JPWO2006051843A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

コンピュータ装置等に電源を供給する電源装置に関し、停電時に十分な量の電源供給が行えるとともに構成が簡易で経済性にも優れた電源装置を提供することを課題とし、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器２と、この整流器に接続される平滑コンデンサ４及びこの平滑コンデンサとは抵抗器８を介して並列に接続され、上記平滑コンデンサより容量が大きい電圧保持コンデンサ６が設けられた電圧安定化回路と、この電圧安定化回路からの出力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して降圧する電圧変換回路１４と、上記交流電源の停電を検出する停電検出回路１２と、を有する構成である。

Description

本発明は、コンピュータ装置等の電子機器に電源を供給する電源装置に関する。

コンピュータ装置等に不慮の電源事故、即ち停電、瞬間的な停電、電圧降下などが発生した場合、コンピュータ装置は適切なシャットダウン処理をしないと、ファイルの破損、損失、甚だしい場合はハードディスクの破損等が起きる可能性がある。これに対して、上記電源事故を防止するために、図１３に示す無停電電源装置が開発されている。

この電源装置は、直流電源を供給するための全波整流器８２、平滑コンデンサ８４、及び直流の電圧変換回路８６を有する一方、停電時に対処するための停電検出回路８８、充電回路９０、蓄電池９１、電圧変換回路９２及び切り替え回路９４を有している。この電源装置はコンピュータ装置に直流電源を供給する一方、停電時には上記蓄電池９１から電源を供給し、停電検出回路８８から停電状態の通知を受けたコンピュータ装置は適切なシャットダウン処理を行う。

また、特許文献１に示すように、上記蓄電池を使わない電源装置の開発も行われ、この電源装置は電源回路における平滑コンデンサの容量を大きくし、停電時にはこの平滑コンデンサに蓄積された電荷だけでコンピュータ装置がシャットダウンに要する時間の間、電源を供給する試みである。

一方、停電を検出する停電検出回路についても開発が行われており、例えば図１４に示す停電検出回路が一般に知られている。この回路は、フォトカプラ１００を用いて一次側回路と二次側回路とを絶縁したものである。この一次側回路は、全波整流器１０１、抵抗器１０２とコンデンサ１０３の時定数回路、及びスイッチング素子としてのトランジスタ１０４等を有している。そして、トランジスタ１０４を駆動し、このトランジスタ１０４がオン時に、フォトカプラ１００の発光ダイオードに電流を供給するため、補助電源１０５がフォトカプラ１００に直列に配置されている。

上記停電検出回路では、交流電源が正常に供給されている間はコンデンサ１０３が充電され、この充電電圧によりトランジスタ１０４が導通する。トランジスタ１０４の導通により、フォトカプラ１００の発光ダイオードが発光し受光トランジスタがオン状態となる。このときフォトカプラ１００の受光トランジスタのコレクタの電圧は低下しており、このコレクタに接続されたコンパレータ１０６の端子（＋）に印加される比較電圧は、端子（−）の基準電圧より低くなりコンパレータ１０６の出力はオフ状態となる。

ここで、交流電源に停電が発生すると、上記コンデンサ１０３が放電して電圧が低下しトランジスタ１０４はオフとなり、フォトカプラ１００もオフ状態となる。このとき、フォトカプラ１００のコレクタの電圧が高くなってコンパレータ１０６の出力がオン状態となり、停電の検出信号が出力される。このような停電検出回路では、一次側回路において交流電源の停電を確認する回路を形成するために上記補助電源１０５が不可欠であった。また、特許文献２の電源回路にはフォトカプラを用いた信号検出手段の記載が、特許文献３の電源装置には副電源回路の出力をフォトカプラで検出する回路の記載がある。

特開昭６２−２７７０３４号公報 特開平９−５６１５９号公報 特開２０００−３３３３８５ 実開平６−９３４６号公報

さて、上記無停電電源装置に使用される蓄電池９１の寿命は通常２〜３年と短く、定期的なメンテナンスと監視が必要である。そして、短時間に数回の停電事故が発生した場合には、蓄電池に十分な充電ができないまま放電を繰り返すことから、電源装置が十分に機能しなくなる等の欠点がある。更に蓄電池は、充電するため及び自己放電を保証するための電流が必要であり、このため不要な電力損失が発生し、また充電のための充電回路が必要となり、併せて停電時と通常時の切り替えが必要でありその回路と切り換え時間等の損失が問題であった。特許文献４には、停電時には補助コンデンサを備えたバックアップ電源部から給電を行う回路の記載があるが、この回路についても切り換え時間の損失が問題となる。

また、上記平滑コンデンサ８４を用いた電源装置を通常のコンピュータ装置の電源に使用した場合、この平滑コンデンサが電源を供給出来る時間は２０ms〜４０ms程度と非常に短い。このため、コンピュータ装置がシャットダウンする間電源を供給する為には平滑コンデンサの容量を相当大きくする必要がある。しかし、この平滑コンデンサの容量を大きくした場合には、電源投入時に非常に大きな突入電流が流れるため、特殊な突入電流防止回路等を必要とする。また、動作時の電源の入力側から見た平滑回路のインピーダンスが非常に低い為、電源電圧が変動した場合に非常に大きな電流が流れ、電源のブレーカが落ちたり、或いは整流ダイオードが破壊する等が考えられ、大きな容量の平滑コンデンサは簡単には使用出来ないという問題があった。

一方、上記従来の停電検出回路は、一次側回路の停電確認の機能を発揮させるためには補助電源１０５が不可欠である。この停電検出回路は、一次側回路と二次側回路のアース回路を独立させているため、上記補助電源１０５として二次側回路から電源の供給を受けることができず、別途、補助電源用の直流電源回路が必要となり、更に補助電源は効率が悪いため消費電力が無視できないという問題がある。また、交流電源に停電が発生すると、上記コンデンサ１０３が放電して電圧が低下しないと停電が検出できない構成であるため、停電検出にまでに時間がかかり、また瞬断などの停電の検出が困難であるという問題があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、停電時に十分な量の電源供給が行えるとともに構成が簡易で経済性にも優れた電源装置を提供することを目的とする。

以上の技術的課題を解決するため、本発明に係る電源装置は、図１に示すように、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器２と、この整流器に接続される平滑コンデンサ４及びこの平滑コンデンサとは抵抗器８を介して並列に接続され、上記平滑コンデンサより容量が大きい電圧保持コンデンサ６が設けられた電圧安定化回路と、この電圧安定化回路からの出力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して降圧する電圧変換回路１４と、上記交流電源の停電を検出する停電検出回路１２と、を有する構成である。

本発明に係る電源装置は、上記電圧保持コンデンサ６の容量を、上記平滑コンデンサ４の容量より１０倍〜１００倍程度大きく形成した構成である。

本発明に係る電源装置は、上記整流器２に力率改善回路１３を接続し、この力率改善回路の出力を上記平滑コンデンサ４及び上記電圧保持コンデンサ６に接続した構成である。

本発明に係る電源装置の上記停電検出回路は、上記交流電源を直接用いて回路を駆動する一次側回路と、上記電圧変換回路から電源の供給を受けて稼動する二次側回路とからなる構成である。

本発明に係る電源装置の上記停電検出回路は、上記交流電圧から所定電圧以上の部分を抽出してパルス化するとともに整流し、これをフォトカプラ２４の発光ダイオードに印加する一次側回路と、上記フォトカプラを介して接続され、このフォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期の変化に基づき上記交流電源の停電を検出する二次側回路とからなる構成である。

上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧をトリガーダイオード１８によって所定電圧以上の正及び負のパルス状の信号に変換し、これを整流回路を介して上記フォトカプラ２４に入力してこのフォトカプラを周期的にオンオフし、上記交流電源が停電又は降圧により上記所定電圧より低下した際には、上記トリガーダイオードを非導通に維持して上記フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させる構成である。

上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧を整流した電流を定電圧ダイオード５０に印加させる一方、上記定電圧ダイオードのカソード端子に双方向サイリスタ５４のゲート端子を接続し、降伏電圧による上記定電圧ダイオードの導通により、上記双方向サイリスタを導通させ、これにより上記フォトカプラ２４をオンし、上記交流電圧の変化時に上記双方向サイリスタを非導通にして上記フォトカプラをオフして上記フォトカプラを周期的にオンオフし、上記交流電源の停電の際には、上記双方向サイリスタを非導通に維持することで上記フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させる構成である。

本発明に係る電源装置の上記停電検出回路は、上記交流電圧から所定電圧以上の部分を抽出して正及び負にパルス化した交流信号を、双方向フォトカプラ４０の発光ダイオードに印加する一次側回路と、上記双方向フォトカプラを介して接続され、この双方向フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期の変化に基づき上記交流電源の停電を検出する二次側回路とからなる構成である。

上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧をトリガーダイオード１８によって所定電圧以上の正及び負のパルス状の信号に変換し、これを上記双方向フォトカプラ４０に入力してこの双方向フォトカプラを周期的にオンオフさせ、上記交流電源が停電又は降圧により上記所定電圧以下に低下した際には、上記トリガーダイオードを非導通に維持して上記双方向フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させる構成である。

上記停電検出回路の二次側回路は、上記受光トランジスタと並列に接続され、この受光トランジスタの周期的なオンオフに基づき放電充電を繰り返すコンデンサ２８と、このコンデンサの電圧と基準電圧との差を比較するコンパレータ３４とを有し、上記受光トランジスタのオンオフの周期が変化した場合に、上記コンデンサの充電電圧が上記基準電圧を越えることで、上記コンパレータが上記交流電源の停電を検出する構成である。

上記電圧安定化回路に、停電の際に上記電圧保持コンデンサの端子電圧の変化に基づいて電源供給が可能な時間を演算するため、上記電圧保持コンデンサの端子電圧をデジタルの電圧に変換するＡＤコンバータを設けた構成である。

本発明に係る電源装置によれば、整流器に接続される平滑コンデンサ及びこの平滑コンデンサとは抵抗器を介して並列に接続され、平滑コンデンサより容量が大きい電圧保持コンデンサが設けられた電圧安定化回路、電圧変換回路及び停電検出回路を有する構成を採用したから、簡易な構成で耐久性に優れるとともに、停電時には電圧保持コンデンサから電源供給先の電子装置の保護に十分な電源が供給され、併せて停電の検出により上記電子装置の停電時の処理が迅速かつ正確に行なえるという効果がある。

本発明に係る電源装置によれば、電圧保持コンデンサの容量を、平滑コンデンサ４の容量より１０倍〜１００倍程度大きく形成した構成としたから、停電時には電源供給先の電子装置の停電処理に実用上十分な量の電源の供給が行なえるという効果がある。

本発明に係る電源装置によれば、整流器に力率改善回路を接続し、この力率改善回路の出力を平滑コンデンサ及び電圧保持コンデンサに接続した構成としたから、電圧が上昇して高い電圧でコンデンサの充電が行なえることから、コンデンサの容量に対して多くの電荷が保持でき、また電圧保持コンデンサの充電電圧が高いため、この電圧が低下して変換可能な低い電圧となる直前までの間、必要な電圧の電源が電圧変換回路から供給できて効率が良く、さらに電流が低く抑えられるので回路の電力消費が低減されるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路は、交流電源を直接用いて回路を駆動する一次側回路と、電圧変換回路から電源の供給を受けて稼動する二次側回路とからなる構成を採用したから、一次側回路では回路構成が簡単でかつ電源のロスが少ない省エネルギー回路が構成でき、また二次側回路は電圧安定化回路から電源の供給が受けられるので回路の効率化が図れるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路は、交流電圧から所定電圧以上の部分を抽出してフォトカプラに印加する一次側回路と、フォトカプラのオンオフの周期の変化に基づき交流電源の停電を検出する二次側回路とからなる構成を採用したから、この一次側回路は交流電源を直接用いて回路を駆動するので、一次側回路に別途補助電源を投入する必要がなく回路が簡単に構成され、また消費電力も少なくて省エネルギー化が図れ、加えて交流電源の単位周期の短時間で停電及び瞬間的な停電が検出がされ、電源供給先の電子装置に迅速に停電の通知が行えるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路の一次側回路は、交流電圧をトリガーダイオードによってパルス状の信号に変換し、フォトカプラを周期的にオンオフし、停電の際には上記周期を変化させる構成を採用したから、部品点数が少なくまた簡単に回路が構成でき経済的であるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路の一次側回路は、定電圧ダイオード及び双方向サイリスタによりフォトカプラをオンオフし、停電の際にはフォトカプラのオンオフの周期を変化させる構成としたから、簡単な部品で回路が構成でき経済的であるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路は、所定電圧以上の部分を抽出してパルス化した交流信号を双方向フォトカプラに印加する一次側回路と、双方向フォトカプラのオンオフの周期の変化に基づき交流電源の停電を検出する二次側回路とからなる構成としたから、この一次側回路は交流電源を回路の駆動電源として用いるので一次側回路に別途補助電源を投入する必要がなくかつ消費電力が少なくて省エネルギー化が図れ、また交流信号を整流しないで利用するので、回路の部品点数が削減され経済的であり、加えて交流電源の単位周期の短時間で停電及び瞬間的な停電が検出され、電源供給先の電子装置に迅速に停電の通知が行えるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路の一次側回路は、トリガーダイオードによって双方向フォトカプラを周期的にオンオフさせ、停電の際には上記周期を変化させる構成としたから、部品点数が大幅に削減された簡単な回路構成でなし得るので経済性に優れるという効果がある。

本発明によれば、停電検出回路の二次側回路は、受光トランジスタのオンオフの周期が変化した場合に、コンパレータが交流電源の停電を検出する構成を採用したから、交流電源の単位周期の短時間で停電及び瞬間的な停電が検出され、電源供給先の電子装置に迅速に停電の通知が行えるという効果がある。

本発明によれば、電圧安定化回路に、電圧保持コンデンサの端子電圧をデジタルに変換するＡＤコンバータを設けた構成を採用したから、電源供給を受けるコンピュータ装置等は、停電時にシャットダウン処理が行える電源供給時間の予測が可能となり、この時間内に最大限可能な処理の予定が立てられて効率的なシャットダウン処理が行えるという効果がある。

本発明の実施の形態に係る電源装置の回路図である。 実施の形態に係る他の電圧安定化回路の回路図である。 実施の形態に係る第一の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係り、停電検出回路における二次側回路の動作説明図である。 実施の形態に係る第二の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係る第三の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係る第四の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係る第五の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係る第六の停電検出回路の回路図である。 実施の形態に係るＡＤコンバータを用いた電圧安定化回路の回路図である。 停電時における電圧保持コンデンサの端子電圧の変化を示す図である。 実施の形態に係るＡＤコンバータを用いた他の電圧安定化回路の回路図である。 従来例に係る電源装置の回路図である。 従来例に係る停電検出回路の回路図である。

以下、本発明に係る電源装置の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、実施の形態に係る電源装置を示したものである。この電源装置は、電圧安定化回路１、電圧変換回路１４及び停電検出回路１２（第一の停電検出回路）を有し、無停電装置として供給先の電子装置（コンピュータ装置等）に安定的に直流電源を供給する。

上記電圧安定化回路１は、ブリッジ型の全波整流用の整流器２、平滑コンデンサ４、電荷を蓄電保持する電圧保持コンデンサ６、抵抗器８及びダイオード１０を有する。上記平滑コンデンサ４は、主に平滑の目的で用いられるものであり、通常の平滑回路で用いられる平滑コンデンサと同程度の容量である。この平滑コンデンサ４は、整流器２とは並列に接続されている。上記電圧保持コンデンサ６は、平滑コンデンサ４とは抵抗器８を介して並列に接続され、またこの電圧保持コンデンサ６に蓄積された電荷はダイオード１０を介して出力される。

このように、上記電圧安定化回路１では、平滑コンデンサ４と電圧保持コンデンサ６とにコンデンサを分離し、これにより平滑コンデンサ４を小容量に形成して主に平滑のための機能を持たせる一方、電圧保持コンデンサ６を大容量に形成して停電時に十分な蓄積電荷を供給する。上記電圧保持コンデンサ６は抵抗器８を介してゆっくり充電され、これにより電荷が蓄積されてない起動時に、電圧保持コンデンサ６に対して過大な突入電流が発生するのを防止する。

この実施の形態では、上記平滑コンデンサ４の容量は１００μＦ〜３００μＦ、また上記電圧保持コンデンサ６の容量は１０００μＦ〜３００００μＦとしている。この容量はさらに高くすることが可能であるが、この場合には、安全確保のための放電処理の問題が発生する。このように、上記電圧保持コンデンサ６の容量は、上記平滑コンデンサ４の容量より相当大きく（可能性として１０倍〜１０００倍）形成することができるが、実用的には１０倍〜１００倍程度、十分な電圧保持時間を確保するためには２０倍〜１００倍程度が適当である。

また、上記電圧保持コンデンサ６の充電時間は、抵抗器８の抵抗値の加減で調節することが可能である。この抵抗器８の抵抗値は、電源供給先のコンピュータ装置において、起動オペレーションシステムが起動処理を完了する時間内に充電を完了するように設定しておけば差し支えない。ここでは、上記抵抗器８の抵抗値を１ｋΩとしている。

停電時には、平滑コンデンサ４の電荷は直ぐに放電してしまうが、電圧保持コンデンサ６の電荷はダイオード１０を介して十分な時間出力されるために、電源供給先のコンピュータ装置は、停電時において安全にシャットダウン動作ができる。上記電圧変換回路１４は、直流電圧をＤＣ−ＤＣ変換により所定の直流電圧に降圧する回路である。この電圧変換回路１４は、一次側電圧を降圧して二次側電圧を発生させるが、一次側電圧の変動に対しても常に一定した二次側電圧を発生させることができる。

図２は、上記電圧安定化回路１に力率改善回路１３（ＰＦＣ回路：Power Factor Controller）を加えた回路図である。上記力率改善回路１３は力率を改善し高調波を規制する回路であり、コンデンサ３、コイル５、トランジスタによるスイッチング回路７、抵抗器９、ＩＣからなる電圧制限回路１９及びダイオード１１を有する。

この力率改善回路１３は、交流電源（ＡＣ）を整流器２で整流し、コイル５を通過してスイッチング回路７でオン−オフされ、これによりコイル５の逆起電力がダイオード１１を通して平滑コンデンサ４に蓄えられる。また、この平滑コンデンサ４の電圧が所定電圧（例えば３７０Ｖ）を超えないように電圧制限回路１９で制限され、出力される。

この力率改善回路１３を、上記整流器２と平滑コンデンサ４との間に介在させることで、電圧波形と近似する電流波形を人工的に作り、また高調波電流を抑制して力率を改善する。力率改善回路を用いた場合には、電圧が上昇する反面、電流が低く抑えられて回路の電力消費が低減され、さらに平滑コンデンサ４及び電圧保持コンデンサ６の電圧が高くなって電荷の蓄積効率も良くなる。また、電圧保持コンデンサ６の充電電圧が高いため、この電圧が低下して変換可能な低い電圧となる直前までの長い間、必要な電圧の電源が電圧変換回路１４から供給できて効率が良い。

図３は上記第一の停電検出回路１２を示したものである。この停電検出回路１２は、検出対象の交流電源が入力される一次側回路と、この一次側回路とはフォトカプラ２４を介して接続され、上記一次側回路とは電気的に絶縁された二次側回路とを有する。上記一次側回路は、回路を駆動する電源は上記交流電源そのものを用いる構成であり、このため一次側回路と二次側回路とはフォトカプラを用いて両者のアース接地を隔離させている。また、上記二次側回路は、上記電圧変換回路１４からの直流電源を補助電源として用いる。上記フォトカプラ２４は、発光ダイオードとこれを受光して作動する受光トランジスタが内蔵されている。

上記一次側回路は、ＣＲ回路を形成する抵抗器１５及びコンデンサ１６、トリガーダイオード（ＤＩＡＣ）１８、全波整流用のダイオード２２、抵抗器２０及びフォトカプラ２４を有する。上記トリガーダイオード１８は、所定以上の電圧が印加された場合に急激に導通状態となり、このトリガーダイオード１８の導通によりフォトカプラ２４をオンする。

また、上記フォトカプラ２４を介して接続される二次側回路は、抵抗器２６、コンデンサ２８、電圧分割用の抵抗器３０，３２及びコンパレータ３４を有する。このコンパレータ３４は、２つの入力端子（＋端子、−端子）からの入力を比較する。上記コンデンサ２８はフォトカプラ２４の受光トランジスタと並列に接続され、またこのコンデンサ２８は上記コンパレータ３４の入力端子（＋端子）に接続される。一方、このコンパレータ３４の入力端子（−端子）には基準電圧が入力される。この二次側回路を駆動する電源３６は、上記電圧変換回路１４から供給を受ける。

上記第一の停電検出回路の一次側回路は、交流電源（ＡＣ）に接続される抵抗器１５及びコンデンサ１６からなる時定数回路において、上記交流電源によりコンデンサ１６が充電され、この充電電圧がトリガーダイオード１８のオン電圧に達するとこのトリガーダイオード１８が導通する。そして、コンデンサ１６に充電された電荷がトリガーダイオード１８を通過し、さらにダイオード２２を通して整流され、これがフォトカプラ２４を通過するときに発光ダイオードが発光し、これを受光トランジスタが受光することでフォトカプラ２４がオン状態となる。

一方、二次側回路では、図４の電圧波形図に示すように、上記フォトカプラ２４のオン状態によりフォトカプラ２４の受光トランジスタを通してコンデンサ２８の放電が行われ、コンデンサ２８の電圧が急激に低下する（図４の電圧波形の内、右下がりに低下する部分）。この現象は、一次側回路において、トリガーダイオード１８を介してコンデンサ１６が放電する間（ブレークオーバ電圧まで）続き、この短期間にコンデンサ２８は放電され殆どゼロ電圧となる。

交流電源の交流電圧波形の周期的変化により、一次側回路のコンデンサ１６の電圧が低下すると、トリガーダイオード１８は非導通状態となりフォトカプラ２４もオフ状態となる。フォトカプラ２４がオフすると、二次側回路のコンデンサ２８が充電され電圧が上昇する（図４の電圧波形の内、右上がりに上昇する部分）。図４の電圧波形において、時間軸は交流電源が５０Ｈｚ（１０ｍｓ毎の半波波形）の場合を表している。この電圧波形は、１０ｍｓおきにトリガーダイオード１８が導通、非導通の周期を繰り返し、これによりフォトカプラ２４のオンオフ状態が繰り返されていることを示している。このようにコンデンサ２８の電圧は、ノコギリ状に繰り返される電圧波形となる。

このように上記一次側回路では、整流しパルス化した交流電源をそのまま上記フォトカプラ２４の駆動に用いる構成であるため、この回路には補助電源は不要である。また、この一次側回路におけるＣＲ回路は、例えば抵抗器１５は５００ｋΩ或いはこれ以上に、コンデンサ１６は０．０１μＦ程度に設定できる。このため、一次側回路に流れる電流は、数十μＡから数百μＡ以下（従来の補助用電源を用いた回路では数百ｍＡ程度）と非常に低く抑えることができ、ほとんど電力を必要としない。

ここで、交流電源の停電、瞬間的な（数十ｍｓ〜数百ｍｓ）停電或いは電圧の低下が発生した場合、一次側回路のコンデンサ１６への充電電圧が低下し或いは無くなる。このため、トリガーダイオード１８に印加される電圧がブレークオーバ電圧に達せず、１０ｍｓおきの導通が停止する。これにより、フォトカプラ２４のオフ状態が継続して二次側回路のコンデンサ２８は継続的に充電が行われ、このコンデンサ２８の充電電圧は二次側回路の電源３６の電圧（Ｖ１）まで上昇し、この間にたちまちスレッショールドレベルＬをオーバーする（図４の電圧波形の右上がりの点線部分）。

上記スレッショールドレベルＬは、コンパレータ３４の基準電圧に対応するものであり、このレベルＬをオーバーしたときに停電が検出される。このレベルＬを適切に設定することにより、５０Ｈｚの半波、即ち１０ｍｓの停電でも検出することができる。ここでは、上記スレッショールドレベルＬを、図４の電圧波形におけるノコギリ波形のピーク値の略２倍としている。

すると、コンパレータ３４の入力端子（＋端子）には、入力端子（−端子）の基準電圧を越えた電圧が加わり、コンパレータ３４から検知信号（ＯＵＴ）が出力される。この検知信号は、停電によりトリガーダイオード１８が非導通になったことにより発せられる停電の検知信号である。

したがって上記停電検出回路は、交流電源（５０Ｈｚ）に停電が発生してから、５０Ｈｚの半波、即ち１０ｍｓの間に発生した瞬間的な停電を検出することが可能である。また、この停電を検出するのに要する時間は、上記スレッショールドレベルＬに設定した場合には、最大で２０ｍｓ（図４の右上がりに上昇する部分の電圧が０からＬに達するまで）後に、最小で１０ｍｓ（図４の右上がりの点線部分の電圧がＬ／２からＬに達するまで）後に検出可能となる。

次に、上記電源装置の動作について説明する。
交流電源（ＡＣ）を投入すると、整流器２を通過して平滑コンデンサ４の充電が開始され、続いて電圧保持コンデンサ６の充電が行なわれる。このとき、電圧保持コンデンサ６は抵抗器８が直列に接続されていることから、数十ｍＡ〜百ｍＡ程度の少ない電流で充電が行われる。また、平滑コンデンサ４によって平滑された電圧は、電圧変換回路１４に入力される。通常、平滑コンデンサ４の方が電圧保持コンデンサ６より電圧が高いため、平滑の作用は平滑コンデンサ４によって行なわれる。電圧変換回路１４は、ＤＣ−ＤＣ変換により直流電圧を所定の電圧まで降下し、このＤＣ電源を供給先のコンピュータ装置等へ出力する。

一般的にコンピュータ装置は、電源投入時からオペレーションシステムが起動を完了するまでは数十秒〜数分程度を必要とする。このため、上記起動の間に電圧保持コンデンサ６に充電が出来れば、起動後の電源供給に問題はない。なお、この電圧保持コンデンサ６の容量によっては１０ｍＡ以下の電流によっても十分に充電できるものと考えられる。

ここで、交流電源の停電或いは瞬間的な（数十ｍｓ〜数百ｍｓ）停電等が発生した場合、上記停電検出回路１２は１０ｍｓ〜２０ｍｓ後にはこの停電を検出し、停電の検出信号をコンピュータ装置に通知する。そしてコンピュータ装置は、直ちにシャットダウン処理を開始する。一方、上記電圧安定化回路１は、平滑コンデンサ４に続いて電圧保持コンデンサ６からの放電が開始され、ダイオード１０を介してＤＣ電源が直接にコンピュータ装置に供給され、シャットダウン処理が継続される。

このように上記電源装置では、上記電圧保持コンデンサ６を非常に大きな容量に形成することができ、これにより停電時には十分な時間電源をコンピュータ装置に供給できる。このため、従来の蓄電池を使用したバックアップシステムは不要となる。また蓄電池と比較して、上記電圧保持コンデンサ６として用いられる電解コンデンサは大変寿命が長いため、メンテナンスが不要となり運用コストも低減できる。

更に蓄電池は、充電するため及び自己放電を保証するための充電回路が必要となるが、上記電源装置ではこれらの回路は不要であり、極めて安全にしかも効率良く電源装置を構成でき、電源供給先のコンピュータ装置等にとって理想的な電源装置となる。また平滑コンデンサ４は、電圧保持コンデンサ６が存在するため、単に平滑用のコンデンサとしての役割を果たすのみで良く容量は小さくて済む。

一方、上記停電検出回路１２は、交流電源及びこれを整流した信号を直接用いてフォトカプラを駆動する構成であるため、この一次側回路には直流の補助電源は不要であり、このため部品点数が削減されて経済性にも優れ、また電力消費も僅かであり省エネルギー化が図れる。また、現在問題となっている瞬間的（数十ｍｓ〜数百ｍｓ）な停電の検出は従来の検出回路では困難であったが、上記停電検出回路１２では短時間で上記瞬間的な停電の検出が可能である。

図５は第二の停電検出回路１７を示したものである。この停電検出回路は、一次側回路に抵抗器１５、コンデンサ１６、トリガーダイオード１８、双方向フォトカプラ４０及び抵抗器２０を有する。この双方向フォトカプラ４０は、入力側に逆並列に発光ダイオードが接続されたＡＣ入力対応のフォトカプラである。この停電検出回路１７では、トリガーダイオード１８から直接双方向フォトカプラ４０に接続できるので、整流用のダイオードが削減できコストダウンが図れる。また、上記双方向フォトカプラ４０を介して接続される二次側回路は、上記第一の停電検出回路１２の二次側回路と同様である。

上記一次側回路は、交流電源（ＡＣ）によりコンデンサ１６が充電され、このコンデンサ１６の電圧が一定電圧以上になるとトリガーダイオード１８が導通し、このトリガーダイオード１８と直列に接続された双方向フォトカプラ４０を駆動する。そして、この双方向フォトカプラ４０内の発光ダイオードが発光して受光トランジスタが導通し、双方向フォトカプラ４０がオン状態となる。やがて、コンデンサ１６の充電電圧が低下すると、トリガーダイオード１８は非導通となり双方向フォトカプラ４０はオフ状態となる。

そして、交流電源（先とは正弦波の正負が反転）により再度コンデンサ１６が充電され、トリガーダイオード１８のオン電圧に達するとこれが導通し、双方向フォトカプラ４０がオン状態となる。この双方向フォトカプラ４０は、交流電源のサイクル（５０Ｈｚ）に合わせてオンオフ状態（１００回／ｓｅｃ）を繰り返す。双方向フォトカプラ４０がオンオフを定期的に繰り返している間は、上記二次側回路のコンデンサ２８は一定電圧以上に上昇することができず、コンパレータ３４からの検知信号は出力されない。

ここで、交流電源に停電或いは電圧降下が発生すると、コンデンサ１６の電圧が低下してトリガーダイオード１８が非導通のままとなり、双方向フォトカプラ４０もオフ状態を維持する。そして、二次側回路ではコンデンサ２８への充電が継続し、コンパレータ３４の入力端子（＋端子）には基準電圧を越えた電圧が加わり、コンパレータ３４から停電検知信号が出力される。上記双方向フォトカプラ４０は交流に対して動作し、また上記一次側回路では、交流電源をそのまま上記双方向フォトカプラ４０の駆動に用いる構成であるため、この回路には補助電源は不要である。

図６は第三の停電検出回路４５を示したものである。この停電検出回路は、一次側回路に全波整流用の整流器４２、コンデンサ４４、抵抗器４３，４６，４８、定電圧ダイオード５０、ＮＰＮのトランジスタ５２とＰＮＰのトランジスタ５３からなるサイリスタ接続回路、及びフォトカプラ２４を有する。上記フォトカプラ２４を介して接続される二次側回路は、上記第一の停電検出回路１２の二次側回路と同様である。この停電検出回路４５はトリガーダイオード或いはサイリスタを使用せずに、トランジスタ及び定電圧ダイオード用いることで回路素子のＩＣ化を可能としている。

上記一次側回路は、交流電源を整流器４２で整流し、これを蓄積したコンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５０の降伏電圧を越えると、トランジスタ５３のベースを通じて定電圧ダイオード５０に電流が流れ、トランジスタ５３のコレクタからもトランジスタ５２のベースに電流が流れる。トランジスタ５２のコレクタはトランジスタ５３のベースに接続されていることから、更にトランジスタ５３のベース電流が増えて直ちにトランジスタ５２，５３とも完全にオン状態となる。このトランジスタ５２，５３のオンにより、このトランジスタ５２，５３とは直列に接続されたフォトカプラ２４がオン状態となる。

上記トランジスタ５２，５３のオンにより、コンデンサ４４が抵抗器４６を通して放電し、コンデンサ４４の充電電圧が無くなり、トランジスタ５２，５３の正帰還を維持できなくなった時にトランジスタ５２，５３はオフ状態となる。このため抵抗器４３は、常にトランジスタ５２，５３の正帰還を維持できないような電流でコンデンサ４４を充電する必要がある。このようにフォトカプラ２４がオンオフを定期的（１００回／５０Ｈｚ）に繰り返している間は、上記二次側回路のコンデンサ２８は一定電圧以上に上昇することができず、コンパレータ３４からの検知信号は出力されない。

ここで、交流電源に停電或いは電圧降下が発生すると、コンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５０の降伏電圧を越えることができないため、トランジスタ５２，５３がオンに移行できず、フォトカプラ２４はオフ状態を維持する。そして、二次側回路ではコンデンサ２８への充電が継続し、コンパレータ３４の入力端子（＋端子）には基準電圧を越えた電圧が加わり、コンパレータ３４から停電の検知信号が出力される。また上記一次側回路では、交流電源を整流してこれを上記フォトカプラ２４の駆動に用いる構成であるため、この回路には補助電源は不要である。

図７は第四の停電検出回路４７を示したものである。この停電検出回路は、トリガ素子に双方向サイリスタ５４を用いたものである。この双方向サイリスタ５４は、基本的な動作が上記トランジスタ５２，５３と同様であり、両者は等価である。この双方向サイリスタ５４は、双方向サイリスタ５４から定電圧ダイオード５０へ向けてゲート電流を流すことで、この双方向サイリスタ５４を導通させる目的で用いたものであり、通常のサイリスタはゲート電流の方向が異なるのでこの回路には使用できない。

この停電検出回路４７は、一次側回路に整流器４２、コンデンサ４４、抵抗器４３，４６，４８、定電圧ダイオード５０、双方向サイリスタ５４及びフォトカプラ２４を有する。上記フォトカプラ２４を介して接続される二次側回路は、上記第一の停電検出回路１２の二次側回路と同様である。

この一次側回路は、交流電源を整流器４２で整流し、これを蓄積したコンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５０の降伏電圧を越えると、双方向サイリスタ５４のゲートを通じて定電圧ダイオード５０に電流が流れ、このゲート電流により双方向サイリスタ５４が導通状態となる。そして、この双方向サイリスタ５４に直列に接続されたフォトカプラ２４がオン状態となる。

上記双方向サイリスタ５４のオンにより、コンデンサ４４が抵抗器４６を通して放電し、コンデンサ４４の充電電圧が無くなり、双方向サイリスタ５４に電流が流れなくなるとゲート機能が復活して双方向サイリスタ５４は非導通となり、フォトカプラ２４はオフ状態となる。このように、交流電源からの交流電圧波形が正常に周期的に変化して、フォトカプラ２４のオンオフが定期的に繰り返されている間は、上記二次側回路のコンパレータ３４からは検出信号は出力されない。

ここで、交流電源に停電或いは電圧降下が発生すると、コンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５０の降伏電圧を越えることができない。このため、双方向サイリスタ５４にはゲート電流が流れず、双方向サイリスタ５４は導通状態に移行することができないため、フォトカプラ２４はオフ状態を維持する。そして、二次側回路ではコンデンサ２８への充電が継続し、コンパレータ３４から停電の検知信号が出力される。また上記一次側回路では、交流電源を整流してそのまま上記フォトカプラ２４の駆動に用いる構成であるため、この回路には補助電源は不要である。

図８は第五の停電検出回路５５を示したものである。この停電検出回路は、トリガ素子にサイリスタ６０を用いたものである。なお、このサイリスタ６０に代えて、上記ＮＰＮのトランジスタ５２とＰＮＰのトランジスタ５３からなるサイリスタ接続回路を採用することができる。この停電検出回路５５は、一次側回路に整流器４２、コンデンサ４４、抵抗器４３，４６，５８、定電圧ダイオード５６、フォトカプラ２４及びサイリスタ６０を有する。上記フォトカプラ２４を介して接続される二次側回路は、上記第一の停電検出回路１２の二次側回路と同様である。

この一次側回路は、交流電源（ＡＣ）を整流器４２で整流し、これを蓄積したコンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５０の降伏電圧を越えると、この定電圧ダイオード５６が導通する。この定電圧ダイオード５６の導通により、サイリスタ６０にゲート電流が流れてサイリスタ６０が導通し、このサイリスタ６０に直列に接続されたフォトカプラ２４がオン状態となる。

上記コンデンサ４４が放電すると、サイリスタ６０に電流が流れなくなってゲート機能が復活し、サイリスタ６０は非導通状態となりフォトカプラ２４もオフ状態となる。コンデンサ４４の電圧が上昇すると、再度定電圧ダイオード５６の導通によりサイリスタ６０及びフォトカプラ２４はオン状態となり、交流電源のサイクルに合わせてフォトカプラ２４はオンオフ状態を繰り返す。

ここで、交流電源に停電或いは電圧降下が発生すると、コンデンサ４４の電圧が定電圧ダイオード５６の降伏電圧を越えることができない。このため、サイリスタ６０にはゲート電流が流れず導通状態に移行できなくなり、フォトカプラ２４はオフ状態を維持する。これにより、二次側回路ではコンデンサ２８への充電が継続し、コンパレータ３４から停電の検知信号が出力される。また、上記一次側回路には補助電源は不要である。

図９は第六の停電検出回路６９を示したものである。この停電検出回路は、トリガ素子に双方向サイリスタ５４を用い、かつ２個の定電圧ダイオード７０，７１を用いて、交流電源を整流しないで直接に双方向フォトカプラ４０を駆動したものである。この停電検出回路６９についても、双方向サイリスタ５４を上記第三の停電検出回路のように、トランジスタのサイリスタ接続回路に置き換えることが可能である。なお、この場合には双方向に電流を流す必要があるため、トランジスタによるサイリスタ接続回路を２回路必要とし、更にその回路に対して一方向にのみ電流を流す回路構成が必要となり、回路は複雑化する。

この停電検出回路６９は、一次側回路にコンデンサ６４、抵抗器６２，６６，６８、定電圧ダイオード７０，７１、双方向サイリスタ５４、双方向フォトカプラ４０を有する。上記双方向フォトカプラ４０を介して接続される二次側回路は、上記第一の停電検出回路１２の二次側回路と同様である。上記定電圧ダイオード７０，７１は互いに極性を逆にして直列に接続し、正負の両電圧に対して動作するようにしている。

この一次側回路は、交流電源（ＡＣ）によりコンデンサ６４が充電され、このコンデンサ６４の電圧が定電圧ダイオード７０（又は７１）の降伏電圧を超えると、定電圧ダイオード７０（又は７１）が導通する。この定電圧ダイオード７０（又は７１）の導通により、双方向サイリスタ５４にゲート電流が流れて双方向サイリスタ５４が導通し、この双方向サイリスタ５４に直列に接続された双方向フォトカプラ４０がオン状態となる。

コンデンサ６４の放電により、双方向サイリスタ５４には電流が流れなくなってゲート機能が復活し、非導通状態のままとなり双方向フォトカプラ４０もオフ状態となる。やがて、コンデンサ６４の電圧が上昇すると、再度定電圧ダイオード７０（又は７１）の導通により双方向サイリスタ５４及び双方向フォトカプラ４０はオン状態となり、交流電源のサイクルに合わせて双方向フォトカプラ４０はオンオフ状態を繰り返す。

ここで、交流電源に停電或いは電圧降下が発生すると、コンデンサ６４の電圧が定電圧ダイオード７０（又は７１）の降伏電圧を越えることができない。このため、双方向サイリスタ５４にはゲート電流が流れないので導通状態に移行できず、双方向フォトカプラ４０はオフ状態を維持する。これにより、二次側回路ではコンデンサ２８の充電が継続し、コンパレータ３４から停電の検知信号が出力される。また上記一次側回路には補助電源は不要である。

上記第二から第六の停電検出回路についても、第一の停電検出回路と同様な効果が得られ、交流電源及びこれを整流した信号を直接用いてフォトカプラを駆動する構成であるため、この一次側回路には直流の補助電源は不要であり、このため部品点数が削減されて経済性にも優れ、また電力消費も僅かであり省エネルギー化が図れ、加えて交流電源の単位周期の短時間で停電及び瞬間的な停電が検出がされ、電源供給先の電子装置に迅速に停電の通知が行えるという効果がある。

図１０は、上記図２に記載の電圧安定化回路にＡＤコンバータ７４を加えた回路図である。この図１０記載の電圧安定化回路は、図２の電圧安定化回路と基本的な回路構成は同様であり、同様な部品については同一の符号を付して詳細な説明は省略する。

上記ＡＤコンバータ７４は、電圧保持コンデンサ６の両端子間に接続され、この電圧保持コンデンサ６の出力電圧を測定してこれをデジタル電圧に変換し出力する。このＡＤコンバータ７４の出力は、電源供給先のコンピュータ装置に入力され、そこで停電の際にコンピュータ装置が電圧保持コンデンサ６から電源の供給を受けることができる供給可能時間を演算により割出す。この供給可能時間内に、コンピュータ装置は、シャットダウン動作を終了させる。なお、このＡＤコンバータ７４の電源は、上記電圧変換回路１４から供給を受ける。

コンピュータ装置は、内部の処理プログラムが稼動し、上記停電検出回路１２から停電の検出信号を受けると、上記ＡＤコンバータ７４を介して電圧保持コンデンサ６の出力電圧の変化を一定時間毎に測定する。この電圧保持コンデンサ６は、停電直前には所定の電圧（例えば３７０Ｖ）を保持しており、停電と同時に放電が開始され端子電圧が低下する。この電圧保持コンデンサ６の容量（Ｃ）、蓄積エネルギー（Ｗ）及びコンデンサの端子電圧（Ｖ）との間には、Ｗ＝ＣＶ²／２の関係が成立し、コンピュータ装置への電源供給に伴う電圧保持コンデンサ６の端子電圧（Ｖ）は、図１１に示すような時間対電圧の変化が予想される。

ここで、上記端子電圧が比較的高い場合には、電圧低下の割合が比較的直線的であるため、コンピュータ装置では、この割合が一定であるとみなして電源の供給を受け得る時間を予測する。このため、コンピュータ装置は、電圧保持コンデンサ６の端子電圧（Ｖ）が低下を始めた時点（Ｐ−１：検出用レベル）において、所定時間（１ｍｓ〜１００ｍｓ（好ましくは１０ｍｓ〜２０ｍｓ））毎に電圧を測定し、この電圧低下の割合がそれ以降も一定であるとみなして、コンピュータ装置がシャットダウンを開始する時点（Ｐ−３：シャットダウン開始時間、電圧は例えば２００Ｖ）から、コンピュータ装置が稼動可能な最低の電圧の時点（Ｐ−２：最低動作電圧，例えば１２０Ｖ）の電圧になるまでの給電可能時間（Ｔ）を演算し決定する。例えば、上記停電の検出信号を受けた時点で、電圧保持コンデンサ６の端子電圧を測定し、これ以降は上記所定間隔毎に端子電圧を１回から数回測定した後、平均的な電圧低下の割合を求める。この実施の形態では、停電の検出信号を受けた時点とこれから１０ｍｓ後の時点の２点における端子電圧から電圧低下の割合を求めた。

そして、コンピュータ装置は、上記給電可能時間（Ｔ）の範囲内で可能な限りのシャットダウンの処理を行う。このため、コンピュータ装置は停電時において、シャットダウンの処理に使える可能時間を予測することで、この時間内に最大限可能な処理を行うことの予定を立てることができ、停電時に効果的なシャットダウン処理が行える。

図１２は、上記図１０に記載の電圧安定化回路のＡＤコンバータ７４にさらにＣＰＵ回路７６を加えた回路図である。このＣＰＵ回路７６は、ＣＰＵ、メモリ及び制御回路からなり所定の演算処理等が行え、上記ＡＤコンバータ７４からのデジタル電圧の出力に基づきシャットダウン動作のための上記供給可能時間（Ｔ）を演算により割出し、これを出力する。そして、コンピュータ装置はこの供給可能時間に基づいてシャットダウン処理を行う。このＣＰＵ回路７６において、上記供給可能時間を割出す演算内容については、上述したコンピュータ装置で行う内容と同様である。なお、このＣＰＵ回路７６の電源は、上記電圧変換回路１４から供給を受ける。

通常、コンピュータ装置に多くのプロセスが稼動していた場合など、コンピュータ装置では上記供給可能時間の演算処理を適切に行うことの保証ができないおそれがある。このような場合、電圧安定化回路に専用のＣＰＵ回路７６を設けることにより、適切に供給可能時間の演算が行えるとともにコンピュータ装置の負荷を軽減させることができ、またコンピュータ装置全体の信頼性を高めることができる。

符号の説明

２ 整流器
４ 平滑コンデンサ
６ 電圧保持コンデンサ
１２ 停電検出回路
１３ 力率改善回路
１４ 電圧変換回路
１８ トリガーダイオード
２４ フォトカプラ
２８ コンデンサ
３４ コンパレータ
４０ 双方向フォトカプラ
５０ 定電圧ダイオード
５４ 双方向サイリスタ
７４ ＡＤコンバータ

Claims (11)

1. 交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、
   この整流器に接続される平滑コンデンサ及びこの平滑コンデンサとは抵抗器を介して並列に接続され、上記平滑コンデンサより容量が大きい電圧保持コンデンサが設けられた電圧安定化回路と、
   この電圧安定化回路からの出力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して降圧する電圧変換回路と、
   上記交流電源の停電を検出する停電検出回路と、を有することを特徴とする電源装置。
2. 上記電圧保持コンデンサの容量を、上記平滑コンデンサの容量より１０倍〜１００倍程度大きく形成したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の電源装置。
3. 上記整流器に力率改善回路を接続し、この力率改善回路の出力を上記平滑コンデンサ及び上記電圧保持コンデンサに接続したことを特徴とする請求の範囲第１項又は請求の範囲第２項記載の電源装置。
4. 上記停電検出回路は、上記交流電源を直接用いて回路を駆動する一次側回路と、上記電圧変換回路から電源の供給を受けて稼動する二次側回路とからなることを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第３項の何れかに記載の電源装置。
5. 上記停電検出回路は、上記交流電源から所定電圧以上の部分を抽出してパルス化するとともに整流し、これをフォトカプラの発光ダイオードに印加する一次側回路と、上記フォトカプラを介して接続され、このフォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期の変化に基づき上記交流電源の停電を検出する二次側回路とからなることを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第４項の何れかに記載の電源装置。
6. 上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧をトリガーダイオードによって所定電圧以上の正及び負のパルス状の信号に変換し、これを整流回路を介して上記フォトカプラに入力してこのフォトカプラを周期的にオンオフし、
   上記交流電源が停電又は降圧により上記所定電圧より低下した際には、上記トリガーダイオードを非導通に維持して上記フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させることを特徴とする請求の範囲第５項記載の電源装置。
7. 上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧を整流した電流を定電圧ダイオードに印加させる一方、上記定電圧ダイオードのカソード端子に双方向サイリスタのゲート端子を接続し、
   降伏電圧による上記定電圧ダイオードの導通により、上記双方向サイリスタを導通させ、これにより上記フォトカプラをオンし、上記交流電圧の変化時に上記双方向サイリスタを非導通にして上記フォトカプラをオフして上記フォトカプラを周期的にオンオフし、
   上記交流電源の停電の際には、上記双方向サイリスタを非導通に維持することで上記フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させることを特徴とする請求の範囲第５項記載の電源装置。
8. 上記停電検出回路は、上記交流電圧から所定電圧以上の部分を抽出して正及び負にパルス化した交流信号を、双方向フォトカプラの発光ダイオードに印加する一次側回路と、上記双方向フォトカプラを介して接続され、この双方向フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期の変化に基づき上記交流電源の停電を検出する二次側回路とからなることを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第４項の何れかに記載の電源装置。
9. 上記停電検出回路の一次側回路は、上記交流電圧をトリガーダイオードによって所定電圧以上の正及び負のパルス状の信号に変換し、これを上記双方向フォトカプラに入力してこの双方向フォトカプラを周期的にオンオフさせ、
   上記交流電源が停電又は降圧により上記所定電圧以下に低下した際には、上記トリガーダイオードを非導通に維持して上記双方向フォトカプラの受光トランジスタのオンオフの周期を変化させることを特徴とする請求の範囲第８項記載の電源装置。
10. 上記停電検出回路の二次側回路は、上記受光トランジスタと並列に接続され、この受光トランジスタの周期的なオンオフに基づき放電充電を繰り返すコンデンサと、このコンデンサの電圧と基準電圧との差を比較するコンパレータとを有し、
    上記受光トランジスタのオンオフの周期が変化した場合に、上記コンデンサの充電電圧が上記基準電圧を越えることで、上記コンパレータが上記交流電源の停電を検出することを特徴とする請求の範囲第５項乃至請求の範囲第９項の何れかに記載の電源装置。
11. 上記電圧安定化回路に、停電の際に上記電圧保持コンデンサの端子電圧の変化に基づいて電源供給が可能な時間を演算するため、上記電圧保持コンデンサの端子電圧をデジタルの電圧に変換するＡＤコンバータを設けたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至請求の範囲第１０項の何れかに記載の電源装置。

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