JPWO2008132785A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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一幸 崎山
瞳 嶺岸
瞳 嶺岸
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    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines

Abstract

無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを低減するために、アンテナ装置は、裏面に接地導体（２）を形成してなる誘電体基板（１）と、誘電体基板（１）の表面に形成された放射導体（３）とを含む。放射導体（３）は、アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する放射導体（３）の辺に形成された切欠き（５，６）を形成することにより、放射導体（３）の給電点９を介して無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信するとき、伝送された無線デジタル信号の波形歪みを低減させる。

Description

本発明は、アンテナ装置に関し、特に、無線デジタル信号を直接的に無線送受信するためのアンテナ装置に関する。
無線デジタル信号を直接的に無線送受信するための広帯域アンテナ装置が普及しつつある。特許文献１に、広帯域に渡って高調波モードの発生を低減した従来例に係るマイクロストリップアンテナが開示されている。特許文献１は、マイクロストリップアンテナの各共振モードの分布に着目し、誘電体基板面に形成された放射導体板の四隅に切欠きを設けることにより、高次周波数共振モードを抑制してアンテナ特性を制御する。
特開平０５−１２９８２５号公報。 特開２００５−２７８０６７号公報。 特開２００５−０７９９７２号公報。 Ramesh Garg, et al., "Microstrip antenna Design Handbook", Artech House, November 2000. 子安修ほか「高速イーサネットケーブルの改良とパッシブイコライザによる伝送特性の改善」電子情報通信学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｃ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．８７３−８８０，２００４年１１月１日。
しかしながら、上記従来例に係るマイクロストリップアンテナにおいて、矩形波の無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合、矩形波の基本周波数成分に比較して高調波成分が減衰し（例えば、詳細後述する図３１の従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置の高次次数に対する通過減衰量Ｓ２１の特性を参照。）、その結果、受信側で受信される無線デジタル信号波形が歪むという問題点があった。
本発明の目的は以上の問題点を解決し、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを低減するアンテナ装置を提供することにある。
第１の発明に係るアンテナ装置は、裏面に接地導体を形成してなる誘電体基板と、前記誘電体基板の表面に形成された放射導体とを備え、前記放射導体の給電点を介して無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信するためのアンテナ装置において、前記放射導体は、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成することにより、上記伝送された無線デジタル信号の波形歪みを低減させることを特徴とする。
上記アンテナ装置において、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベル及び二次の高調波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したことを特徴とする。
また、上記アンテナ装置において、前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の辺の略中央に形成される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記放射導体の辺に対応する前記各切欠きの辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定される。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記切欠きが前記放射導体の重心点又は前記給電点に位置しないように形成される。
また、上記アンテナ装置において、前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の両方の辺にそれぞれ形成され、かつ、前記電界面に直交する磁界面に対して対称に形成される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記誘電体基板は、前記電界面と交差する少なくとも１つの位置であって前記切欠きの近傍の位置に形成された少なくとも１つの溝をさらに備える。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記各溝の深さは、ゼロから前記誘電体基板の厚さと等しい値までの範囲のうちの１つの値に設定される。
また、上記アンテナ装置において、前記放射導体の辺に平行な前記各溝の辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記各溝が前記誘電体基板の端部から前記放射導体の重心点又は前記給電点までの位置に形成される。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記誘電体基板は少なくとも２つの溝を有し、前記２つの溝は前記磁界面に対して対称に形成される。
本発明に係るアンテナ装置によれば、放射導体が、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したので、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができ、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを大幅に低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うので、回路構成が単純であり、かつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図１のアンテナ装置の外観を示す斜視図である。 図１のＡ−Ａ’面における縦断面図である。 切欠き５及び６を設けない状態の放射導体３３を備えたアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図４のＢ−Ｂ’面における縦断面図である。 切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置と、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置との各モードにおける電界及び磁流分布を比較するための図である。 切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図７のＣ−Ｃ’面における縦断面図である。 図７のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。 切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図１０のＤ−Ｄ’面及びＦ−Ｆ’面における縦断面図である。 図１０のＥ−Ｅ’面における縦断面図である。 図１０のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。 図９の等価回路を用いた従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。 図１４のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。 図１３の等価回路を用いた本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。 図１６のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。 電磁界シミュレータを用いた比較例におけるシミュレーション回路図である。 従来例に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。 本実施形態に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第１の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第２の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第３の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第４の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図２５に対応する斜視図である。 図２５のＧ−Ｇ’面における縦断面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第１の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第２の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第３の例を示す平面図である。 従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置（発明者による試作アンテナであって、２つの試作例がある。）の各１対を対向させてそれぞれ無線伝送システム及び有線伝送システムを形成したときの基本波モード及び二次以上の高調波モードの伝送信号に対する通過減衰量Ｓ２１［ｄＢ］を示すグラフである。 従来技術に係る正方形状の矩形パッチアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 第１の実施形態に係るアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図４のアンテナ装置であって、図３２の矩形パッチアンテナ装置のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図１のアンテナ装置であって、Ｈ形状のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。
符号の説明
１，１Ａ…誘電体基板、
２…接地導体、
３，３Ａ…放射導体、
５，６，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ…切欠き、
７，８，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ…溝、
９…給電点、
１０…同軸ケーブル、
１１…中心導体、
１２…誘電体、
１３…接地導体、
１４…スルーホール導体、
１４ｈ…スルーホール、
１５，３５…アンテナ装置、
１６…矩形波信号発生器、
１７…クロック信号発生器、
１８…アンテナの２ポートモデル、
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３…キャパシタ、
Ｌ０〜Ｌ２，Ｌ１１〜Ｌ１３，Ｌ２１〜Ｌ２３…インダクタ、
Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４…放射空間抵抗。
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図２は図１のアンテナ装置の外観を示す斜視図であり、図３は図１のＡ−Ａ’面における縦断面図である。本実施形態に係るアンテナ装置は、例えばマイクロストリップアンテナであって、例えば無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信する無線バスや無線インタコネクション等に用いられる。図１乃至図３において、アンテナ装置は、誘電体基板１と、接地導体２と、長さＬＣ及び幅ＬＢを有する放射導体３と、給電線１０とを備えて構成される。放射導体３は、周辺部分のうち、放射電界の方向が平行となる電界面（以下、Ｅ面という。）と交差する辺の略中央にそれぞれ形成された切欠き５，６を有する。切欠き５は奥行きＬＤ及び長さ（幅）ＬＡを有し、切欠き６は奥行きＬＤ及び長さＬＡを有し、切欠き５及び６は、Ｈ面に対して対称に形成される。
接地導体２は誘電体基板１の裏面に形成され、誘電体基板１の表面には放射器となる放射導体３が形成される。給電線である同軸ケーブル１０は、中心導体１１と、接地導体１３と、これらの導体１１，１３間を絶縁する誘電体１２により構成される。ここで、中心導体１１は、誘電体基板１を厚さ方向に貫通するスルーホール１４ｈ内に充填されたスルーホール導体１４を介して、放射導体３の給電点９に接続される。また、接地導体１３は、接地導体２に接続される。同軸ケーブル１０は、デジタル伝送信号を送受信するために、給電点９から放射導体３に給電する。同軸ケーブル１０により給電される無線信号は、放射導体３の給電点９に給電されることにより、放射導体３を励振して当該無線信号を自由空間に放射する。
次に、図４及び図５を参照して、図１の切欠き５及び６の大きさの設定方法について説明する。図４は、切欠き５及び６を設けない状態の放射導体３３を備えたアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図５は図４のＢ−Ｂ’面における縦断面図である。図４及び図５において、放射導体１と接地導体２との間で電磁界の共振が起きる際の、一番低い周波数（以下、基本周波数という。）での電界の振動の様子を示すために、電気力線の流れの瞬間を模式的に示す。電気力線の向きをＤｅとし、磁流の向きをＤｈとする。このときの共振電界の分布は、ほぼＥ面に平行な方向で分布し、Ｅ面に直交する磁界面（以下、Ｈ面という。）でほぼ対称になる。Ｅ面は、図５のＢ−Ｂ’面において誘電体基板１の厚さ方向であってＢ−Ｂ’面に平行な面であり、Ｈ面は、Ｅ面と直交しかつ誘電体基板１の厚さ方向に存在する。このような基本周波数での共振電界は、放射導体３３のＨ面部分が節となる定在波になる。このように放射導体３３の周辺部に沿ってλ／２波長相当の共振電界が定在波として分布することから、図４に示すように、定在波分布の周期長Ｌｓに沿った、電界の定在波の空間強度分布の空間調波成分を考慮して、基本空間高調波成分が基本共振周波数の電磁放射に寄与するものと考える。
従って、本実施形態において、基本周波数成分を抑制するために、空間調波成分の基本成分を抑制するように、切欠き５，６の長さＬＡ，ＬＡは、それぞれ定在波分布の周期長Ｌｓの３分の１より短くなるように設定される。言い換えると、切欠き５，６の長さＬＡ，ＬＡは、切欠き５，６を形成しないときの放射導体３３の全周の６分の１の長さより短くなるように設定される。即ち、図１乃至図３において、次式（１）が成り立つように設定される。
［数１］
ＬＡ＜（ＬＢ＋ＬＣ）／３ （１）
また、切欠き５，６は、基本周波数の共振電界の節に当たるＨ面と放射導体３に交点を含まず、かつ、電界の基本周波数での定在波分布の腹の部分、即ち放射導体３の周辺部分の漏れ電界が大きくなるＥ面との交差部分を含む位置に設けられる。また、切欠き５，６は、基本共振周波数での共振を阻害しないように、放射導体３の重心点に位置しないように形成され、かつ、給電を妨げないように、給電点９に位置しないように形成される。これにより、基本周波数成分の定在波分布のピークに近い値を抑制することができる。
上記構成を有するアンテナ装置について、以下、その動作及び効果について説明する。図６は、切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置と、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置との各モードにおける電界及び磁流分布を比較するための図である。図６において、各放射導体における固有振動のうち低いほうから、基本周波数成分の動作モードである基本波モード、二次高調波成分の動作モードである二次高調波モード、及び三次高調波成分の動作モードである三次高調波モードとする。図６に示すように、基本波モードにおいて、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５，６が設けられているため、切欠き５，６が無い場合よりも全体の磁流分布が減少する。第２モードにおいて、両者に大きな違いは無い。三次高調波モードにおいて、従来例に係るアンテナ装置では磁流が相殺されて減少するが、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５，６が設けられているため、基本波モードとほぼ同じ程度の磁流を生じる。従って、本実施形態に係るアンテナ装置では、切欠き５，６が無い場合と比較して、基本波モードにおける磁流分布が減少し、基本周波数成分が抑制されることがわかる。
図７は、切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図８は、図７のＣ−Ｃ’面における縦断面図であり、図９は、図７のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。なお、図８において、同軸ケーブル１０は図示を省略する。図７及び図８において、従来例に係るアンテナ装置では、放射導体３３及び接地導体２間の電界のうち、放射導体３３の端部に分布するいわゆる漏れ電界と、それに起因する磁流による電磁結合によってアンテナ装置からの放射電磁界が形成される。従って、図９の等価回路に示すように、切欠きを設けない従来例に係るアンテナ装置は、放射導体３３及び接地導体２間のキャパシタＣ１と、自由空間側への相互誘導を示すインダクタＬ１及びＬ２とのモデルで表すことができる。
図１０は、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図１１は、図１０のＤ−Ｄ’面及びＦ−Ｆ’面における縦断面図であり、図１２は、図１０のＥ−Ｅ’面における縦断面図であり、図１３は、図１０のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。なお、図１２において、同軸ケーブル１０は図示を省略する。図１０において、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５及び６が設けられている故に、放射導体３が切欠き５，６によって３つの矩形部分によって構成されると考えることができ、図１３に示すように、放射導体３３の各部及び接地導体２間のキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、自由空間側への相互誘導を示すインダクタＬ１１〜Ｌ１３及びＬ２１〜Ｌ２３とのモデルで表すことができる。
図１４は、図９の等価回路を用いた従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。図１４において、従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路は、矩形波信号発生器１６と、インダクタＬ０と、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を含むアンテナ装置３５と、インダクタＬ２と、放射空間抵抗Ｒ１とを備えて構成される。矩形波信号発生器１６は、１ＧＨｚのサンプリング周波数と、１Ｖの振幅レベルＶｉを有する矩形波信号を発生して出力する。本シミュレーションにおいて、インダクタＬ０のインダクタンスを１ｎＨとし、キャパシタＣ１の静電容量を５ｐＦとし、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを共に５ｎＨとし、放射空間抵抗Ｒ１の抵抗値を５０Ωとする。また、インダクタＬ１及びＬ２の相互結合係数を０．９と近似した。矩形波信号発生器１６からの矩形波信号は、アンテナ装置３５を介して、放射空間抵抗Ｒ１に伝送され、空間側で測定される電圧Ｖｏがシミュレーションされる。
図１５は、図１４のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。図１５において、放射空間抵抗Ｒ１側の電圧Ｖｏの波形は、入力信号である矩形波Ｖｉと比較して、アンテナ装置３５の特性により歪むことが見て取れる。
図１６は、図１３の等価回路を用いた本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。図１６において、本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路は、矩形波信号発生器１６と、インダクタＬ０と、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３及びインダクタＬ１１〜Ｌ１３を含むアンテナ装置１５と、インダクタＬ２１〜Ｌ２３と、放射空間抵抗Ｒ１とを備えて構成される。矩形波発生器１６は、１ＧＨｚのサンプリング周波数と、１Ｖの振幅レベルＶｉを有する矩形波信号を発生して出力する。本シミュレーションにおいて、インダクタＬ０のインダクタンスを１ｎＨとし、キャパシタＣ１１及びＣ１３の各静電容量を２ｐＦとし、キャパシタＣ２の静電容量を１ｐＦとし、インダクタＬ１１，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２３のインダクタンスを２ｎＨとし、インダクタＬ１２，Ｌ２２のインダクタンスを１ｎＨとし、放射空間抵抗Ｒ１を５０Ωとする。また、インダクタＬ１１及びＬ２１の相互結合係数及びインダクタＬ１３及びＬ２３の相互結合係数を０．９と近似し、インダクタＬ１２及びＬ２２の相互結合係数を０．２と近似した。矩形波発生器１６からの矩形波信号は、アンテナ装置１５を介して、放射空間抵抗Ｒ１に伝送され、空間側で測定される電圧Ｖｏがシミュレーションされる。
図１７は、図１６のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。図１７において、放射空間抵抗Ｒ１側の電圧Ｖｏの波形は、図１５と比較して、基本周波数成分を減少させるため、電圧Ｖｏの振幅は減少するものの、高調波成分と基本周波数成分との差が小さくなることで、矩形波の歪み度合いが減少している。
次に、従来例に係るアンテナ装置と、本実施形態に係るアンテナ装置とを、アンテナ構造の違いを直接考慮できる電磁界シミュレータを用いて比較実験を行った。図１８は、電磁界シミュレータを用いた比較例におけるシミュレーション回路図である。なお、比較実験において、従来例に係るアンテナ装置の放射導体３３の長さ３３ａを１５．９ｍｍ、幅３３ｂを２４．４ｍｍとし、誘電体基板１の比誘電率を２．５とし、本実施形態に係るアンテナ装置の放射導体３の長さＬＢを１５．９ｍｍ、幅ＬＣを２４．４ｍｍとし、切欠き５及び６の長さＬＡ，ＬＡを１０．７ｍｍとし、奥行きＬＤ及びＬＤを０．８２ｍｍとする。また、送信側負荷Ｒ３を５０Ωとし、空間側負荷Ｒ４を１ｋΩとする。これらのアンテナモデルを送信側及び受信側で対にしてアンテナの２ポートモデル１８を構成し、クロック信号発生器１７により発生された１ＧＨｚサンプリングの擬似Ｍ系列ランダムクロック信号Ｖｓを送信側から送信し、受信側で受信された信号Ｖｏの信号波形のアイパターン解析を行った。解析方法は送信側及び受信側間の伝達関数を電磁界シミュレーションにより求め、その伝達関数を用いて擬似Ｍ系列ランダムクロック信号Ｖｓの伝送を評価するシミュレーションモデルにより行った。
図１９及び図２０は、それぞれ従来例及び本実施形態に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。図１９及び図２０に示すように、本実施形態に係るアンテナ装置では、高調波成分と基本周波数成分の差が小さくなることで、従来例に係るアンテナ装置に比較して、矩形波の歪み度合いを低減して矩形波としての波形形状を保った信号受信ができることがわかる。
以上説明したように、本実施形態に係るアンテナ装置によれば、放射導体３に、Ｅ面と交差する辺に形成された切欠き５，６を設けることによって、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができるので、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる無線デジタル信号の波形歪みを低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うことができるので、回路構成が単純でかつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
なお、本実施形態において、切欠き５及び６は矩形であった。しかし、本発明はこの構成に限らず、切欠き５及び６は、例えば図２１〜図２３に示すような他の形状であってもよい。また、放射導体３は矩形であったが、例えば図２４に示すように円形等の他の形状であってもよい。切欠き５及び６及び放射導体３は、図２１〜図２４に示した形状の他、様々な変形を考え得ることは言うまでもない。さらに、切欠き５と切欠き６の形状が互いに異なっていてもよい。またさらに、いずれか一方の切欠き５及び６のみが設けられてもよい。
また、給電線を背面同軸型給電方式の同軸ケーブル１０としたが、本発明はこれに限らず、共平面型給電方式又は電磁結合型方式等としてもよい。
第２の実施形態．
図２５は本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図２６は図２５に対応する斜視図であり、図２７は図２５のＧ−Ｇ’面における縦断面図である。本実施形態に係るアンテナ装置は、図１乃至図３に示した第１の実施形態に係るアンテナ装置に比較して、誘電体基板１に代えて誘電体基板１Ａを備えた点が異なる。それ以外の点については、図１乃至図３に示した第１の実施形態と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
図２５乃至図２７において、誘電体基板１Ａは、Ｅ面と交差する位置かつそれぞれ切欠き５，６の近傍に形成された、誘電体基板１Ａの表面に開口した凹形状の溝７，８を有する。溝７，８は、それぞれ長さ７ｂ及び８ｂと、幅７ａ及び８ａと、深さ７ｄ及び８ｄを有する。溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、誘電体基板１の厚さに等しい。溝７及び８の幅７ａ及び８ａは、それぞれ定在波分布の周期長Ｌｓの３分の１より短くなるように設定される。また、溝７は、放射導体３の重心点から距離７ｃの位置に形成され、溝８は、給電点９から距離８ｃの位置に形成され、溝７及び８は、Ｈ面に対して対称に形成される。
上記構成によれば、誘電体基板１に溝７，８を設けることにより、溝７，８近傍の誘電体基板１の電界強度が誘電体基板１の他の部分よりも小さくなり、磁流が低減される。これにより、第１の実施形態と同様に、等価回路におけるインダクタ間の相互結合係数を小さくする作用を生じ、その結果、基本波モードの電磁結合を選択的に低減させ、電界の基本周波数成分を抑制することができる。
以上説明したように、本実施形態に係るアンテナ装置によれば、誘電体基板１に凹形状の溝７，８を設けることにより、第１の実施形態と同様に、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを低減することができる。
なお、本実施形態において、図２５乃至図２７に示した溝７及び８の形成位置は一例であり、溝７及び８は、例えば図２８乃至図３０に示すような他の位置に配置されてもよい。図２８において、溝７に代えて溝７Ａが形成され、溝７Ａの長さ７Ａｂが図２５乃至図２７に示した溝７の長さ７ｂよりも大きく、誘電体基板１の端部近傍にまで延在していてもよい。溝７Ａは、誘電体基板１の端部から放射導体３の重心点又は給電点９までの位置に形成されてよい。図２９において、溝７に代えて溝７Ｂが形成され、放射導体３の重心点からの溝７Ｂの距離７Ｂｃが図２５乃至図２７に示した放射導体３の重心点からの溝７の距離７ｃよりも小さく、溝７Ｂの一部が放射導体３の一部と重なっていてもよい。溝７Ｂの一部が放射導体３の一部と重なることにより、等価回路におけるキャパシタＣ１２（図１３参照。）の静電容量を減少させることができ、容易にアンテナ部分の静電容量を変えた設計ができるという効果がある。また、図３０において、溝７に代えて溝７Ｃが形成され、溝７Ｃの幅７Ｃａが図２５乃至図２７に示した溝７の幅７ａよりも大きく、放射導体３の一部と重なってもいてもよい。溝７Ｃの幅７Ｃａは、放射導体３全体の幅ＬＣ及び長さＬＢの和の３分の１よりも短くなる任意の値に設定されてよい。図２８乃至図３０において、溝７の変形例である溝７Ａ，７Ｂ，７Ｃについて示したが、溝８についても同様の変形例が考えられることは言うまでもない。
また、溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、誘電体基板１の厚さに等しいとした。しかし、本発明はこの構成に限らず、溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、ゼロから誘電体基板１の厚さに等しい値までの範囲内であれば、任意の値であってよい。また、溝７の長さ７ｂ、幅７ａ及び深さ７ｄと、溝８の長さ８ｂ、幅８ａ及び深さ８ｄとは、それぞれ同一であったが、互いに異なる値に設定されてもよい。さらに、溝７，８は平面図において矩形状であったが、本発明はこの形状に限らず、円形等の他の形状であってもよい。
また、本実施形態において、切欠き５，６及び溝７，８を両方設けたが、切欠き５，６を設けずに、溝７，８のみを設けてもよい。
以下、発明者による従来技術及び実施形態に係るアンテナ装置に関するシミュレーション結果について説明する。
図３１は、従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置（発明者による試作アンテナであって、２つの試作例がある。）の各１対を対向させてそれぞれ無線伝送システム及び有線伝送システムを形成したときの基本波モード及び二次以上の高調波モードの伝送信号に対する通過減衰量Ｓ２１［ｄＢ］を示すグラフである。図３１において、各プロット点を結ぶ折れ線以外の直線は無線伝送システム及び有線伝送システムにおける線形近似の直線である。図３１から明らかなように、無線伝送システム及び有線伝送システムのいずれのシステムにおいても、二次以上の高調波成分の信号レベルは基本波成分の信号レベルに比較して大幅に減衰している。
次いで、以下の４つのアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１の比較結果を以下に示す。図３２は従来技術に係る正方形状の矩形パッチアンテナ装置（第１の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図であり、図３３は第１の実施形態に係るアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。また、図３４は従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図４のアンテナ装置であって、図３２の矩形パッチアンテナ装置のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置：第２の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。さらに、図３５は従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図１のアンテナ装置であって、Ｈ形状のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置：第３の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。図３２乃至図３５において、１０１は基本波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示し、１０２は二次高調波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示し、１０３は三次高調波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示す。なお、図３２乃至図３５において、反射減衰量の極小点で共振が発生し、一般に、その共振点の周波数での反射減衰量が小さい方が伝送信号レベルは大きくなる。
図３２及び図３３の比較から明らかなように、本実施形態の効果（切欠形成の効果）として、基本波モードの伝送信号レベルを下げるが、三次高調波モードの信号レベルを上げる作用効果を有する。また、図３４及び図３５から明らかなように、基本波モードの伝送信号レベルは変化するが、三次以上の高調波モードの共振を得ることができないので、三次以上の高調波モードでの信号レベルを上げる作用効果を得ることはできない。
本発明に係るアンテナ装置によれば、放射導体が、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したので、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができ、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを大幅に低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うので、回路構成が単純でかつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
本発明に係るアンテナ装置は、例えば、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する無線バスや無線インタコネクション等に利用することができる。
本発明は、アンテナ装置に関し、特に、無線デジタル信号を直接的に無線送受信するためのアンテナ装置に関する。
無線デジタル信号を直接的に無線送受信するための広帯域アンテナ装置が普及しつつある。特許文献１に、広帯域に渡って高調波モードの発生を低減した従来例に係るマイクロストリップアンテナが開示されている。特許文献１は、マイクロストリップアンテナの各共振モードの分布に着目し、誘電体基板面に形成された放射導体板の四隅に切欠きを設けることにより、高次周波数共振モードを抑制してアンテナ特性を制御する。
特開平０５−１２９８２５号公報。 特開２００５−２７８０６７号公報。 特開２００５−０７９９７２号公報。 Ramesh Garg, et al., "Microstrip antenna Design Handbook", Artech House, November 2000. 子安修ほか「高速イーサネットケーブルの改良とパッシブイコライザによる伝送特性の改善」電子情報通信学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｃ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．８７３−８８０，２００４年１１月１日。
しかしながら、上記従来例に係るマイクロストリップアンテナにおいて、矩形波の無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合、矩形波の基本周波数成分に比較して高調波成分が減衰し（例えば、詳細後述する図３１の従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置の高次次数に対する通過減衰量Ｓ２１の特性を参照。）、その結果、受信側で受信される無線デジタル信号波形が歪むという問題点があった。
本発明の目的は以上の問題点を解決し、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを低減するアンテナ装置を提供することにある。
第１の発明に係るアンテナ装置は、裏面に接地導体を形成してなる誘電体基板と、前記誘電体基板の表面に形成された放射導体とを備え、前記放射導体の給電点を介して無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信するためのアンテナ装置において、前記放射導体は、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成することにより、上記伝送された無線デジタル信号の波形歪みを低減させることを特徴とする。
上記アンテナ装置において、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベル及び二次の高調波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したことを特徴とする。
また、上記アンテナ装置において、前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の辺の略中央に形成される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記放射導体の辺に対応する前記各切欠きの辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定される。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記切欠きが前記放射導体の重心点又は前記給電点に位置しないように形成される。
また、上記アンテナ装置において、前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の両方の辺にそれぞれ形成され、かつ、前記電界面に直交する磁界面に対して対称に形成される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記誘電体基板は、前記電界面と交差する少なくとも１つの位置であって前記切欠きの近傍の位置に形成された少なくとも１つの溝をさらに備える。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記各溝の深さは、ゼロから前記誘電体基板の厚さと等しい値までの範囲のうちの１つの値に設定される。
また、上記アンテナ装置において、前記放射導体の辺に平行な前記各溝の辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定される。
さらに、上記アンテナ装置において、前記各溝が前記誘電体基板の端部から前記放射導体の重心点又は前記給電点までの位置に形成される。
またさらに、上記アンテナ装置において、前記誘電体基板は少なくとも２つの溝を有し、前記２つの溝は前記磁界面に対して対称に形成される。
本発明に係るアンテナ装置によれば、放射導体が、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したので、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができ、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを大幅に低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うので、回路構成が単純であり、かつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図２は図１のアンテナ装置の外観を示す斜視図であり、図３は図１のＡ−Ａ’面における縦断面図である。本実施形態に係るアンテナ装置は、例えばマイクロストリップアンテナであって、例えば無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信する無線バスや無線インタコネクション等に用いられる。図１乃至図３において、アンテナ装置は、誘電体基板１と、接地導体２と、長さＬＣ及び幅ＬＢを有する放射導体３と、給電線１０とを備えて構成される。放射導体３は、周辺部分のうち、放射電界の方向が平行となる電界面（以下、Ｅ面という。）と交差する辺の略中央にそれぞれ形成された切欠き５，６を有する。切欠き５は奥行きＬＤ及び長さ（幅）ＬＡを有し、切欠き６は奥行きＬＤ及び長さＬＡを有し、切欠き５及び６は、Ｈ面に対して対称に形成される。
接地導体２は誘電体基板１の裏面に形成され、誘電体基板１の表面には放射器となる放射導体３が形成される。給電線である同軸ケーブル１０は、中心導体１１と、接地導体１３と、これらの導体１１，１３間を絶縁する誘電体１２により構成される。ここで、中心導体１１は、誘電体基板１を厚さ方向に貫通するスルーホール１４ｈ内に充填されたスルーホール導体１４を介して、放射導体３の給電点９に接続される。また、接地導体１３は、接地導体２に接続される。同軸ケーブル１０は、デジタル伝送信号を送受信するために、給電点９から放射導体３に給電する。同軸ケーブル１０により給電される無線信号は、放射導体３の給電点９に給電されることにより、放射導体３を励振して当該無線信号を自由空間に放射する。
次に、図４及び図５を参照して、図１の切欠き５及び６の大きさの設定方法について説明する。図４は、切欠き５及び６を設けない状態の放射導体３３を備えたアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図５は図４のＢ−Ｂ’面における縦断面図である。図４及び図５において、放射導体１と接地導体２との間で電磁界の共振が起きる際の、一番低い周波数（以下、基本周波数という。）での電界の振動の様子を示すために、電気力線の流れの瞬間を模式的に示す。電気力線の向きをＤｅとし、磁流の向きをＤｈとする。このときの共振電界の分布は、ほぼＥ面に平行な方向で分布し、Ｅ面に直交する磁界面（以下、Ｈ面という。）でほぼ対称になる。Ｅ面は、図５のＢ−Ｂ’面において誘電体基板１の厚さ方向であってＢ−Ｂ’面に平行な面であり、Ｈ面は、Ｅ面と直交しかつ誘電体基板１の厚さ方向に存在する。このような基本周波数での共振電界は、放射導体３３のＨ面部分が節となる定在波になる。このように放射導体３３の周辺部に沿ってλ／２波長相当の共振電界が定在波として分布することから、図４に示すように、定在波分布の周期長Ｌｓに沿った、電界の定在波の空間強度分布の空間調波成分を考慮して、基本空間高調波成分が基本共振周波数の電磁放射に寄与するものと考える。
従って、本実施形態において、基本周波数成分を抑制するために、空間調波成分の基本成分を抑制するように、切欠き５，６の長さＬＡ，ＬＡは、それぞれ定在波分布の周期長Ｌｓの３分の１より短くなるように設定される。言い換えると、切欠き５，６の長さＬＡ，ＬＡは、切欠き５，６を形成しないときの放射導体３３の全周の６分の１の長さより短くなるように設定される。即ち、図１乃至図３において、次式（１）が成り立つように設定される。
［数１］
ＬＡ＜（ＬＢ＋ＬＣ）／３ （１）
また、切欠き５，６は、基本周波数の共振電界の節に当たるＨ面と放射導体３に交点を含まず、かつ、電界の基本周波数での定在波分布の腹の部分、即ち放射導体３の周辺部分の漏れ電界が大きくなるＥ面との交差部分を含む位置に設けられる。また、切欠き５，６は、基本共振周波数での共振を阻害しないように、放射導体３の重心点に位置しないように形成され、かつ、給電を妨げないように、給電点９に位置しないように形成される。これにより、基本周波数成分の定在波分布のピークに近い値を抑制することができる。
上記構成を有するアンテナ装置について、以下、その動作及び効果について説明する。図６は、切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置と、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置との各モードにおける電界及び磁流分布を比較するための図である。図６において、各放射導体における固有振動のうち低いほうから、基本周波数成分の動作モードである基本波モード、二次高調波成分の動作モードである二次高調波モード、及び三次高調波成分の動作モードである三次高調波モードとする。図６に示すように、基本波モードにおいて、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５，６が設けられているため、切欠き５，６が無い場合よりも全体の磁流分布が減少する。第２モードにおいて、両者に大きな違いは無い。三次高調波モードにおいて、従来例に係るアンテナ装置では磁流が相殺されて減少するが、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５，６が設けられているため、基本波モードとほぼ同じ程度の磁流を生じる。従って、本実施形態に係るアンテナ装置では、切欠き５，６が無い場合と比較して、基本波モードにおける磁流分布が減少し、基本周波数成分が抑制されることがわかる。
図７は、切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図８は、図７のＣ−Ｃ’面における縦断面図であり、図９は、図７のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。なお、図８において、同軸ケーブル１０は図示を省略する。図７及び図８において、従来例に係るアンテナ装置では、放射導体３３及び接地導体２間の電界のうち、放射導体３３の端部に分布するいわゆる漏れ電界と、それに起因する磁流による電磁結合によってアンテナ装置からの放射電磁界が形成される。従って、図９の等価回路に示すように、切欠きを設けない従来例に係るアンテナ装置は、放射導体３３及び接地導体２間のキャパシタＣ１と、自由空間側への相互誘導を示すインダクタＬ１及びＬ２とのモデルで表すことができる。
図１０は、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図１１は、図１０のＤ−Ｄ’面及びＦ−Ｆ’面における縦断面図であり、図１２は、図１０のＥ−Ｅ’面における縦断面図であり、図１３は、図１０のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。なお、図１２において、同軸ケーブル１０は図示を省略する。図１０において、本実施形態に係るアンテナ装置では放射導体３に切欠き５及び６が設けられている故に、放射導体３が切欠き５，６によって３つの矩形部分によって構成されると考えることができ、図１３に示すように、放射導体３３の各部及び接地導体２間のキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、自由空間側への相互誘導を示すインダクタＬ１１〜Ｌ１３及びＬ２１〜Ｌ２３とのモデルで表すことができる。
図１４は、図９の等価回路を用いた従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。図１４において、従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路は、矩形波信号発生器１６と、インダクタＬ０と、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を含むアンテナ装置３５と、インダクタＬ２と、放射空間抵抗Ｒ１とを備えて構成される。矩形波信号発生器１６は、１ＧＨｚのサンプリング周波数と、１Ｖの振幅レベルＶｉを有する矩形波信号を発生して出力する。本シミュレーションにおいて、インダクタＬ０のインダクタンスを１ｎＨとし、キャパシタＣ１の静電容量を５ｐＦとし、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを共に５ｎＨとし、放射空間抵抗Ｒ１の抵抗値を５０Ωとする。また、インダクタＬ１及びＬ２の相互結合係数を０．９と近似した。矩形波信号発生器１６からの矩形波信号は、アンテナ装置３５を介して、放射空間抵抗Ｒ１に伝送され、空間側で測定される電圧Ｖｏがシミュレーションされる。
図１５は、図１４のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。図１５において、放射空間抵抗Ｒ１側の電圧Ｖｏの波形は、入力信号である矩形波Ｖｉと比較して、アンテナ装置３５の特性により歪むことが見て取れる。
図１６は、図１３の等価回路を用いた本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。図１６において、本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路は、矩形波信号発生器１６と、インダクタＬ０と、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３及びインダクタＬ１１〜Ｌ１３を含むアンテナ装置１５と、インダクタＬ２１〜Ｌ２３と、放射空間抵抗Ｒ１とを備えて構成される。矩形波発生器１６は、１ＧＨｚのサンプリング周波数と、１Ｖの振幅レベルＶｉを有する矩形波信号を発生して出力する。本シミュレーションにおいて、インダクタＬ０のインダクタンスを１ｎＨとし、キャパシタＣ１１及びＣ１３の各静電容量を２ｐＦとし、キャパシタＣ２の静電容量を１ｐＦとし、インダクタＬ１１，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２３のインダクタンスを２ｎＨとし、インダクタＬ１２，Ｌ２２のインダクタンスを１ｎＨとし、放射空間抵抗Ｒ１を５０Ωとする。また、インダクタＬ１１及びＬ２１の相互結合係数及びインダクタＬ１３及びＬ２３の相互結合係数を０．９と近似し、インダクタＬ１２及びＬ２２の相互結合係数を０．２と近似した。矩形波発生器１６からの矩形波信号は、アンテナ装置１５を介して、放射空間抵抗Ｒ１に伝送され、空間側で測定される電圧Ｖｏがシミュレーションされる。
図１７は、図１６のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。図１７において、放射空間抵抗Ｒ１側の電圧Ｖｏの波形は、図１５と比較して、基本周波数成分を減少させるため、電圧Ｖｏの振幅は減少するものの、高調波成分と基本周波数成分との差が小さくなることで、矩形波の歪み度合いが減少している。
次に、従来例に係るアンテナ装置と、本実施形態に係るアンテナ装置とを、アンテナ構造の違いを直接考慮できる電磁界シミュレータを用いて比較実験を行った。図１８は、電磁界シミュレータを用いた比較例におけるシミュレーション回路図である。なお、比較実験において、従来例に係るアンテナ装置の放射導体３３の長さ３３ａを１５．９ｍｍ、幅３３ｂを２４．４ｍｍとし、誘電体基板１の比誘電率を２．５とし、本実施形態に係るアンテナ装置の放射導体３の長さＬＢを１５．９ｍｍ、幅ＬＣを２４．４ｍｍとし、切欠き５及び６の長さＬＡ，ＬＡを１０．７ｍｍとし、奥行きＬＤ及びＬＤを０．８２ｍｍとする。また、送信側負荷Ｒ３を５０Ωとし、空間側負荷Ｒ４を１ｋΩとする。これらのアンテナモデルを送信側及び受信側で対にしてアンテナの２ポートモデル１８を構成し、クロック信号発生器１７により発生された１ＧＨｚサンプリングの擬似Ｍ系列ランダムクロック信号Ｖｓを送信側から送信し、受信側で受信された信号Ｖｏの信号波形のアイパターン解析を行った。解析方法は送信側及び受信側間の伝達関数を電磁界シミュレーションにより求め、その伝達関数を用いて擬似Ｍ系列ランダムクロック信号Ｖｓの伝送を評価するシミュレーションモデルにより行った。
図１９及び図２０は、それぞれ従来例及び本実施形態に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。図１９及び図２０に示すように、本実施形態に係るアンテナ装置では、高調波成分と基本周波数成分の差が小さくなることで、従来例に係るアンテナ装置に比較して、矩形波の歪み度合いを低減して矩形波としての波形形状を保った信号受信ができることがわかる。
以上説明したように、本実施形態に係るアンテナ装置によれば、放射導体３に、Ｅ面と交差する辺に形成された切欠き５，６を設けることによって、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができるので、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる無線デジタル信号の波形歪みを低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うことができるので、回路構成が単純でかつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
なお、本実施形態において、切欠き５及び６は矩形であった。しかし、本発明はこの構成に限らず、切欠き５及び６は、例えば図２１〜図２３に示すような他の形状であってもよい。また、放射導体３は矩形であったが、例えば図２４に示すように円形等の他の形状であってもよい。切欠き５及び６及び放射導体３は、図２１〜図２４に示した形状の他、様々な変形を考え得ることは言うまでもない。さらに、切欠き５と切欠き６の形状が互いに異なっていてもよい。またさらに、いずれか一方の切欠き５及び６のみが設けられてもよい。
また、給電線を背面同軸型給電方式の同軸ケーブル１０としたが、本発明はこれに限らず、共平面型給電方式又は電磁結合型方式等としてもよい。
第２の実施形態．
図２５は本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図であり、図２６は図２５に対応する斜視図であり、図２７は図２５のＧ−Ｇ’面における縦断面図である。本実施形態に係るアンテナ装置は、図１乃至図３に示した第１の実施形態に係るアンテナ装置に比較して、誘電体基板１に代えて誘電体基板１Ａを備えた点が異なる。それ以外の点については、図１乃至図３に示した第１の実施形態と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
図２５乃至図２７において、誘電体基板１Ａは、Ｅ面と交差する位置かつそれぞれ切欠き５，６の近傍に形成された、誘電体基板１Ａの表面に開口した凹形状の溝７，８を有する。溝７，８は、それぞれ長さ７ｂ及び８ｂと、幅７ａ及び８ａと、深さ７ｄ及び８ｄを有する。溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、誘電体基板１の厚さに等しい。溝７及び８の幅７ａ及び８ａは、それぞれ定在波分布の周期長Ｌｓの３分の１より短くなるように設定される。また、溝７は、放射導体３の重心点から距離７ｃの位置に形成され、溝８は、給電点９から距離８ｃの位置に形成され、溝７及び８は、Ｈ面に対して対称に形成される。
上記構成によれば、誘電体基板１に溝７，８を設けることにより、溝７，８近傍の誘電体基板１の電界強度が誘電体基板１の他の部分よりも小さくなり、磁流が低減される。これにより、第１の実施形態と同様に、等価回路におけるインダクタ間の相互結合係数を小さくする作用を生じ、その結果、基本波モードの電磁結合を選択的に低減させ、電界の基本周波数成分を抑制することができる。
以上説明したように、本実施形態に係るアンテナ装置によれば、誘電体基板１に凹形状の溝７，８を設けることにより、第１の実施形態と同様に、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを低減することができる。
なお、本実施形態において、図２５乃至図２７に示した溝７及び８の形成位置は一例であり、溝７及び８は、例えば図２８乃至図３０に示すような他の位置に配置されてもよい。図２８において、溝７に代えて溝７Ａが形成され、溝７Ａの長さ７Ａｂが図２５乃至図２７に示した溝７の長さ７ｂよりも大きく、誘電体基板１の端部近傍にまで延在していてもよい。溝７Ａは、誘電体基板１の端部から放射導体３の重心点又は給電点９までの位置に形成されてよい。図２９において、溝７に代えて溝７Ｂが形成され、放射導体３の重心点からの溝７Ｂの距離７Ｂｃが図２５乃至図２７に示した放射導体３の重心点からの溝７の距離７ｃよりも小さく、溝７Ｂの一部が放射導体３の一部と重なっていてもよい。溝７Ｂの一部が放射導体３の一部と重なることにより、等価回路におけるキャパシタＣ１２（図１３参照。）の静電容量を減少させることができ、容易にアンテナ部分の静電容量を変えた設計ができるという効果がある。また、図３０において、溝７に代えて溝７Ｃが形成され、溝７Ｃの幅７Ｃａが図２５乃至図２７に示した溝７の幅７ａよりも大きく、放射導体３の一部と重なってもいてもよい。溝７Ｃの幅７Ｃａは、放射導体３全体の幅ＬＣ及び長さＬＢの和の３分の１よりも短くなる任意の値に設定されてよい。図２８乃至図３０において、溝７の変形例である溝７Ａ，７Ｂ，７Ｃについて示したが、溝８についても同様の変形例が考えられることは言うまでもない。
また、溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、誘電体基板１の厚さに等しいとした。しかし、本発明はこの構成に限らず、溝７，８の深さ７ｄ，８ｄは、ゼロから誘電体基板１の厚さに等しい値までの範囲内であれば、任意の値であってよい。また、溝７の長さ７ｂ、幅７ａ及び深さ７ｄと、溝８の長さ８ｂ、幅８ａ及び深さ８ｄとは、それぞれ同一であったが、互いに異なる値に設定されてもよい。さらに、溝７，８は平面図において矩形状であったが、本発明はこの形状に限らず、円形等の他の形状であってもよい。
また、本実施形態において、切欠き５，６及び溝７，８を両方設けたが、切欠き５，６を設けずに、溝７，８のみを設けてもよい。
以下、発明者による従来技術及び実施形態に係るアンテナ装置に関するシミュレーション結果について説明する。
図３１は、従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置（発明者による試作アンテナであって、２つの試作例がある。）の各１対を対向させてそれぞれ無線伝送システム及び有線伝送システムを形成したときの基本波モード及び二次以上の高調波モードの伝送信号に対する通過減衰量Ｓ２１［ｄＢ］を示すグラフである。図３１において、各プロット点を結ぶ折れ線以外の直線は無線伝送システム及び有線伝送システムにおける線形近似の直線である。図３１から明らかなように、無線伝送システム及び有線伝送システムのいずれのシステムにおいても、二次以上の高調波成分の信号レベルは基本波成分の信号レベルに比較して大幅に減衰している。
次いで、以下の４つのアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１の比較結果を以下に示す。図３２は従来技術に係る正方形状の矩形パッチアンテナ装置（第１の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図であり、図３３は第１の実施形態に係るアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。また、図３４は従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図４のアンテナ装置であって、図３２の矩形パッチアンテナ装置のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置：第２の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。さらに、図３５は従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図１のアンテナ装置であって、Ｈ形状のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置：第３の比較例）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。図３２乃至図３５において、１０１は基本波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示し、１０２は二次高調波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示し、１０３は三次高調波モードの反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］を示す。なお、図３２乃至図３５において、反射減衰量の極小点で共振が発生し、一般に、その共振点の周波数での反射減衰量が小さい方が伝送信号レベルは大きくなる。
図３２及び図３３の比較から明らかなように、本実施形態の効果（切欠形成の効果）として、基本波モードの伝送信号レベルを下げるが、三次高調波モードの信号レベルを上げる作用効果を有する。また、図３４及び図３５から明らかなように、基本波モードの伝送信号レベルは変化するが、三次以上の高調波モードの共振を得ることができないので、三次以上の高調波モードでの信号レベルを上げる作用効果を得ることはできない。
本発明に係るアンテナ装置によれば、放射導体が、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したので、高調波成分の放射強度に対して基本周波数成分の放射強度を低減させることができ、無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に無線送受信する場合に、矩形波形の高調波成分が基本周波数成分より減少することによって生じる波形歪みを大幅に低減することができる。
また、送信される矩形波形の基本周波数成分を低減する動作を受動素子によって行うので、回路構成が単純でかつ能動素子を用いた場合に比べて消費電力を低減できる。
本発明に係るアンテナ装置は、例えば、無線デジタル信号を直接的に無線送受信する無線バスや無線インタコネクション等に利用することができる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図１のアンテナ装置の外観を示す斜視図である。 図１のＡ−Ａ’面における縦断面図である。 切欠き５及び６を設けない状態の放射導体３３を備えたアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図４のＢ−Ｂ’面における縦断面図である。 切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置と、切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置との各モードにおける電界及び磁流分布を比較するための図である。 切欠き５及び６を設けない従来例に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図７のＣ−Ｃ’面における縦断面図である。 図７のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。 切欠き５及び６を設けた本実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図１０のＤ−Ｄ’面及びＦ−Ｆ’面における縦断面図である。 図１０のＥ−Ｅ’面における縦断面図である。 図１０のアンテナ装置の等価回路を示す回路図である。 図９の等価回路を用いた従来例に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。 図１４のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。 図１３の等価回路を用いた本実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション用回路を示す回路図である。 図１６のシミュレーション回路を用いて行ったシミュレーション結果を示す波形図である。 電磁界シミュレータを用いた比較例におけるシミュレーション回路図である。 従来例に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。 本実施形態に係るアンテナ装置により受信された受信信号のアイパターンのシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第１の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第２の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第３の例を示す平面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の切欠き５Ａ〜５Ｄ，６Ａ〜６Ｄ及び放射導体３の形状の第４の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 図２５に対応する斜視図である。 図２５のＧ−Ｇ’面における縦断面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第１の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第２の例を示す平面図である。 本発明の第２の実施形態の変形例に係るアンテナ装置の溝７Ａ〜７Ｃの位置の第３の例を示す平面図である。 従来技術に係るオーバルダイポール広帯域アンテナ装置（発明者による試作アンテナであって、２つの試作例がある。）の各１対を対向させてそれぞれ無線伝送システム及び有線伝送システムを形成したときの基本波モード及び二次以上の高調波モードの伝送信号に対する通過減衰量Ｓ２１［ｄＢ］を示すグラフである。 従来技術に係る正方形状の矩形パッチアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 第１の実施形態に係るアンテナ装置における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図４のアンテナ装置であって、図３２の矩形パッチアンテナ装置のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。 従来技術に係る矩形ループスロットアンテナ装置（特許文献３の図１のアンテナ装置であって、Ｈ形状のパッチ導体の回りに所定の幅のスロットを介して接地導体を配置形成した装置）における反射減衰量Ｓ１１［ｄＢ］の周波数特性を示すスペクトラム図である。
１，１Ａ…誘電体基板、
２…接地導体、
３，３Ａ…放射導体、
５，６，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ…切欠き、
７，８，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ…溝、
９…給電点、
１０…同軸ケーブル、
１１…中心導体、
１２…誘電体、
１３…接地導体、
１４…スルーホール導体、
１４ｈ…スルーホール、
１５，３５…アンテナ装置、
１６…矩形波信号発生器、
１７…クロック信号発生器、
１８…アンテナの２ポートモデル、
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３…キャパシタ、
Ｌ０〜Ｌ２，Ｌ１１〜Ｌ１３，Ｌ２１〜Ｌ２３…インダクタ、
Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４…放射空間抵抗。

Claims (11)

  1. 裏面に接地導体を形成してなる誘電体基板と、前記誘電体基板の表面に形成された放射導体とを備え、前記放射導体の給電点を介して無線デジタル信号をベースバンド伝送で直接的に送受信するためのアンテナ装置において、
    前記放射導体は、上記アンテナ装置を励振したときの電界により定義される電界面と交差する前記放射導体の辺のうち少なくとも１つの辺に、少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成することにより、上記伝送された無線デジタル信号の波形歪みを低減させることを特徴とするアンテナ装置。
  2. 少なくとも三次の高調波信号レベルが基本波信号レベル及び二次の高調波信号レベルに比較して大きくなるように、少なくとも１つの切欠きを形成したことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の辺の略中央に形成されたことを特徴とする請求項１又は２記載のアンテナ装置。
  4. 前記放射導体の辺に対応する前記各切欠きの辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定されたことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  5. 前記切欠きが前記放射導体の重心点又は前記給電点に位置しないように形成されたことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  6. 前記切欠きは、前記電界面と交差する前記放射導体の両方の辺にそれぞれ形成され、かつ、前記電界面に直交する磁界面に対して対称に形成されたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  7. 前記誘電体基板は、前記電界面と交差する少なくとも１つの位置であって前記切欠きの近傍の位置に形成された少なくとも１つの溝をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  8. 前記各溝の深さは、ゼロから前記誘電体基板の厚さと等しい値までの範囲のうちの１つの値に設定されたことを特徴とする請求項７に記載のアンテナ装置。
  9. 前記放射導体の辺に平行な前記各溝の辺の長さの和は、前記各切欠きを形成しないときの前記放射導体の全周の６分の１よりも短くなるように設定されたことを特徴とする請求項７又は８記載のアンテナ装置。
  10. 前記各溝が前記誘電体基板の端部から前記放射導体の重心点又は前記給電点までの位置に形成されたことを特徴とする請求項７乃至９のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  11. 前記誘電体基板は少なくとも２つの溝を有し、前記２つの溝は前記磁界面に対して対称に形成されたことを特徴とする請求項７乃至１０のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008132785A1 (ja) * 2007-04-12 2008-11-06 Panasonic Corporation アンテナ装置
WO2010115191A1 (en) * 2009-04-03 2010-10-07 Board Of Trustees Of The University Of Arkansas Circularly polarized microstrip antennas
JP4922382B2 (ja) * 2009-11-27 2012-04-25 株式会社東芝 カプラ装置および結合素子
JP4818443B2 (ja) * 2009-12-24 2011-11-16 株式会社東芝 カプラ装置
JP4988017B2 (ja) 2010-07-23 2012-08-01 株式会社東芝 カプラ装置および情報処理装置
CN102118181A (zh) * 2011-01-02 2011-07-06 黄风义 数字信号的无线通信方法及系统
US9385430B2 (en) 2011-05-16 2016-07-05 Nec Corporation Broadband patch antenna
JP5737048B2 (ja) * 2011-08-12 2015-06-17 カシオ計算機株式会社 パッチアンテナ装置及び電波受信機器
US9231306B2 (en) * 2012-09-20 2016-01-05 Casio Computer Co., Ltd. Patch antenna and wireless communications device
WO2014054444A1 (ja) * 2012-10-01 2014-04-10 株式会社 エヌ・ティ・ティ・ドコモ リフレクトアレー
US9954285B2 (en) * 2014-09-12 2018-04-24 Taoglas Group Holdings Limited WiFi patch antenna with dual u-shaped slots
CN106030618B (zh) * 2014-11-07 2018-11-20 株式会社村田制作所 无线通信装置及其制造方法、以及带rfic元件贴片及其制作方法
US10476163B2 (en) * 2016-09-12 2019-11-12 Taoglas Group Holdings Limited Ultra-small planar antennas
WO2019017322A1 (ja) * 2017-07-20 2019-01-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 マルチバンド対応アンテナ及び無線通信装置
JP6764163B1 (ja) * 2019-11-21 2020-09-30 株式会社Ｓｐａｃｅ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ マイクロストリップアンテナ、情報機器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5216430A (en) * 1990-12-27 1993-06-01 General Electric Company Low impedance printed circuit radiating element
JPH05129825A (ja) 1991-11-07 1993-05-25 Mitsubishi Electric Corp マイクロストリツプアンテナ
JP3239435B2 (ja) * 1992-04-24 2001-12-17 ソニー株式会社 平面アンテナ
JPH11355009A (ja) 1998-06-09 1999-12-24 Murata Mfg Co Ltd ストリップライン共振器、ストリップラインフィルタ、ストリップラインデュプレクサ及び通信機装置
JP3415453B2 (ja) * 1998-08-31 2003-06-09 株式会社東芝 マイクロストリップアンテナ
TW431033B (en) * 1999-09-03 2001-04-21 Ind Tech Res Inst Twin-notch loaded type microstrip antenna
JP2002118417A (ja) * 2000-10-10 2002-04-19 Alps Electric Co Ltd 平面パッチアンテナ
JP2003051710A (ja) 2001-08-07 2003-02-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 円偏波アンテナ
JP2003078462A (ja) * 2001-08-31 2003-03-14 Sanyo Electric Co Ltd 無線装置、その信号受信方法、そのフィルタ係数測定方法、およびそのフィルタ係数測定プログラム
JP2005079972A (ja) 2003-09-01 2005-03-24 Alps Electric Co Ltd 平面アンテナ装置
JP2005278067A (ja) 2004-03-26 2005-10-06 Sony Corp アンテナ装置
WO2008132785A1 (ja) * 2007-04-12 2008-11-06 Panasonic Corporation アンテナ装置
JP5129825B2 (ja) 2010-01-13 2013-01-30 エスペック株式会社 圧力調整装置及び環境試験装置

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