JPWO2007132842A1 - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

誘導性等の負荷から、入力信号の再現性のよい出力信号の波形を出力する。負荷Ｌ１の両端の出力端子（５０，５１）に現われる出力信号Ｖｐ−ｎ１が入力端子（９ａ，９ｂ）側へフィードバックされた出力信号Ｖ１ａ，Ｖ１ｂを入力信号Ｖｉｎと比較して該信号間の誤差を検出し、該検出された信号間の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成し、さらに、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾きを検出し、該検出された傾き信号より入力信号Ｖｉｎとの傾き誤差を抑圧するような第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を生成し、該誤差抑圧信号の誤差量に応じて、負荷Ｌ１に電力を供給する期間と電力を供給しない期間の比率を変更する。

Description

本発明は、スピーカなどの負荷を駆動する駆動装置に関する。

尚、本明細書の記述は本件出願の優先権の基礎たる第１の日本特許出願（特願２００６−１３５５９６、２００６年５月１５日出願）、第２の日本特許出願（特願２００７−４２４８５、２００７年２月２２日出願）の明細書の記載に基づくものであって、これらの日本特許出願の番号を参照することによってこれらの日本特許出願の明細書の記載内容が本明細書の一部分を構成するものとする。

携帯電話機等の情報機器は、様々な機能が内蔵された非常に多機能化された製品となっている。これらの情報機器の多くは、バッテリーによって駆動されているため連続使用時間が限られており、今後のさらなる多機能化を考慮すると、内蔵される部品の１つ１つが低消費であることが望ましい。例えば、携帯電話機に内蔵されている部品で大電力を消費するものとして、送信用パワーアンプ、液晶ディスプレイ用バックライトなどがあるが、着信メロディなどの音声を再生する拡声用スピーカも大きな電力を消費する部品の１つである。ここ最近、低消費化対策の１つとして、スピーカの駆動方法を従来のＡＢ級アンプから電力効率が良好であるスイッチングアンプに置き換えられた製品が多くなってきている。

図８は、負荷としてダイナミック型スピーカ等の誘導性負荷を備えたスイッチングアンプ（Ｄ級アンプ）として構成した場合の駆動装置の構成例を示す（例えば、特許文献１、２参照）。

駆動装置３は、出力信号Ｖｐ−ｎ２を出力する駆動回路２０と、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成する誤差抑圧回路１１と、パルス変調信号であるスイッチング制御信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を出力するパルス変調手段としてのパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２と、ゲートドライバー１３と、第１のフィードバック手段としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５とを備えている。

駆動回路２０は、複数のスイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４からなるスイッチング回路１００を有し、駆動回路２０の接続点ＯＵＴＰとＯＵＴＮとの間の端子間には負荷としての誘導性負荷Ｌ１が接続されている。

各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４（ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ）は、誘導性負荷Ｌ１の一方の出力端子５０に接続される第１の端子４０（接続点ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）と、電源（Ｖｃｃ）又はグランドの端子に接続される第２の端子４１と、スイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎが入力される第３の端子４２とを有している。

スイッチング回路１００は、各スイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎに基づいて各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４をオン、オフ制御して、誘導性負荷Ｌ１への電力供給を制御する。誘導性負荷Ｌ１の端子と各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第１の端子４０との接続点（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）に設けられた出力端子５０、５１には、誘導性負荷Ｌ１の端子間電圧としての出力信号Ｖｐ−ｎ２が現われる。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５は、駆動回路２０の出力端子５０、５１に現われる出力信号Ｖｐ−ｎ２を、誤差抑圧回路１１内のフィードバック用抵抗ＲＦ１、ＲＦ２を介して、端子９ａ、９ｂへフィードバックさせる。ここでは、フィードバックされた信号として、出力信号Ｖ２ａ、Ｖ２ｂを用いる。

誤差抑圧回路１１は、差動増幅回路１１１と、端子９ａと１０ａとの間に接続されたコンデンサＣ２と、端子９ｂと１０ｂとの間に接続されたコンデンサＣ３と、入力端子８ａ−端子９ａ間、入力端子８ｂ−端子９ｂ間にそれぞれ接続された入力用抵抗ＲＳ１、ＲＳ２と、端子９ａ、９ｂに接続されたフィードバック用抵抗ＲＦ１、ＲＦ２とからなる積分器として構成されている。この誤差抑圧回路１１では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５を介してフィードバックされた出力信号Ｖ２ａ、Ｖ２ｂの振幅と、入力端子８ａ、８ｂに入力される入力信号Ｖｉｎの振幅とを比較して信号間の振幅の誤差を検出する。その検出された信号間の振幅の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した電圧（第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１）を生成する。ここでは、離散的ではなく連続的に処理される。

ここで、図８中において、スイッチングアンプの入力再現性を評価するために、便宜上、駆動回路２０の出力端子５０、５１にローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７を接続し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７の出力端子５２、５３から出力信号Ｖｐ−ｎ２０を取り出している。尚、これらのローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７は、駆動装置３には含まなくてもよく、スイッチングアンプとしての動作には関係しない。

回路動作としては、生成された第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１に基づいて、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２により、パルス幅が変調されたパルス変調信号としてのスイッチング制御信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を作成し、この作成されたスイッチング制御信号Ｖｐ１、Ｖｐ２は、ゲートドライバー１３を介して各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第３の端子４２に入力されることにより、各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４のオン、オフ制御がなされて、誘導性負荷Ｌ１に対して電流Ｉの供給制御が行われる。

図９は、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２およびゲートドライバー１３の内部構成を示す。

パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２は、三角波発生器９０と、２つのコンパレータ９１ａ、９１ｂとからなる。三角波発生器９０は、基準信号としての三角波を発生する。発生した三角波は、コンパレータ９１ａ、９１ｂに比較処理用として入力される。ゲートドライバー１３は、２つのデッドタイム発生回路９２ａ、９２ｂと、２つのドライブ回路９３ａ、９３ｂとからなる。

図１０は、図９に示すパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２およびゲートドライバー１３から出力される各種の信号波形のタイミングチャートを示す。

パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２では、誤差抑圧回路１１の端子１０ａ、１０ｂから出力された第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を基準信号である三角波３０２と比較し、その比較結果としてパルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を出力する。

ゲートドライバー１３では、パルス変調信号Ｖｐ１をデッドタイム発生回路９２ａに入力し、デッドタイム発生回路９２ａによりパルス変調信号Ｖｐ１の立ち上がり時間または立ち下がり時間をデッドタイム分だけそれぞれ遅延させる。次に、遅延させた信号をドライブ回路９３ａによりバッファリングし、スイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎとして出力する。これらスイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎに基づいてトランジスタ１０１とトランジスタ１０２とが駆動制御される。

同様に、パルス変調信号Ｖｐ２をデッドタイム発生回路９２ｂに入力し、デッドタイム発生回路９２ｂによりパルス変調信号Ｖｐ２の立ち上がり時間または立ち下がり時間をデッドタイム分だけそれぞれ遅延させる。次に、遅延させた信号をドライブ回路９３ｂによりバッファリングし、スイッチング制御信号Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎとして出力する。これらスイッチング制御信号Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎに基づいてトランジスタ１０３とトランジスタ１０４とが駆動制御される。

このようにゲートドライバー１３では、図１０に示すように、パルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２のそれぞれに、数ｎｓ〜数１０ｎｓ程度のノンオーバラップ期間（デッドタイム）を挿入するために、出力線はスイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎの４本になる。その結果、トランジスタ１０１とトランジスタ１０２のペア、又はトランジスタ１０３とトランジスタ１０４のペアが、それぞれ信号が変化する瞬間に同時にオンして、電源からグランドに大電流が流れることがないようにしている。

米国特許第６６１４２９７号明細書 米国特許第６２６２６３２号明細書

図８のスイッチングアンプでは、スイッチング信号の立ち上がり遅延、電源電圧の変動、各スイッチング素子のオン抵抗の不整合に起因するスイッチング波形の電圧誤差などの様々な誤差発生要因に基づいて、歪んだ出力波形となった出力信号Ｖ２ａ、Ｖ２ｂを端子９ａ、９ｂにフィードバックさせて、このフィードバックされた出力信号Ｖ２ａ、Ｖ２ｂと入力信号Ｖｉｎとの誤差成分を誤差抑圧回路１１で検出し、フィードバックループゲインによりその誤差が抑圧され、その誤差を補正した電圧として第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成している。この第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１は、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２に入力されて処理される。

図１１は、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２に入力される入力信号波形の信号レベルの変化を示す。ここで、入力信号波形として、誤差抑圧回路１１からパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２に入力される第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１のうち、誤差抑圧回路１１の端子１０ａにおける信号波形を示している。

入力信号波形３００は、図８の方式による入力信号波形を示す。一方、入力信号波形３０１は、期待する入力再現性の良好な入力信号波形を示す。この図から分かるように、入力信号波形３００は、期待する入力信号波形３０１と比較すると、期待値から誤差量Δだけずれていることが分かる。尚、３０２は、パルス幅変調信号を作成する際に用いられる基準信号としての三角波である。

このように、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２において、入力信号波形３００を図８の方式のようにフィードバックループゲインで補正しただけでは、波形歪を抑制するのは自ずと限界があり、期待する入力再現性の良好な信号を出力することができずに出力信号Ｖｐ−ｎ２の出力波形に歪を発生し（例えば、後述する図４（Ｃ）の波形のように歪む）、製品に高性能を要求する場合には、仕様を満足することができなくなってしまう。

図８に示したスイッチングアンプでは、出力信号Ｖ２ａ、Ｖ２ｂをフィードバックして、フィードバックループのゲインによって信号波形の歪を抑圧しているが、さらに出力信号の入力再現性を改善することが望まれる。

そこで、本発明の目的は、スイッチングアンプが出力する信号波形の歪をより効果的に抑圧し、さらに出力信号の入力再現性を改善した信号波形を生成できる駆動装置を提供することにある。

本発明は、スイッチング素子を用いて負荷に対する電力の供給制御をする駆動装置であって、前記負荷に接続された、複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路を有する駆動手段と、前記負荷の出力端子に現われる出力信号を、入力信号が入力される入力端子側へフィードバックさせる第１のフィードバック手段と、前記入力端子に接続され、前記第１のフィードバック手段によりフィードバックされた出力信号を前記入力信号と比較して該信号間の誤差を検出し、該誤差を補正した誤差抑圧信号を生成する誤差抑圧手段と、前記誤差抑圧信号に基づいて、前記駆動手段の前記複数のスイッチング素子の動作の切替えを制御する制御手段と、前記誤差抑圧手段から出力された信号の傾き成分を検出して、前記傾き成分を前記誤差抑圧手段の入力端子側へフィードバックさせる第２のフィードバック手段とを具え、前記誤差抑圧手段は、前記第１のフィードバック手段によりフィードバックされた出力信号に前記第２のフィードバック手段によりフィードバックされた前記傾き成分を加えた合成信号と前記入力信号とを比較して該信号間の誤差を検出し、該誤差を補正した誤差抑圧信号を生成することを特徴とする。

さらに、本発明は、前記第２のフィードバック手段は、前記誤差抑圧手段から出力された信号を微分する微分回路であることを特徴とする。

さらに、本発明は、前記第２のフィードバック手段は、ハイパスフィルタ、又は、バンドパスフィルタであることを特徴とする。

さらに、本発明は、前記負荷は、容量性負荷、又は、誘導性負荷であることを特徴とする。

さらに、本発明は、前記負荷は、圧電スピーカ、又は、ダイナミック型スピーカであることを特徴とする。

また、本発明の情報機器は、前記スイッチング素子を用いて負荷に対する電力の供給制御をする前記駆動装置と、通信機能および情報処理機能を有し前記駆動装置を制御する情報処理部と、前記駆動装置および前記情報処理部に対して電力を供給する電池と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、負荷の両端の出力端子に現われる出力信号が入力端子側へフィードバックされた出力信号を入力信号と比較して該信号間の誤差を検出し、該検出された信号間の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第１の誤差抑圧信号を生成することに加え、第１の誤差抑圧信号の傾きを検出し、該検出した傾き信号より入力信号との傾き誤差を抑圧するように、その傾き誤差をも補正した第２の誤差抑圧信号を生成し、該誤差抑圧信号に応じて、負荷に対する電力の供給制御をすることにより、出力信号波形の入力信号の再現性を向上することができる。

また、本発明によれば、上記駆動装置を情報機器に組込んで、負荷に対する電力の供給制御をするようにしたので、例えば、スピーカの音質を格段に向上させることができる。

図１は本発明の第１の実施の形態である、スイッチングアンプからなる駆動装置の構成例を示す回路図である。 図２は演算回路１８の一例としての微分回路を示す図である。 図３は駆動装置における基本的な回路動作を説明するフローチャートである。 図４は駆動装置の回路内の各部で生成される各種信号の波形を示す波形図である。 図５は演算回路に入力される波形を微分した場合の波形を示す波形図である。 図６は本発明の第２の実施の形態である、スイッチングアンプからなる駆動装置の構成例を示す回路図である。 図７は本発明の第３の実施の形態である、携帯電話機等の携帯情報端末からなる情報機器の構成例を示すブロック図である。 図８は従来の形態である、スイッチングアンプからなる駆動装置の構成例を示す回路図である。 図９はパルス変調手段およびゲートドライバーの構成を示すブロック図である。 図１０はパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２およびゲートドライバー１３から出力される各種の信号波形のタイミングチャートを示す。 図１１はパルス幅変調回路（ＰＷＭ）に入力される入力信号波形の信号レベルの変化を示す波形図である。

符号の説明

１、２、３ 駆動装置
８ａ、８ｂ 入力端子
９ａ、９ｂ 端子
１０ 駆動回路
１１ 誤差抑圧回路
１２ パルス幅変調回路（ＰＷＭ）
１３ ゲートドライバー
１４、１５ ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）
１６、１７ ローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）
１８ 演算回路
１９ａ、１９ｂ 誤差抑圧回路出力１１、パルス変調回路１２、演算回路１８の接続点
３０ａ、３０ｂ 演算回路１８の出力端子
４０ 第１の端子（接続点ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）
４１ 第２の端子
４２ 第３の端子
５０、５１ 出力端子
５２、５３ 端子
１００ スイッチング回路
１０１、１０２、１０３、１０４ スイッチング素子
２００ 携帯情報端末
２０１ スピーカ
２０２ 情報処理部
２０３ 電池
２０４ ＬＳＩ
Ｌ１ 誘導性負荷
Ｃ１ 容量性負荷

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。

［第１の例］
本発明の第１の実施の形態を、図１〜図５に基づいて説明する。なお、前述した図８の構成と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

本例では、本発明に係る駆動装置として、負荷としてダイナミック型スピーカ等の誘導性負荷を備えたスイッチングアンプ（Ｄ級アンプ）として構成した場合の例について説明する。

（回路構成）
図１は、スイッチングアンプ用の駆動装置１に、第２のフィードバック手段として演算回路１８を設けた場合の構成例を示す。

駆動装置１は、出力信号Ｖｐ−ｎ１を出力する駆動回路１０と、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾きを検出して傾き信号を生成する演算回路１８と、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾き信号がフィードバックされることによって新たな第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を生成することが可能となった誤差抑圧回路１１と、パルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を出力するパルス変調手段としてのパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２と、スイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎを駆動回路１０の各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４に出力するゲートドライバー１３と、第１のフィードバック手段としてのローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５とを備えている。ここでは、誤差抑圧回路１１は、積分器として構成されている。

駆動回路１０は、複数のスイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４からなるスイッチング回路１００を有し、駆動回路１０の接続点ＯＵＴＰとＯＵＴＮとの間の端子間には負荷としての誘導性負荷Ｌ１が接続されている。

ここで、スイッチングアンプの入力再現性を評価するために、便宜上、駆動回路１０の出力端子５０、５１にローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７を接続し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７の出力端子５２、５３から出力信号Ｖｐ−ｎ１０を取り出している。尚、これらのローパスフィルタ（ＬＰＦ３、ＬＰＦ４）１６、１７は、駆動装置１には含まなくてもよく、スイッチングアンプとしての動作には関係しない。

各部の構成について説明する。

演算回路１８は、誤差抑圧回路１１とパルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２との間に接続されている。この入力側の接続線１９ａ、１９ｂは、誤差抑圧回路１１から第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１が出力される出力ラインに分岐して接続され、その出力側の接続線３０ａ、３０ｂは、誤差抑圧回路１１内の抵抗ＲＦ３、ＲＦ４に接続されている。

演算回路１８は、信号の傾きを検出するための回路であり、例えば微分回路を用いて構成されるが、この構成に限定されるものではない。この他に例えば、設定したカットオフ周波数よりも高い周波数成分を通すハイパスフィルタや、通過帯域を制限したバンドパスフィルタを用いて構成するようにしてもよい。

図２は、演算回路１８の一例としての微分回路を示す。演算回路１８は、差動増幅回路１１２と、入力端子１９ａ、１９ｂと差動増幅回路１１２の入力端子との間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ４、Ｃ５と、差動増幅回路１１２の入力端子と出力端子３０ａ、３０ｂとの間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２とからなる。この場合、入力された信号を微分することにより傾きを検出した後、この検出された傾きを含む微分信号が出力される。

演算回路１８において、誤差抑圧回路１１から出力された第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾きを検出した後、この検出された傾きを含む検出信号Ｖｆｂ２は、フィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂと共に誤差抑圧回路１１に入力される。

そして、誤差抑圧回路１１では、その検出信号Ｖｆｂ２の傾きを含む出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂと入力信号Ｖｉｎの傾きとを比較して、該信号間の傾きの誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を生成する。

ここで、入力信号Ｖｉｎは、差動信号であっても入力端子８ａまたは８ｂを基準信号レベルに接続したシングルエンド入力でもよい。さらに、誤差抑圧回路１１もシングルエンド構成にして、差動出力であるＯＵＴＰ、ＯＵＴＮをシングルエンドに変換して、誤差抑圧回路１１にフィードバックしてもよい。

また、駆動回路１０はフルブリッジ構成でもよく、ハーフブリッジ構成でも良い。ハーフブリッジ構成の場合、誘導性負荷Ｌ１の一方の端子が接地され、駆動回路１０は、２つのスイッチング素子１０１、１０２（または１０３、１０４）からなる構成となる。

（回路動作）
まず、図１に示す駆動装置１の動作の概要について説明する。

図３は、駆動装置１における基本的な回路動作を説明するフローチャートである。

ステップＳ１では、誘導性負荷Ｌ１の端子と各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第１の端子４０との接続点に設けられた出力端子５０、５１に現われる出力信号Ｖｐ−ｎ１を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５を介して入力側の端子９ａ、９ｂ側へ出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂとしてフィードバックさせる。このフィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂの電圧値は、差動増幅回路１１１のコンデンサＣ２、Ｃ３に蓄積される。

ステップＳ２では、フィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂの大きさ（振幅）と入力信号Ｖｉｎの大きさ（振幅）とを比較して該信号間の大きさ（振幅）の誤差を検出し、該検出された信号間の振幅の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成する。

ステップＳ３では、第２のフィードバック手段を構成する演算回路１８が検出した第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾き成分を含む検出信号Ｖｆｂ２を誤差抑圧回路１１にＲＦ３、ＲＦ４を介して入力し、入力信号Ｖｉｎの傾き成分の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を生成する。

ステップＳ４では、生成された第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２に基づいて、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２により、パルス幅が変調されたパルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を作成する。この作成されたパルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２は、ゲートドライバー１３を介して各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第３の端子４２に入力されることにより、各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４のオン、オフ制御がなされて、誘導性負荷Ｌ１に対して電流Ｉの供給制御が行われる。

（傾き）
傾きとは、連続信号の時間変化に対する電圧の振幅の変位量を示すものである。

例えば、検出信号Ｖｆｂ２は、演算回路１８により出力される第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を微分した信号である。この出力微分信号Ｖｆｂ２は、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾きの変化を表しており、出力は傾きが急峻な変化ほど大きく変化する。

（第２の誤差抑圧信号）
第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２の働きについて説明する。

図４の（Ａ）〜（Ｃ）は、駆動装置１の回路内の各部で生成される各種信号の波形を示す。

前述した図１の駆動装置１において、駆動回路１０からの出力信号Ｖｐ−ｎ１を、フィードバック回路を構成するローパスフィルタ１４、１５に入力する。そして、ローパスフィルタ１４、１５によりフィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂと、入力信号Ｖｉｎとを比較する。これにより、差動増幅回路１１１の利得を含むループ利得から、フィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂと入力信号Ｖｉｎとの信号間の誤差成分が抑圧された第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成する。

この生成された第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１は、パルス変調信号であるスイッチング制御信号Ｖｐ１、Ｖｐ２のデューティー比を変化させるが、誤差抑圧回路１１で抑圧しきれなかった波形の誤差成分が存在する。この第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１に含まれる誤差成分は、出力信号波形の傾きと入力信号波形の傾きの差異と考えることができる。

そこで、本例では、その傾き成分の差異を含んだ第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を、微分回路で構成される演算回路１８に導き、傾き成分である出力微分信号Ｖｆｂ２を誤差抑圧回路１１に帰還抵抗ＲＦ３、ＲＦ４を介して入力させる。

演算回路１８が微分回路の場合、その検出信号Ｖｆｂ２は、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を微分した信号を反転した信号である。例えば、図５の（Ａ）に示すように、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１がサイン波の場合、図５の（Ｂ）に示す検出信号Ｖｆｂ２のような波形となる。

誤差抑圧回路１１は、検出信号Ｖｆｂ２の変化分を演算し、第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を出力する。第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１が無歪な波形の場合、第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２は第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１から生成した検出信号Ｖｆｂ２の変化量に相当する分の位相が進んだ波形になるだけであり、波形の品質に変化はない。

第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１が、図４の（Ｂ）のように、信号波形がゼロクロスポイントから頂点に向かう方向の頂点付近で、その傾きが緩やかになるのが遅れるように歪んだ場合、図４の（Ａ）に示す検出信号Ｖｆｂ２’は、図５の（Ｂ）に示す無歪の場合の検出信号Ｖｆｂ２の波形に比べて、傾きが急峻になった分だけ電圧レベルが上昇する。

この検出信号Ｖｆｂ２’が誤差抑圧回路１１に入力されると、信号波形の傾きが急峻なポイントだけが加算量が多くなるため、信号波形の傾きの急峻であったポイントだけの傾きが緩和され、図４の（Ｂ）に示すように歪が改善された波形として第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２が生成される。また、検出信号Ｖｆｂ２’を加算することによって大きくなった分の信号レベルは、第１のフィードバック手段（ローパスフィルタ１４、１５）を介して誤差抑圧回路１１が補正する。

ここで、式を使って説明すると、第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１がａ×ｓｉｎ（ωｔ）とすると、検出信号Ｖｆｂ２’がｂ×ｃｏｓ（ωｔ）となり、補正された信号である第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２が、ｒ×ｓｉｎ（ωｔ＋α）、ｒ＝√（ａ２＋ｂ２）、α＝ｔａｎ^-1（ｂ／ａ）となる。よって、高調波歪の無い場合は入力信号を忠実に再現し（振幅、位相だけが微変）、高調波歪のある場合のみ、歪要素である入力信号よりも傾きが急な部位の加算量が歪の無い場合よりも大きくなるため、傾きが緩やかになるように補正がかかり、歪成分を低減できることが分かる。

その改善効果として、入力再現性を評価するために、図１の駆動回路１０の出力端子５０、５１に便宜上接続したローパスフィルタ１６、１７からの出力信号Ｖｐ−ｎ１０と、図８の駆動回路２０の出力端子５０、５１に便宜上接続したローパスフィルタ１６、１７からの出力信号Ｖｐ−ｎ２０とを比較すると、図４の（Ｃ）に示すように、出力信号Ｖｐ−ｎ２０に比べて信号間の傾きの誤差量に対応してΔＶｐ−ｎだけ補正された出力信号Ｖｐ−ｎ１０を出力することができる。

すなわち、第２のフィードバック手段である演算回路１８の効果として生成される、第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を用いることにより、誘導性負荷Ｌ１に現われる波形の歪を改善して入力再現性をさらに高めることができる。

以上説明したように、第１のフィードバックのみで構成されるスイッチングアンプ（図８参照）においては、波形品質の評価方法の１つであるＴＨＤ（全高長波歪）の値は、回路を構成する抵抗、容量値をＩＣに内蔵できる現実的な最良の値を選択した場合、ＴＨＤは６５〜７０ｄＢ程度がいいところである。

これに対して、本発明に係る第２のフィードバックを構成する演算回路１８を備えたスイッチングアンプ（図１参照）においては、ＩＣに内蔵できる現実的な最良の値を選択した場合、時間領域での信号波形は、図４の（Ｃ）に示すように正弦波の頂点付近の尖った部分が緩和され、入力信号の再現性が改善される。

これを周波数領域でみると、偶数次、奇数次共に歪成分が全体的に低下し、ＴＨＤは、８０ｄＢ程度まで向上する。このＴＨＤを、第１のフィードバックのみで構成されるスイッチングアンプ（図８参照）と比較すると、１０ｄＢ程度の特性改善を実現できる。

なお、ＩＣのチップサイズは、近年採用が増加しつつあるステレオに対応するために、スイッチングアンプを２ｃｈ内蔵した場合を対象とした２ｍｍ×２ｍｍ程度のサイズを参考とする。

［第２の例］
本発明の第２の実施の形態を、図６に基づいて説明する。

本例では、本発明に係る駆動装置として、負荷として圧電スピーカ等の容量性負荷を備えたスイッチングアンプ（Ｄ級アンプ）として構成した場合の例について説明する。なお、前述した第１の例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

図６は、スイッチングアンプ用の駆動装置２に、第２のフィードバック手段として演算回路１８を設けた場合の構成例を示す。

駆動回路１０は、複数のスイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４からなるスイッチング回路１００を有し、駆動回路１０の接続点ＯＵＴＰとＯＵＴＮとの間の端子間には負荷としての容量性負荷Ｃ１が接続されている。

図１に示した第１の実施の形態とは負荷が異なるのみで、演算回路１８を含む他の部分は同一である。

次に、前述した図３のフローチャートを用いて、駆動装置１における基本的な回路動作を説明する。

ステップＳ１では、容量性負荷Ｃ１の端子と各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第１の端子４０との接続点に設けられた出力端子５０、５１に現われる出力信号Ｖｐ−ｎ１を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ１、ＬＰＦ２）１４、１５を介して入力側の端子９ａ、９ｂ側へ出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂとしてフィードバックさせる。出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂの電圧値は、差動増幅回路１１１のコンデンサＣ２、Ｃ３に蓄積される。

ステップＳ２では、フィードバックされた出力信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂの大きさ（振幅）と入力信号Ｖｉｎの大きさ（振幅）とを比較して該信号間の大きさ（振幅）の誤差を検出し、該検出された信号間の振幅の誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１を生成する。

ステップＳ３では、第２のフィードバック手段を構成する演算回路１８が検出した第１の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ１の傾き成分を含む検出信号Ｖｆｂ２を誤差抑圧回路１１にＲＦ３、ＲＦ４を介して入力し、入力信号Ｖｉｎの傾き成分との誤差が抑圧されるように、その誤差を補正した第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を生成する。

ステップＳ４では、生成された第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２に基づいて、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）１２により、パルス幅が変調されたパルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２を作成する。この作成されたパルス変調信号Ｖｐ１、Ｖｐ２はゲートドライバー１３に入力され、スイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎが作成される。

ゲートドライバー１３から出力されたスイッチング制御信号Ｖｐ１ｐ、Ｖｐ１ｎ、Ｖｐ２ｐ、Ｖｐ２ｎは、各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４の第３の端子４２に入力される。これにより、各スイッチング素子１０１、１０２、１０３、１０４のオン、オフ制御がなされて、誘導性負荷Ｃ１に対して電流Ｉの供給制御が行われる。

従って、第２のフィードバック手段である演算回路１８の効果として生成される、第２の誤差抑圧信号Ｖｏｕｔ２を用いて信号の補正処理を行うことにより、誘導性負荷Ｃ１に現われる波形の歪を改善して入力再現性をさらに高めることができる。

［第３の例］
本発明の第３の実施の形態を、図７に基づいて説明する。なお、前述した各例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

本例は、前述した図１の駆動装置１又は図６の駆動装置２を備えた情報機器の例を示すものである。

図７は、携帯電話機等の携帯情報端末２００からなる情報機器の構成例を示す。

携帯情報端末２００は、負荷（誘導性負荷、容量性負荷）としてのダイナミック型スピーカ又は圧電スピーカなどのスピーカである２０１と、スピーカを駆動する図１の駆動装置１又は図６の駆動装置２と、通信機能、情報処理機能、および操作処理機能を有する情報処理部２０２と、駆動装置１又は駆動装置２、情報処理部２０２に対して電力を供給する電池２０３とを有している。情報処理部２０２は、入力信号Ｖｉｎを駆動装置１又は駆動装置２へ出力する。駆動装置１又は駆動装置２は、入力信号Ｖｉｎに基づきスピーカ２０１に出力信号Ｖｐ−ｎ１を出力し、スピーカ２０１に電力を供給する。尚、駆動装置１又は駆動装置２、情報処理部２０２は、ＬＳＩ２０４として集積化しても良い。

以上説明したように、駆動装置１又は２を情報機器２００に組込んで、負荷に対する電力の供給制御をするようにしたので、例えばスピーカの音質を格段に向上させることができる。

Claims (6)

1. スイッチング素子を用いて負荷に対する電力の供給制御をする駆動装置であって、
   前記負荷に接続された、複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路を有する駆動手段と、
   前記負荷の出力端子に現われる出力信号を、入力信号が入力される入力端子側へフィードバックさせる第１のフィードバック手段と、
   前記入力端子に接続され、前記第１のフィードバック手段によりフィードバックされた出力信号を前記入力信号と比較して該信号間の誤差を検出し、該誤差を補正した誤差抑圧信号を生成する誤差抑圧手段と、
   前記誤差抑圧信号に基づいて、前記駆動手段の前記複数のスイッチング素子の動作の切替えを制御する制御手段と、
   前記誤差抑圧手段から出力された信号の傾き成分を検出して、前記傾き成分を前記誤差抑圧手段の入力端子側へフィードバックさせる第２のフィードバック手段と、を具え、
   前記誤差抑圧手段は、前記第１のフィードバック手段によりフィードバックされた出力信号に前記第２のフィードバック手段によりフィードバックされた前記傾き成分を加えた合成信号と前記入力信号とを比較して該信号間の誤差を検出し、該誤差を補正した誤差抑圧信号を生成することを特徴とする駆動装置。
2. 前記第２のフィードバック手段は、
   前記誤差抑圧手段から出力された信号を微分する微分回路であることを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
3. 前記第２のフィードバック手段は、
   ハイパスフィルタ、又は、バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
4. 前記負荷は、容量性負荷、又は、誘導性負荷であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の駆動装置。
5. 前記負荷は、圧電スピーカ、又は、ダイナミック型スピーカであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の駆動装置。
6. スイッチング素子を用いて負荷に対する電力の供給制御をする請求項１乃至５のいずれかに記載の駆動装置と、
   通信機能および情報処理機能を有し、前記駆動装置を制御する情報処理部と、
   前記駆動装置および前記情報処理部に対して電力を供給する電池と、
   を具えたことを特徴とする情報機器。

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