JPS644437B2 - - Google Patents
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- JPS644437B2 JPS644437B2 JP56179810A JP17981081A JPS644437B2 JP S644437 B2 JPS644437 B2 JP S644437B2 JP 56179810 A JP56179810 A JP 56179810A JP 17981081 A JP17981081 A JP 17981081A JP S644437 B2 JPS644437 B2 JP S644437B2
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- Japan
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/06—Controlling the motor in four quadrants
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 技術分野の説明
本発明は鉄道車両の誘導電動機制御装置の改良
に関するものである。
に関するものである。
(b) 従来技術の説明
鉄道車両の主電動機として、誘導電動機を使用
することは、小形軽量化およびメンテナンスフリ
ーの点から大きな利点がある。誘導電動機を効率
よく速度制御するためには、可変電圧、可変周波
数制御（以下、VVVFと略す）が必要で、通常
サイリスタなどを用いたVVVFインバータが使
用される。第１図は、誘導電動機の１相分の等価
回路と、VVVFインバータおよび入力フイルタ
との関係を示したもので、２０は入力フイルタリ
アクトルLo、２１は入力フイルタコンデンサCo、
２２はVVVFインバータ、２３は１次漏れイン
ダクタンスL1、２４は１次レジスタンスR1、２
５は励磁インダクタンスLm、２６は２次漏れイ
ンダクタンスL2、２７は等価２次レジスタンス
R2／Ｓである。ここでＳは誘導電動機のすべりで、 次のように定義される。
することは、小形軽量化およびメンテナンスフリ
ーの点から大きな利点がある。誘導電動機を効率
よく速度制御するためには、可変電圧、可変周波
数制御（以下、VVVFと略す）が必要で、通常
サイリスタなどを用いたVVVFインバータが使
用される。第１図は、誘導電動機の１相分の等価
回路と、VVVFインバータおよび入力フイルタ
との関係を示したもので、２０は入力フイルタリ
アクトルLo、２１は入力フイルタコンデンサCo、
２２はVVVFインバータ、２３は１次漏れイン
ダクタンスL1、２４は１次レジスタンスR1、２
５は励磁インダクタンスLm、２６は２次漏れイ
ンダクタンスL2、２７は等価２次レジスタンス
R2／Ｓである。ここでＳは誘導電動機のすべりで、 次のように定義される。
Ｓ＝すべり周波数（FS）／インバータ出力周波
数（Ｆ） このVVVF方式は制御そのものが複雑である
という点と、電源高調波低減のためにPWM変調
を行なわなければならないなどの点から高度な制
御技術が要求される。
数（Ｆ） このVVVF方式は制御そのものが複雑である
という点と、電源高調波低減のためにPWM変調
を行なわなければならないなどの点から高度な制
御技術が要求される。
従来このようなPWM変調VVVFインバータの
制御部として、第２図に示すような方法が行われ
ていた。
制御部として、第２図に示すような方法が行われ
ていた。
第２図は従来のVVVFインバータの制御部を
ブロツク図で示したもので、１は回転数を検知す
るパルスジエネレータ、２はパルスジエネレータ
信号より回転周波数FRを算出する回転周波数演
算部、３はパルスジエネレータ信号の時間変化率
より空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、４
は走行指令MCおよびノツチ指令Ｐ／Ｂをあたえ
るマスコン及びブレーキ弁、５はマスコン指令
MC、応荷重VLおよび空転滑走条件WSDに応じ
あ電流指令値ICを算出する電流指令値演算部、
６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力行Ｐ、回生Ｂを
判別する力行回生判別部、７は電流指令値ICお
よびＰまたはＢ条件および電流指令値ICと誘導
電動機の電IMとの電流偏差IUに応じて基準すべ
り周波数FSIおよびすべり周波数FSを算出するす
べり周波数演算部、８はインバータ周波数Ｆおよ
び架線電圧ECより変調率ALを算出する変調率演
算部、９はインバーレ周波数Ｆより変調パルスモ
ードＮを算出する変調パルスモード演算部、そし
て１０はインバータ出力周波数Ｆ、変調パルスモ
ードＮおよび変調率ALにしたがつてPWM変調
を行うPWM変調部である。
ブロツク図で示したもので、１は回転数を検知す
るパルスジエネレータ、２はパルスジエネレータ
信号より回転周波数FRを算出する回転周波数演
算部、３はパルスジエネレータ信号の時間変化率
より空転及び滑走を検知する空転滑走検知部、４
は走行指令MCおよびノツチ指令Ｐ／Ｂをあたえ
るマスコン及びブレーキ弁、５はマスコン指令
MC、応荷重VLおよび空転滑走条件WSDに応じ
あ電流指令値ICを算出する電流指令値演算部、
６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力行Ｐ、回生Ｂを
判別する力行回生判別部、７は電流指令値ICお
よびＰまたはＢ条件および電流指令値ICと誘導
電動機の電IMとの電流偏差IUに応じて基準すべ
り周波数FSIおよびすべり周波数FSを算出するす
べり周波数演算部、８はインバータ周波数Ｆおよ
び架線電圧ECより変調率ALを算出する変調率演
算部、９はインバーレ周波数Ｆより変調パルスモ
ードＮを算出する変調パルスモード演算部、そし
て１０はインバータ出力周波数Ｆ、変調パルスモ
ードＮおよび変調率ALにしたがつてPWM変調
を行うPWM変調部である。
また第３図は第２図に示したすべり周波数演算
部７の詳細を示したもので、電流指令値ICを入
力する関数器１１の出力として与えられる基準す
べり周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償器
１２の出力として与えられる定電流補正すべり周
波数FS２の和をリミツタ１３を通してからすべ
り周波数FSとして出力している。これによりIL
IMなる定電流制御が行なわれる。
部７の詳細を示したもので、電流指令値ICを入
力する関数器１１の出力として与えられる基準す
べり周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償器
１２の出力として与えられる定電流補正すべり周
波数FS２の和をリミツタ１３を通してからすべ
り周波数FSとして出力している。これによりIL
IMなる定電流制御が行なわれる。
第１図において、入力フイルタリアクトルLo
と入力フイルタコンデンサCoで構成した入力フ
イルタ回路と誘導電動機側のリアクタンスLmと
の間で流れようとする振動電流（ハンチング電
流）に対してダンピング要素となるものは、直列
に入つている、１次レジスタンスR1と、並列に
入る等価２次レジスタR2／Ｓだけであり、原理的に それぞれR1は大きいほど、またR2／Ｓは小さいほど ダンピング効果が大きい。ところが、R1はその
値は非常に小さくまた逆にR2／ＳはもともとＳの値 が小さく特にインバータ周波数Ｆが高周波になる
ほどＳはさらに小さくなるので、ともにこれだけ
では大きなダンピング効果を期待することはでき
ない。したがつて第２図及び第３図で示したよう
に単にすべり周波数FSによる定電流制御を行い
ながらVVVF制御をしていたのでは、主回路に
振動電流が発生した場合、これを整定することが
できなかつた。
と入力フイルタコンデンサCoで構成した入力フ
イルタ回路と誘導電動機側のリアクタンスLmと
の間で流れようとする振動電流（ハンチング電
流）に対してダンピング要素となるものは、直列
に入つている、１次レジスタンスR1と、並列に
入る等価２次レジスタR2／Ｓだけであり、原理的に それぞれR1は大きいほど、またR2／Ｓは小さいほど ダンピング効果が大きい。ところが、R1はその
値は非常に小さくまた逆にR2／ＳはもともとＳの値 が小さく特にインバータ周波数Ｆが高周波になる
ほどＳはさらに小さくなるので、ともにこれだけ
では大きなダンピング効果を期待することはでき
ない。したがつて第２図及び第３図で示したよう
に単にすべり周波数FSによる定電流制御を行い
ながらVVVF制御をしていたのでは、主回路に
振動電流が発生した場合、これを整定することが
できなかつた。
(c) 発明の目的
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、誘導
電動機をVVVFインバータによりすべり周波数
制御する場合の主回路の振動電流を、すべり周波
数に補正を加えることにより阻止する誘導電動機
の制御方法を提供するものである。
電動機をVVVFインバータによりすべり周波数
制御する場合の主回路の振動電流を、すべり周波
数に補正を加えることにより阻止する誘導電動機
の制御方法を提供するものである。
(d) 発明の構成
第４図は本発明のVVVFインバータの制御部
の一実施例を示したブロツク図で、１７のすべり
周波数演算部以外は第２図と同一の構成である。
また第５図は第４図におけるすべり周波数演算部
１７の詳細を示したもので、第３図の構成にIM
の微分補償器１４と力行、回生により極性を反転
させるスイツチ１５を付加したものである。
の一実施例を示したブロツク図で、１７のすべり
周波数演算部以外は第２図と同一の構成である。
また第５図は第４図におけるすべり周波数演算部
１７の詳細を示したもので、第３図の構成にIM
の微分補償器１４と力行、回生により極性を反転
させるスイツチ１５を付加したものである。
(e) 発明の作用
VVVFインバータは交流出力電圧EMとすべり
周波数FSを独立に制御することができ、第６図
の制御特性要因図に示した通りそれぞれ次のよう
に制御される。
周波数FSを独立に制御することができ、第６図
の制御特性要因図に示した通りそれぞれ次のよう
に制御される。
即ち、VVVFインバータの交流出力電圧EMと
出力周波数Ｆとが比例関係にある第６図に示した
出力周波数Ｆが０から交流出力電圧EMが飽和す
る点F1の範囲では、交流出力電圧EMとすべり周
波数FSは共に制御可能で、電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMは等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F1を超え
誘導電動機をすべり周波数制御する上で、すべり
周波数制御可能な最大のすべり周波数FSに相当
するVVVFインバータ出力周波数F2の範囲では、
交流出力電圧EMは最大値を出力し、すべり周波
数FSが制御され、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMは前記と同じく等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F2を超え
る範囲では、交流出力電圧EM、すべり周波数FS
共に最大値一定で、誘導電動機の電流IMは電流
指令値ICより少ない状態でで制御される。
出力周波数Ｆとが比例関係にある第６図に示した
出力周波数Ｆが０から交流出力電圧EMが飽和す
る点F1の範囲では、交流出力電圧EMとすべり周
波数FSは共に制御可能で、電流指令値ICと誘導
電動機の電流IMは等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F1を超え
誘導電動機をすべり周波数制御する上で、すべり
周波数制御可能な最大のすべり周波数FSに相当
するVVVFインバータ出力周波数F2の範囲では、
交流出力電圧EMは最大値を出力し、すべり周波
数FSが制御され、電流指令値ICと誘導電動機の
電流IMは前記と同じく等しくなるよう制御し、
VVVFインバータ出力周波数Ｆが前記F2を超え
る範囲では、交流出力電圧EM、すべり周波数FS
共に最大値一定で、誘導電動機の電流IMは電流
指令値ICより少ない状態でで制御される。
VVVFインバータにおいて、振動現象のダン
ピングを強化する方法として通常考えられる方法
は、一般の変換器で行なわれているように誘導電
動機の電流IMの微分要素を負帰還でVVVFイン
バータの交流出力電圧EMの制御パラメータであ
る変調率ALに加える方法である。この方法は第
１図において振動電流分についてのみ見かけ上過
渡的にR1を大きくする方法であり、電圧を可変
する制御変換器すなわちVVVFインバータに限
らずチヨツパ装置、位相制御整流器、CVCFイン
バータなどどれも共通に有効な方法であるが、こ
の方法はVVVFインバータでは第６図に示す
VVVFインバータの出力周波数Ｆが０〜F1の範
囲の領域でのみしか適用できないから、それ以外
の領域では当然アンチハント効果は失なわれてし
まう。
ピングを強化する方法として通常考えられる方法
は、一般の変換器で行なわれているように誘導電
動機の電流IMの微分要素を負帰還でVVVFイン
バータの交流出力電圧EMの制御パラメータであ
る変調率ALに加える方法である。この方法は第
１図において振動電流分についてのみ見かけ上過
渡的にR1を大きくする方法であり、電圧を可変
する制御変換器すなわちVVVFインバータに限
らずチヨツパ装置、位相制御整流器、CVCFイン
バータなどどれも共通に有効な方法であるが、こ
の方法はVVVFインバータでは第６図に示す
VVVFインバータの出力周波数Ｆが０〜F1の範
囲の領域でのみしか適用できないから、それ以外
の領域では当然アンチハント効果は失なわれてし
まう。
そこで本発明ではVVVFインバータ特有の制
御要素であるすべり周波数FSに着且し並列共振
条件の変更、制御を行うことによりアンチハント
を実現させるもので、具体的には次のような作用
によりアンチハントが行なわれる。すなわち、第
１図で前述したようにダンピングを強化するため
のもう一つの要素２次等価抵抗R2／Ｓを振動電流に 対してのみ過渡的に小さくできればよいわけであ
るが、すべり周波数FSの定常的な値は、電流指
令値ICと誘導電動機の電流IMを等しくするため
の第３図に示した電流指令値ICによる基準すべ
り周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償の定
電流補正すべりFS２の和である定電流制御要素
によつて決定されるので、誘導電動機の電流IM
に重畳する振動電流、すなわち、誘導電動機の電
流IMの変化分についてのみすべり周波数FSを調
整する要素を追加すればよいことになる。これを
実現する方法が第５図に示した方法で、誘導電動
機の電流IMの微分補償器１４により微分要素FS
３を力行時はスイツチ１５により前記基準すべり
周波数FSと定電流補正すべり周波数FS２の和に
対して加算することにより、誘導電動機の電流
IMが増加しようとすると、R2／Ｓが小さくな
り、第１図に示した励磁インダクタンスLmに流
れ込む電流が増加しないように作用し、反対に誘
導電動機の電流IMが減少しようとするとR2／Ｓ
が大きくなり励磁インダクタンスLmの電流が減
少しないように作用する。この作用は誘導電動機
の電流IMに振動電流が発生しても励磁インダク
タンスLmの電流を一定に保とうとするものであ
り、すなわち、振動電流を等価２次レジスタンス
の過渡変化により吸収するものであり、電流指令
値ICと誘導電動機の電流IMが等しく定電流特性
であることには何らの影響を与えることなく、振
動電流についてのみ大きなダンピングが作用す
る。
御要素であるすべり周波数FSに着且し並列共振
条件の変更、制御を行うことによりアンチハント
を実現させるもので、具体的には次のような作用
によりアンチハントが行なわれる。すなわち、第
１図で前述したようにダンピングを強化するため
のもう一つの要素２次等価抵抗R2／Ｓを振動電流に 対してのみ過渡的に小さくできればよいわけであ
るが、すべり周波数FSの定常的な値は、電流指
令値ICと誘導電動機の電流IMを等しくするため
の第３図に示した電流指令値ICによる基準すべ
り周波数FS１と電流偏差IUの一次遅れ補償の定
電流補正すべりFS２の和である定電流制御要素
によつて決定されるので、誘導電動機の電流IM
に重畳する振動電流、すなわち、誘導電動機の電
流IMの変化分についてのみすべり周波数FSを調
整する要素を追加すればよいことになる。これを
実現する方法が第５図に示した方法で、誘導電動
機の電流IMの微分補償器１４により微分要素FS
３を力行時はスイツチ１５により前記基準すべり
周波数FSと定電流補正すべり周波数FS２の和に
対して加算することにより、誘導電動機の電流
IMが増加しようとすると、R2／Ｓが小さくな
り、第１図に示した励磁インダクタンスLmに流
れ込む電流が増加しないように作用し、反対に誘
導電動機の電流IMが減少しようとするとR2／Ｓ
が大きくなり励磁インダクタンスLmの電流が減
少しないように作用する。この作用は誘導電動機
の電流IMに振動電流が発生しても励磁インダク
タンスLmの電流を一定に保とうとするものであ
り、すなわち、振動電流を等価２次レジスタンス
の過渡変化により吸収するものであり、電流指令
値ICと誘導電動機の電流IMが等しく定電流特性
であることには何らの影響を与えることなく、振
動電流についてのみ大きなダンピングが作用す
る。
力行の場合は電力を電源側より供給しているの
で、誘導電動機の電流IMの変動とインバータ入
力に設けてある入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が逆位相であり、従つて入力フイル
タコンデンサCoの電圧ECが上昇しようとする時
はR2／Ｓを小さくすることにより、その上昇を
押さえるように誘導電動機の電流IMの微分要素
を正帰還で加えるが、電力回生ブレーキの場合に
は逆に電力を電源に返還するので、誘導電動機の
電流IMの変動と入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が同位相になり、従つて誘導電動機
の電流IMの微分要素を負帰還で加えることによ
り、力行の場合と全く同じダンピング効果が得ら
れる。
で、誘導電動機の電流IMの変動とインバータ入
力に設けてある入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が逆位相であり、従つて入力フイル
タコンデンサCoの電圧ECが上昇しようとする時
はR2／Ｓを小さくすることにより、その上昇を
押さえるように誘導電動機の電流IMの微分要素
を正帰還で加えるが、電力回生ブレーキの場合に
は逆に電力を電源に返還するので、誘導電動機の
電流IMの変動と入力フイルタコンデンサCoの電
圧ECの変動が同位相になり、従つて誘導電動機
の電流IMの微分要素を負帰還で加えることによ
り、力行の場合と全く同じダンピング効果が得ら
れる。
(f) 発明の効果
以上説明した通り本発明によれば、誘導電動機
を入力フイルターを有するVVVFインバータで
すべり周波数制御により駆動する場合に発生する
主回路電動の振動電流を、定電流制御性能を何等
損ねることなく、簡単に阻止することができる。
を入力フイルターを有するVVVFインバータで
すべり周波数制御により駆動する場合に発生する
主回路電動の振動電流を、定電流制御性能を何等
損ねることなく、簡単に阻止することができる。
第１図は誘導電動機の１相分等価回路と
VVVFインバータおよび入力フイルタの関係を
示した図、第２図は従来のVVVFインバータ制
御部のブロツク図、第３図は第２図のすべり周波
演算部のブロツク図、第４図は本発明の一実施例
のブロツク図、第５図は第４図のすべり周波演算
部のブロツク図、第６図は制御特性要因図であ
る。 ７……すべり周波演算部、１４……微分補償
器、１５……スイツチ、１７……すべり周波演算
部。
VVVFインバータおよび入力フイルタの関係を
示した図、第２図は従来のVVVFインバータ制
御部のブロツク図、第３図は第２図のすべり周波
演算部のブロツク図、第４図は本発明の一実施例
のブロツク図、第５図は第４図のすべり周波演算
部のブロツク図、第６図は制御特性要因図であ
る。 ７……すべり周波演算部、１４……微分補償
器、１５……スイツチ、１７……すべり周波演算
部。
Claims (1)
- １ 誘導電動機を可変電圧・可変周波数インバー
タによりすべり周波数制御する制御装置におい
て、誘導電動機電流の微分要素をすべり周波数
に、力行時は加算し、回生ブレーキ時は減算する
ことを特徴とする誘導電動機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179810A JPS5883595A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 誘導電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179810A JPS5883595A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 誘導電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5883595A JPS5883595A (ja) | 1983-05-19 |
| JPS644437B2 true JPS644437B2 (ja) | 1989-01-25 |
Family
ID=16072283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56179810A Granted JPS5883595A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 誘導電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5883595A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59216406A (ja) * | 1983-05-23 | 1984-12-06 | Toshiba Corp | 電気車制御装置の制御方法 |
-
1981
- 1981-11-11 JP JP56179810A patent/JPS5883595A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5883595A (ja) | 1983-05-19 |
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