JPS644685B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS644685B2 JPS644685B2 JP56058042A JP5804281A JPS644685B2 JP S644685 B2 JPS644685 B2 JP S644685B2 JP 56058042 A JP56058042 A JP 56058042A JP 5804281 A JP5804281 A JP 5804281A JP S644685 B2 JPS644685 B2 JP S644685B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- amplifier
- output amplifier
- resistors
- distortion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は増幅器に関し、特にバランスド・トラ
ンスフオーマーレス（以下BTLと称す。）増幅器
に関する。
ンスフオーマーレス（以下BTLと称す。）増幅器
に関する。
BTL増幅器は２つのSEPP（シングルエンデツ
ドプツシユプル）型のアンプを互いに逆相でドラ
イブし、それぞれの出力点間に負荷を接続して比
較的低い電圧で高出力を得るようにしたものであ
る。かかるBTL増幅器において、歪を抑圧する
手段として広く慣用されている負帰還を施せば増
幅度が低下するので所望の増幅度を得るには多く
の増幅素子や増幅回路が必要となるばかりでなく
増幅回路全体の安定度が悪くなつて発振を呈する
危険性も存在する。また、出力段におけるトラン
ジスタをＡ級増幅をなすようにすると歪の改善が
なされるが電力変換効率が悪くなつて発熱量が多
くなるという問題が生じる。
ドプツシユプル）型のアンプを互いに逆相でドラ
イブし、それぞれの出力点間に負荷を接続して比
較的低い電圧で高出力を得るようにしたものであ
る。かかるBTL増幅器において、歪を抑圧する
手段として広く慣用されている負帰還を施せば増
幅度が低下するので所望の増幅度を得るには多く
の増幅素子や増幅回路が必要となるばかりでなく
増幅回路全体の安定度が悪くなつて発振を呈する
危険性も存在する。また、出力段におけるトラン
ジスタをＡ級増幅をなすようにすると歪の改善が
なされるが電力変換効率が悪くなつて発熱量が多
くなるという問題が生じる。
よつて、本発明の目的は電力変換効率が高くか
つ負帰還を施すことなくトランジスタの非直線歪
を改善することの可能なBTL増幅器を提供する
ことである。
つ負帰還を施すことなくトランジスタの非直線歪
を改善することの可能なBTL増幅器を提供する
ことである。
本発明によるBTL増幅器は、入力信号を供給
される第１出力アンプの出力と入力信号を反転増
幅する反転増幅器の出力とを合成して得られる信
号を第２出力アンプに供給し、第１及び第２出力
アンプの各々の出力端子間に共通負荷が接続され
る構成となつている。
される第１出力アンプの出力と入力信号を反転増
幅する反転増幅器の出力とを合成して得られる信
号を第２出力アンプに供給し、第１及び第２出力
アンプの各々の出力端子間に共通負荷が接続され
る構成となつている。
以下、本発明を添付図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図において、第１及び第２出力アンプ１及
び２の各々出力端子同士が共通負荷RLを介して
互いに接続されている。出力アンプ１及び電流出
力型の反転増幅器３の各々の入力端子に入力信号
eioが供給されている。反転増幅器３の出力端子
は出力アンプ２の入力端子に接続されるとともに
中断手段としての抵抗Rnを介して出力アンプ１
の出力端子にも接続されている。
び２の各々出力端子同士が共通負荷RLを介して
互いに接続されている。出力アンプ１及び電流出
力型の反転増幅器３の各々の入力端子に入力信号
eioが供給されている。反転増幅器３の出力端子
は出力アンプ２の入力端子に接続されるとともに
中断手段としての抵抗Rnを介して出力アンプ１
の出力端子にも接続されている。
かかる構成において、抵抗RLnに比して反転増
幅器３の出力インピーダンス及び出力アンプ２の
入力インピーダンスが極めて大きいものとすれば
出力アンプ２の入力eio2すなわち出力アンプ１の
出力と反転増幅器３の出力とが合成されて得られ
る信号は次式で表わされる。
幅器３の出力インピーダンス及び出力アンプ２の
入力インピーダンスが極めて大きいものとすれば
出力アンプ２の入力eio2すなわち出力アンプ１の
出力と反転増幅器３の出力とが合成されて得られ
る信号は次式で表わされる。
eio2＝eput1−G3eio ……(1)
ここに、eput1は出力アンプ１の出力、G3は反転
増幅器３における電圧利得である。
増幅器３における電圧利得である。
ここで、出力アンプ２及び反転増幅器３におけ
る歪が実用上無視し得る程度に少ないものとすれ
ば出力アンプ２の出力eput2は次式の如くなる。
る歪が実用上無視し得る程度に少ないものとすれ
ば出力アンプ２の出力eput2は次式の如くなる。
eput2＝G2eput1−G2G3eio ……(2)
ここに、G2は出力アンプ２における電圧利得
である。また、負荷RLに加わる電圧eputは次式で
示される。
である。また、負荷RLに加わる電圧eputは次式で
示される。
eput＝eput1−eput2 ……(3)
(2)式を用いて(3)式は以下のように変形できる。
eput＝eput1−G2eput1＋G2G3eio ……(4)
ここで、G2−１とするならば(4)式のようにな
る。
る。
eput＝G3eio ……(5)
(5)式から判るように出力アンプ１の出力成分は
キヤンセルされ電圧eputには含まれなくなるので、
出力アンプ１として歪成分を多く含む信号を出力
するアンプを使用しても電圧eputにはその歪成分
が存在しないことになる。従つて、出力アンプ１
としてＢ級増幅器を使用してもＡ級増幅器を使用
した場合と同様に歪が少なくなるので、出力アン
プ１としてＢ級増幅器を使用することにより出力
アンプ１，２共にＡ級増幅器を使用した場合に比
して歪を増大させることなく効率を高くすること
ができる。
キヤンセルされ電圧eputには含まれなくなるので、
出力アンプ１として歪成分を多く含む信号を出力
するアンプを使用しても電圧eputにはその歪成分
が存在しないことになる。従つて、出力アンプ１
としてＢ級増幅器を使用してもＡ級増幅器を使用
した場合と同様に歪が少なくなるので、出力アン
プ１としてＢ級増幅器を使用することにより出力
アンプ１，２共にＡ級増幅器を使用した場合に比
して歪を増大させることなく効率を高くすること
ができる。
尚、出力アンプ２の入力eio2に含まれる出力ア
ンプ１の出力eput1成分が出力アンプ２の入力イン
ピーダンス及び反転増幅器３の出力インピーダン
スが低いことによつて減衰された場合、eio2は次
式で表わされる。
ンプ１の出力eput1成分が出力アンプ２の入力イン
ピーダンス及び反転増幅器３の出力インピーダン
スが低いことによつて減衰された場合、eio2は次
式で表わされる。
eio2＝keput1−G3eio ……(6)
ここに、ｋ抵抗Rnや出力アンプのインピーダ
ンス等によるは減衰量である。従つて、出力アン
プ２の出力eput2は(2)式と同様に次式で示される。
ンス等によるは減衰量である。従つて、出力アン
プ２の出力eput2は(2)式と同様に次式で示される。
eput2＝G2keput1−G2G3eio ……(7)
ここで、出力アンプ２における電圧利得G2を
増大させて次式のように設定する。
増大させて次式のように設定する。
G2＝１／ｋ ……(8)
(8)式を用いて(7)式は以下のように変形できる。
eput2＝eput1−（１／ｋ）G3eio ……(9)
(9)式を用いて(3)式は次のように変形できる。
eput＝１／kG3eio ……(10)
(10)式から明らかなようにeput1成分が減衰された
場合でもeputに歪成分が存在しないようにするこ
とができるのである。
場合でもeputに歪成分が存在しないようにするこ
とができるのである。
第２図は、本発明の具体回路例を示す回路図で
ある。第２図において、出力アンプ１は、ベース
に供給される入力信号eioによつてプツシユプル
駆動される互いにコンプリメンタリな出力電力用
トランジスタQ1，Q2と、トランジスタQ1，Q2の
エミツタ抵抗R1，R2とで構成され、トランジス
タQ1，Q2のエミツタフオロワ出力が抵抗R1，R2
を介して共通負荷RLに供給される。また、反転
増幅器３において入力信号eioの信号レベルと入
力抵抗R3，R4とに応じた電流がカレントミラー
回路４，５の各々に供給される。カレントミラー
回路４は、ダイオード接続された入力トランジス
タQ3、出力トランジスタQ4及びエミツタ抵抗R5，
R6より成つており、エミツタ抵抗R5とR6との比
を適当に設定することにより所望の電流伝達比が
得られる。カレントミラー回路５は、同じくダイ
オード接続された入力トランジスタQ5、出力ト
ランジスタQ6及びエミツタ抵抗R7，R8より成つ
ており、電流伝達比がエミツタ抵抗R7とR8との
比により決定される。出力トランジスタQ4，Q6
のコレクタ間には出力アンプ２におけるSEPP構
成の出力電力用トランジスタQ7，Q8のベースバ
イアス用の３個のダイオードが直列接続されてい
る。これら３個のダイオードによつて出力アンプ
２の出力における歪成分が少なくなるようにトラ
ンジスタQ7，Q8の各ベースバイアス電圧が設定
される。また、出力トランジスタQ4のコレクタ
には中断手段としての抵抗Rn1，Rn2の各々一端
が共通接続されている。抵抗Rn1，Rn2は抵抗値
が相等しくなつておりかつその各々の他端は出力
電圧用トランジスタQ1，Q2の各々のエミツタに
接続されている。この抵抗Rn1，Rn2は反転増幅
器３に対して負荷抵抗として作用する。
ある。第２図において、出力アンプ１は、ベース
に供給される入力信号eioによつてプツシユプル
駆動される互いにコンプリメンタリな出力電力用
トランジスタQ1，Q2と、トランジスタQ1，Q2の
エミツタ抵抗R1，R2とで構成され、トランジス
タQ1，Q2のエミツタフオロワ出力が抵抗R1，R2
を介して共通負荷RLに供給される。また、反転
増幅器３において入力信号eioの信号レベルと入
力抵抗R3，R4とに応じた電流がカレントミラー
回路４，５の各々に供給される。カレントミラー
回路４は、ダイオード接続された入力トランジス
タQ3、出力トランジスタQ4及びエミツタ抵抗R5，
R6より成つており、エミツタ抵抗R5とR6との比
を適当に設定することにより所望の電流伝達比が
得られる。カレントミラー回路５は、同じくダイ
オード接続された入力トランジスタQ5、出力ト
ランジスタQ6及びエミツタ抵抗R7，R8より成つ
ており、電流伝達比がエミツタ抵抗R7とR8との
比により決定される。出力トランジスタQ4，Q6
のコレクタ間には出力アンプ２におけるSEPP構
成の出力電力用トランジスタQ7，Q8のベースバ
イアス用の３個のダイオードが直列接続されてい
る。これら３個のダイオードによつて出力アンプ
２の出力における歪成分が少なくなるようにトラ
ンジスタQ7，Q8の各ベースバイアス電圧が設定
される。また、出力トランジスタQ4のコレクタ
には中断手段としての抵抗Rn1，Rn2の各々一端
が共通接続されている。抵抗Rn1，Rn2は抵抗値
が相等しくなつておりかつその各々の他端は出力
電圧用トランジスタQ1，Q2の各々のエミツタに
接続されている。この抵抗Rn1，Rn2は反転増幅
器３に対して負荷抵抗として作用する。
今、抵抗R3乃至R8における抵抗値が全て相等
しいものとすれば、カレントミラー回路４，５に
おける出力トランジスタQ4，Q6による各出力電
流における直流成分が相等しくなつて抵抗Rn1，
Rn2には流れず、交流成分のみが抵抗Rn1，Rn2流
れることになる。従つて、抵抗Rn1，Rn2の各両
端間には入力信号eioの信号レベルに応じた電圧
が生じ、抵抗Rn1，Rn2の各々の他端はトランジ
スタQ1，Q2の各々のエミツタに接続されている
ので抵抗Rn1，Rn2の一端には入力信号eioの逆相
信号成分と出力アンプ１の出力信号成分とを含む
信号が生じる。この抵抗Rn1，Rn2の一端に生じ
た信号が出力アンプ２によつてプツシユプル増幅
され、エミツタ抵抗R9，R10を介して共通負荷RL
に供給される。
しいものとすれば、カレントミラー回路４，５に
おける出力トランジスタQ4，Q6による各出力電
流における直流成分が相等しくなつて抵抗Rn1，
Rn2には流れず、交流成分のみが抵抗Rn1，Rn2流
れることになる。従つて、抵抗Rn1，Rn2の各両
端間には入力信号eioの信号レベルに応じた電圧
が生じ、抵抗Rn1，Rn2の各々の他端はトランジ
スタQ1，Q2の各々のエミツタに接続されている
ので抵抗Rn1，Rn2の一端には入力信号eioの逆相
信号成分と出力アンプ１の出力信号成分とを含む
信号が生じる。この抵抗Rn1，Rn2の一端に生じ
た信号が出力アンプ２によつてプツシユプル増幅
され、エミツタ抵抗R9，R10を介して共通負荷RL
に供給される。
以上の構成において、出力アンプ２におけるエ
ミツタ抵抗R9，R10により出力アンプ２の電圧利
得G2が１より小さくなつているが、出力アンプ
１の出力電圧用トランジスタQ1，Q2の各エミツ
タに直接中断手段としての抵抗Rn1，Rn2の各々
の他端が接続されトランジスタQ1，Q2の各エミ
ツタより直接出力信号が出力アンプ２に供給され
ることにより出力アンプ２における信号の減衰が
補償されている。尚、反転増幅器３における利得
G3は−Rn1／R3となつている。
ミツタ抵抗R9，R10により出力アンプ２の電圧利
得G2が１より小さくなつているが、出力アンプ
１の出力電圧用トランジスタQ1，Q2の各エミツ
タに直接中断手段としての抵抗Rn1，Rn2の各々
の他端が接続されトランジスタQ1，Q2の各エミ
ツタより直接出力信号が出力アンプ２に供給され
ることにより出力アンプ２における信号の減衰が
補償されている。尚、反転増幅器３における利得
G3は−Rn1／R3となつている。
以上詳述した如く本発明によれば、出力アンプ
１として歪が多いが効率の高いＢ級増幅器を使用
しても出力アンプ２として効率が低いが歪の少な
いＡ級増幅器を使用することにより出力アンプ１
の出力に含まれる歪成分をキヤンセルして共通負
荷RLへ供給される出力信号における歪成分の量
を出力アンプ１，２双方にＡ級増幅器を使用した
場合と同等にすることができ、高性能で効率が高
くかつ製造コストの安価なBTL増幅器が得られ
るのである。また、本発明によるBTL増幅器は、
反転増幅器３における増幅度を調整することによ
り出力アンプ１の出力に含まれる歪成分をキヤン
セルする効果を失うことなく出力アンプ２におけ
る増幅度を小さくすることができる構成なので、
歪の少ないアンプである必要がある出力アンプ２
を容易に得ることができるのである。
１として歪が多いが効率の高いＢ級増幅器を使用
しても出力アンプ２として効率が低いが歪の少な
いＡ級増幅器を使用することにより出力アンプ１
の出力に含まれる歪成分をキヤンセルして共通負
荷RLへ供給される出力信号における歪成分の量
を出力アンプ１，２双方にＡ級増幅器を使用した
場合と同等にすることができ、高性能で効率が高
くかつ製造コストの安価なBTL増幅器が得られ
るのである。また、本発明によるBTL増幅器は、
反転増幅器３における増幅度を調整することによ
り出力アンプ１の出力に含まれる歪成分をキヤン
セルする効果を失うことなく出力アンプ２におけ
る増幅度を小さくすることができる構成なので、
歪の少ないアンプである必要がある出力アンプ２
を容易に得ることができるのである。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は、第１図の具体回路例を示す回路図
である。 主要部分の符号の説明、１，２……出力アン
プ、３……反転増幅器、Rn……抵抗。
図、第２図は、第１図の具体回路例を示す回路図
である。 主要部分の符号の説明、１，２……出力アン
プ、３……反転増幅器、Rn……抵抗。
Claims (1)
- １ 入力信号を反転増幅する反転増幅器と、入力
信号の供給される第１出力アンプと、前記反転増
幅器の出力が供給される第２出力アンプとを含
み、前記第１及び第２出力アンプの各々の出力端
子が負荷の両端に接続されてなるバランスド・ト
ランスフオーマーレス増幅器であつて、前記第１
出力アンプの出力電圧に応じた電圧を前記第２出
力アンプの入力端子に供給する中断手段を有し、
かつ前記第２出力アンプの利得は前記第１出力ア
ンプの出力と前記第２出力アンプの入力間の振幅
の比に応じた値に設定されていることを特徴とす
る増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56058042A JPS57173205A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Btl amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56058042A JPS57173205A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Btl amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57173205A JPS57173205A (en) | 1982-10-25 |
| JPS644685B2 true JPS644685B2 (ja) | 1989-01-26 |
Family
ID=13072873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56058042A Granted JPS57173205A (en) | 1981-04-17 | 1981-04-17 | Btl amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57173205A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6045515U (ja) * | 1983-09-07 | 1985-03-30 | 日本コロムビア株式会社 | Ｂｔｌ増幅器 |
| JPS6172913U (ja) * | 1984-10-17 | 1986-05-17 |
-
1981
- 1981-04-17 JP JP56058042A patent/JPS57173205A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57173205A (en) | 1982-10-25 |
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