが、目安としてモータの基底(定格)周波数の10分の1以上からモータの基底(定格)周波数の範囲とすればよい。
なお、ここでの説明は電圧指令値を用いているが、誘導電動機を駆動する装置に電圧検出器が備わっている場合は、電圧検出値を用いてもよい。

次に、定数演算部１７の動作説明の前に、まず、本発明で測定する誘導電動機の電動機定数について説明する。
図３は本実施形態で誘導電動機の電動機定数を求めるのに使用した誘導電動機のＴ−１型等価回路である。図において、ｖ_ｒｅｆは印加される電圧、Ｉ１は電動機の一次電流、Ｒ１は電動機の一次抵抗、Ｒ２は電動機の二次抵抗、Ｌは電動機の漏れインダクタンス、Ｍは電動機の相互インダクタンスである。
図４は印加する電圧の周波数ｆｈを高くした場合の誘導電動機のＴ−１型等価回路であり、漏れインダクタンスおよび二次抵抗を測定する条件における電動機の一相当たりの等価回路となる。印加する電圧の周波数ｆｈを高くしているので、相互インダクタスＭのインピーダンス（２・π・ｆｈ・Ｍ）がＲ２に比較して大きくなるので、Ｍに流れる電流を無視することが可能となる。
図４で示される誘導電動機のＴ−１型等価回路のインピーダンスＺは、（６）式で示される。

次に、定数演算部１７のインピーダンス演算部１６で求めたインピーダンスを用い、下記のようにしてインダクタンスおよび一次抵抗と二次抵抗の和を求める動作について説明する。
まず、インピーダンス演算部１６で求めたインピーダンスには、周波数ｆａにおけるインピーダンスＺａ、周波数ｆｂにおけるインピーダンスＺｂがあり、これらを（７）、（８）式に代入し、漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２を求める。
Ｌ１＝(Ｚａ−Ｚｂ)／{2・π・(ｆａ-ｆｂ)} ・・・（７）
Ｌ２＝Ｚｂ/(2・π・ｆｂ) ・・・（８）
なお、インピーダンスＺは周波数にほぼ比例するので、漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２は、漏れインダクタンスＬ分に対するＲ１とＲ２の和の影響は小さいとして無視している。

次に、（７）、（８）式で求めた漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２を、（９）式に代入して両者を平均し、図３、４で示した誘導電動機の漏れインダクタンスＬの値を求める。
Ｌ＝（Ｌ１＋Ｌ２）／２・・・（９）

次に、（９）式で求めた漏れインダクタンスＬの値を、（１０）、（１１）式を用いて、周波数ｆａにおける一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒａ、周波数ｆｂにおける一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒｂを求める。

次に、（１２）式を用いて求まる周波数ｆにおける、一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒを（１３）式を用いて補間近似し、図３、４で示した誘導電動機の一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒとする。
ｆ＝（ｆａ・ｆｂ）／（ｆａ＋ｆｂ）・・・(12)

なお、（１２）、（１３）式で補間近似することで一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒを周波数に依存する誤差要因を排除できるかの説明は特開２００３−３３９１９８号公報に記載されているので、ここでは省略する。
このようにして、図３、４で示した誘導電動機の漏れインダクタンスＬ及び一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒを求めることができる。

図５は、上記の説明を実際に測定する場合の手順を示すフローチャートである。この図を用いて本発明の方法を順を追って説明する。
はじめに、Ｓ１００で、周波数３０Ｈｚでモータ定格電流の５０％を通電し、電圧指令値V30_050と電流検出値I30_050を測定する。
次に、Ｓ１０１で、周波数６０Ｈｚでモータ定格電流の５０％を通電し、電圧指令値V60_050と電流検出値I60_050を測定する。

次に、Ｓ１０２で、周波数３０Ｈｚでモータ定格電流の１００％を通電し、電圧指令値V30_100及び電流検出値I30_100を測定する。
次に、Ｓ１０３で、周波数３０Ｈｚでモータ定格電流の１００％を通電し、電圧指令値V60_100と電流検出値I60_100を測定する。
次に、Ｓ１０４で、Ｓ１００〜Ｓ１０３で測定したデータと上記（５）式を用い、ｆａ（３０Ｈｚ）、ｆｂ（６０Ｈｚ）でのインピーダンスを、それぞれＺ３０、Ｚ６０として求める。
Z30=(V30_100-V30_050)/(I30_100-I30_050)
Z60=(V60_100-V60_050)/(I60_100-I60_050)

次に、Ｓ１０５で、Ｓ１０４で演算したインピーダンスＺ３０、Ｚ６０と上記（７）式を用いて、漏れインダクタンスＬ１を求める。
L1=(Z60-Z30)/{2・π・(60-30)}
次に、Ｓ１０６で、Ｓ１０４で演算したインピーダンスＺ６０と上記（８）式を用いて、漏れインダクタンスＬ２を求める。
L2=Z60/(2・π・60)
次に、Ｓ１０７で、Ｓ１０４、Ｓ１０５で演算したＬ１、Ｌ２と上記（９）式を用いて、誘導電動機の漏れインダクタンスＬを求め、漏れインダクタンスの測定結果とする。
L=(L1+L2)/2

次に、Ｓ１０８で、Ｓ１０４で演算したＺ３０、Ｓ１０７で演算したＬと上記（１０）式を用いて、周波数ｆａ（３０Hz）における一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒａを求める。

次に、Ｓ１０９で、Ｓ１０４で演算したＺ６０、Ｓ１０７で演算したＬと上記（１１）式を用いて、周波数ｆｂ（６０Hz）における一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒｂを求める。

次に、Ｓ１１０で、Ｓ１０８で演算したＲａ、Ｓ１０９で演算したＲｂと上記（１２）、（１３）式を用いて、周波数ｆ（２０Hz）における一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒを求め、誘導電動機の一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒの測定結果とする。
ｆ＝（30・60）／（30＋60）=20

このようにして、誘導電動機の漏れインダクタンスＬ及び一次抵抗Ｒ１と二次抵抗Ｒ２の和Ｒを演算することができる。

次に、諸元がＲ１=0.999(Ω)、Ｒ２=0.756(Ω)、Ｌ=9.14(mH)、定格周波数は６０Ｈｚである誘導電動機に上記方法を適用した場合の数値例を示す。
ｆａ＝３０Ｈｚ、ｆｂ＝６０Ｈｚでの２点のデータを例として説明する。
３０ＨｚにおけるインピーダンスＺ３０は2.464(Ω)、６０ＨｚにおけるインピーダンスＺ６０は3.880(Ω)であり、上記（７）式による漏れインダクタンスＬ１は、L1=(3.880-2.464)/{2・π・(60-30)}=0.00751(H)=7.51(mH)となる。
６０Ｈｚにおける上記（８）式によるインピーダンスＺ６０から求まる漏れインダクタンスをＬ２はL2=3.880/(2・π・60)=0.01029(H)=10.29(mH)となる。
Ｌ１はＲ１とＲ２の影響が含まれる分小さめとなり、Ｌ２はＲ１とＲ２の影響が含まれる分大きめの値となり、両者の平均を取ることで真値にほぼ一致した漏れインダクタンスＬの値(7.51+10.29)/2=8.90(mH)が求まる。
このＬの値を上記（１０）、（１１）式に代入して求めたＲ１とＲ２の和は、下記のように３０Ｈｚにおける値は1.805（Ω）、６０Ｈｚにおける値は1.949（Ω）となる。

次に、上記（１２）、（１３）式を用いて２０Ｈｚに補間近似するとR=1.757(Ω)が求まる。また、一次抵抗と二次抵抗の和の真値は0.998+0.756=1.754(Ω)であり、上記計算値とほぼ一致する。

このように、電圧と電流の位相差を用いずにインピーダンスだけから漏れインダクタンスをと一次抵抗と二次抵抗の和を測定するので、位相差を求める処理が軽減できると共に、位相差の検出誤差の影響を受けずに、漏れインダクタンスおよび一次抵抗と二次抵抗の和精度よく求めることができるのである。

誘導電動機の構造によっては、例えば表皮効果の影響により周波数が高くなる程インピーダンスが大きく求められるような場合は、補間近似する際の周波数を測定条件に近い周波数としたり、補間近似の上記（１３）式の傾き部分に誘導電動機の構造に応じた係数を乗じるなどしたりして、本発明を適用することができる。

誘導電動機を駆動する産業用機械全般の制御装置に適用できる。

Claims

出力電圧の大きさ、周波数および位相の制御が可能な電力変換器と、前記電力変換器を介して供給される誘導電動機の各相に流れる出力電流を検出する電流検出器と、前記電動機に出力する電圧の電圧振幅値及び前記出力電流により演算された電流振幅値を用いて前記電動機の電気定数を測定演算する電動機定数演算器とを備え、
前記電動機定数演算器は、前記電動機の停止状態で、交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与える電圧指令演算部と、
その際のそれぞれの周波数における前記電圧振幅値及び前記電流振幅値を用いて２つのインピーダンス値を求めるインピーダンス演算部とを備え、
前記２つの周波数の差と前記２つのインピーダンス値の差を用いて第１の漏れインダクタンス値を求め、前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて第２の漏れインダクタンス値を求め、前記第１及び第２の漏れインダクタンス値を用いて、前記電動機の漏れインダクタンス値を測定演算することを特徴とする誘導電動機制御装置。
前記電動機定数演算器は、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
前記電動機定数演算器は、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂ、前記２つのインピーダンス値をＺａ、Ｚｂ、及び前記電動機の漏れインダクタンス値をＬとし、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を

あるいは、

で求めることを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機制御装置。
前記電動機定数演算器は、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つのインピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を２つ演算し、前記２つの一次抵抗値と二次抵抗値の和を前記２つの周波数とは異なる第３の周波数における値に直線近似して前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算することを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機制御装置。
前記電動機定数演算器は、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂとし、前記第３の周波数を(ｆａ・ｆｂ)/(ｆａ＋ｆｂ)とすることを特徴とする請求項４に記載の誘導電動機制御装置。
出力電圧の大きさ、周波数および位相の制御が可能な電力変換器を介して電圧が供給される誘導電動機が回転停止した状態で、前記電動機に交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与えるステップと、
その際のそれぞれの周波数における前記電動機の各相に流れる出力電流により演算された電流振幅値及び前記電動機への供給電圧の電圧振幅値を用いて２つのインピーダンス値を求めるステップと、
前記２つの周波数の差と前記２つのインピーダンス値の差を用いて第１の漏れインダクタンス値を求めるステップと、
前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて第２の漏れインダクタンス値を求めるステップと、
前記第１及び第２の漏れインダクタンス値を用いて、前記電動機の漏れインダクタンス値を測定演算するステップと、からなる
ことを特徴とする誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法。
請求項６に記載のステップに加え、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つの周波数のうち一方の周波数で求めた前記インピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップを行うことを特徴とする誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法。
前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップでは、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂ、前記２つのインピーダンス値をＺａ、Ｚｂ、及び前記電動機の漏れインダクタンス値をＬとし、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を

あるいは、

で求めることを特徴とする請求項７に記載の誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法。
前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を演算するステップは、前記測定演算した電動機の漏れインダクタンス値及び前記２つのインピーダンス値を用いて、前記電動機の一次抵抗値と二次抵抗値の和を２つ演算するステップと、
前記２つの一次抵抗値と二次抵抗値の和を前記２つの周波数とは異なる第３の周波数における値に直線近似して演算するするステップと、からなることを特徴とする請求項７に記載の誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法。
前記第３の周波数における値に直線近似して演算するするステップでは、前記２つの周波数をｆａ、ｆｂとし、前記第３の周波数を(ｆａ・ｆｂ)/(ｆａ＋ｆｂ)とすることを特徴とする請求項９に記載の誘導電動機制御装置の電動機定数測定演算方法。