JP2732619B2 - 電気車制御装置 - Google Patents
電気車制御装置Info
- Publication number
- JP2732619B2 JP2732619B2 JP63288880A JP28888088A JP2732619B2 JP 2732619 B2 JP2732619 B2 JP 2732619B2 JP 63288880 A JP63288880 A JP 63288880A JP 28888088 A JP28888088 A JP 28888088A JP 2732619 B2 JP2732619 B2 JP 2732619B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- frequency
- output
- mode
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
- B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
- B60L9/18—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors fed from dc supply lines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
- Sustainable Development (AREA)
- Sustainable Energy (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、電気車制御装置に関する。
（従来の技術） 電気車の主電動機として誘導電動機を使用すること
は、小形軽量化とメンテナンスフリー化の点から大きな
メリットがある。そして、このような誘導電動機を用い
た電気車では、その誘導電動機を効率良く速度制御する
ために可変電圧可変周波数制御が必要であり、通常はサ
イリスタを用いたVVVFインバータが使用されている。
は、小形軽量化とメンテナンスフリー化の点から大きな
メリットがある。そして、このような誘導電動機を用い
た電気車では、その誘導電動機を効率良く速度制御する
ために可変電圧可変周波数制御が必要であり、通常はサ
イリスタを用いたVVVFインバータが使用されている。
このVVVFインバータで電気車を起動時の低速度域から
高速度域まで制御するためには、インバータ出力周波数
を数Hzから100数十Hzの範囲まで変化させる必要があ
る。従って、直流電気鉄道においては、このような周波
数の交流成分が直接に直流架線に伝わり誘導障害を引き
起こす問題点があり、このために直流電源とインバータ
との間に必ずフィルタを構成するためのリアクトルとコ
ンデンサを挿入している。
高速度域まで制御するためには、インバータ出力周波数
を数Hzから100数十Hzの範囲まで変化させる必要があ
る。従って、直流電気鉄道においては、このような周波
数の交流成分が直接に直流架線に伝わり誘導障害を引き
起こす問題点があり、このために直流電源とインバータ
との間に必ずフィルタを構成するためのリアクトルとコ
ンデンサを挿入している。
第５図はこのような電気車制御装置の従来例を示して
おり、直流架線からパンタグラフ１により集電された直
流は、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３を
介して三相インバータ４へ加えられる。このインバータ
４は、ゲートターンオフサイリスタ4a〜4fを主体とする
パルス幅変調（PWM）が可能なインバータである。
おり、直流架線からパンタグラフ１により集電された直
流は、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３を
介して三相インバータ４へ加えられる。このインバータ
４は、ゲートターンオフサイリスタ4a〜4fを主体とする
パルス幅変調（PWM）が可能なインバータである。
このインバータ４出力は誘導電動機５へ接続され、誘
導電動機５は電気車６を駆動する。
導電動機５は電気車６を駆動する。
パルス発生器７は車両速度に応じて速度周波数信号fm
を発生し、応荷重検出器８は荷重に応じた信号を電流パ
ターン発生部９とすべり周波数パターン発生部10とに入
力し、これら電流パターン発生部９とすべり周波数パタ
ーン発生部10とがそれぞれ荷重に見合った電流Ip・すべ
り周波数fsパターンを発生させる。
を発生し、応荷重検出器８は荷重に応じた信号を電流パ
ターン発生部９とすべり周波数パターン発生部10とに入
力し、これら電流パターン発生部９とすべり周波数パタ
ーン発生部10とがそれぞれ荷重に見合った電流Ip・すべ
り周波数fsパターンを発生させる。
インバータ制御部11では、電流パターン発生部９の出
力Ipを電動機電流検出器12の出力から減算して偏差をと
り、増幅器13で増幅した出力Δfsに前記周波数信号fmと
すべり周波数信号fsとを合成し、 力行時には、 ｆ＝fm＋fs＋Δfs 回生時には、 ｆ＝fm−（fs＋Δfs） を演算して、インバータ４の出力周波数ｆを決める。
力Ipを電動機電流検出器12の出力から減算して偏差をと
り、増幅器13で増幅した出力Δfsに前記周波数信号fmと
すべり周波数信号fsとを合成し、 力行時には、 ｆ＝fm＋fs＋Δfs 回生時には、 ｆ＝fm−（fs＋Δfs） を演算して、インバータ４の出力周波数ｆを決める。
また、フィルタコンデンサ３の電圧を、電圧検出器14
で検出した出力Efcと前記インバータ４の出力周波数ｆ
とを電圧制御部15へ入力し、電圧指令γを下式によって
演算する。
で検出した出力Efcと前記インバータ４の出力周波数ｆ
とを電圧制御部15へ入力し、電圧指令γを下式によって
演算する。
（A,Bは定数） 以上の電圧指令γと周波数指令ｆをPWM変調制御部16
へ入力することにより、PWM変調制御されたゲート信号
をインバータ４のサイリスタへ供給する。
へ入力することにより、PWM変調制御されたゲート信号
をインバータ４のサイリスタへ供給する。
PWM変調制御部16は、インバータ４の出力周波数に同
期した基準正弦波と、出力周波数の１サイクル間に何パ
ルス出力するかを決めるキャリアとの比較によって変調
パルスを作り出す。
期した基準正弦波と、出力周波数の１サイクル間に何パ
ルス出力するかを決めるキャリアとの比較によって変調
パルスを作り出す。
PWM変調モードとしては、起動時より設定周波数ｆ0ま
では出力周波数１サイクル間に複数のパルスを出力して
出力周波数と出力電圧の比を一定に制御し、ｆ0以上で
は１パルス出力として出力電圧を固定するようにしてい
る。
では出力周波数１サイクル間に複数のパルスを出力して
出力周波数と出力電圧の比を一定に制御し、ｆ0以上で
は１パルス出力として出力電圧を固定するようにしてい
る。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、このような従来の電気車制御装置で
は、電動機５の発生トルクにより車輪駆動装置を介して
車輪６へ力行時には牽引力を、回生時には制動力を伝達
するが、電動機５と負荷とを結合する車輪駆動装置17が
持つ機械的な固有振動周波数が約10Hz近傍にあり、電動
機制御系の応答がこの固有振動周波数に近付くと、大き
な軸振動を発生し、この結果、電動機５の発生トルクも
約10Hzで回転むらを発生し、これがフィルタリアクトル
２とフィルタコンデンサ３において約10Hzの電流、電圧
リップルを発生させ、電動機制御系とトルク伝達機構と
が約10Hzで共振する問題点があった。
は、電動機５の発生トルクにより車輪駆動装置を介して
車輪６へ力行時には牽引力を、回生時には制動力を伝達
するが、電動機５と負荷とを結合する車輪駆動装置17が
持つ機械的な固有振動周波数が約10Hz近傍にあり、電動
機制御系の応答がこの固有振動周波数に近付くと、大き
な軸振動を発生し、この結果、電動機５の発生トルクも
約10Hzで回転むらを発生し、これがフィルタリアクトル
２とフィルタコンデンサ３において約10Hzの電流、電圧
リップルを発生させ、電動機制御系とトルク伝達機構と
が約10Hzで共振する問題点があった。
この発明はこのような従来の問題点を解決するために
なされたもので、VVVFインバータのフィルタ回路と電動
機トルク伝達機構との間の共振現象を抑制することがで
きる電気車制御装置を提供することを目的とする。
なされたもので、VVVFインバータのフィルタ回路と電動
機トルク伝達機構との間の共振現象を抑制することがで
きる電気車制御装置を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、直流電力をフィルタリアクトルとフィル
タコンデンサとで成るフィルタ回路を介して入力し、パ
ルス幅変調制御による可変電圧可変周波数インバータに
より低速度域は複数パルス電圧出力で、高速度域は単一
パルス電圧出力で誘導電動機をすべり周波数制御する電
気車制御装置において、前記フィルタコンデンサの両端
電圧の振動成分を検出する検出手段と、この検出手段の
出力に前記複数パルス電圧出力の制御領域では前記単一
パルス電圧出力の制御領域に比べて大なるゲインを作用
させ、所定の位相分進ませた周波数信号を生成し、前記
すべり周波数に加算させる進み補償手段とを備えたもの
である。
タコンデンサとで成るフィルタ回路を介して入力し、パ
ルス幅変調制御による可変電圧可変周波数インバータに
より低速度域は複数パルス電圧出力で、高速度域は単一
パルス電圧出力で誘導電動機をすべり周波数制御する電
気車制御装置において、前記フィルタコンデンサの両端
電圧の振動成分を検出する検出手段と、この検出手段の
出力に前記複数パルス電圧出力の制御領域では前記単一
パルス電圧出力の制御領域に比べて大なるゲインを作用
させ、所定の位相分進ませた周波数信号を生成し、前記
すべり周波数に加算させる進み補償手段とを備えたもの
である。
（作用） この発明の電気車制御装置では、フィルタコンデンサ
電圧の振動成分を検出し、この振動成分に対して、複数
パネル電圧出力の制御領域では単一パルス電圧出力の制
御領域に比べて大なるゲインを作用させることによって
所定の位相分進ませた周波数信号を生成し、すべり周波
数に加算させる進み補償を行うので、多パルスモード
（可変電圧可変周波数制御モード、つまりV/f一定モー
ド）では、発散を防ぐために微分補償ゲインを単一パル
スモード（一定電圧可変周波数制御モード）の微分補償
ゲインよりも大きくすることにより、いずれの制御モー
ドにあってもリップル分とトルク伝達機構の固有振動数
との共振を効果的に抑制することができる。
電圧の振動成分を検出し、この振動成分に対して、複数
パネル電圧出力の制御領域では単一パルス電圧出力の制
御領域に比べて大なるゲインを作用させることによって
所定の位相分進ませた周波数信号を生成し、すべり周波
数に加算させる進み補償を行うので、多パルスモード
（可変電圧可変周波数制御モード、つまりV/f一定モー
ド）では、発散を防ぐために微分補償ゲインを単一パル
スモード（一定電圧可変周波数制御モード）の微分補償
ゲインよりも大きくすることにより、いずれの制御モー
ドにあってもリップル分とトルク伝達機構の固有振動数
との共振を効果的に抑制することができる。
（実施例） 以下、この発明の実施例を図に基づいて詳説する。
第１図はこの発明の一実施例を示しており、誘導電動
機主回路の構成は従来例で示した第４図のものと共通の
構成であり、同一要素については同一の符号を付して示
してある。
機主回路の構成は従来例で示した第４図のものと共通の
構成であり、同一要素については同一の符号を付して示
してある。
この実施例の特徴は、インバータ制御部11の構成にあ
り、フィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検
出器14からの電圧信号Efcを入力とし、トルク伝達機構
の固有振動周波数ｆ0に対して約1.5倍のカットオフ周波
数fcが選定されたローパスフィルタ18と、このローパス
フィルタ18の出力Efc1を入力とする電圧制御部15、微分
補償器19及び前記電圧検出器14の出力Efcから直流分の
みを取出すために1Hz以下のカットオフ周波数が選定さ
れたローパスフィルタ20とを備えている。
り、フィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検
出器14からの電圧信号Efcを入力とし、トルク伝達機構
の固有振動周波数ｆ0に対して約1.5倍のカットオフ周波
数fcが選定されたローパスフィルタ18と、このローパス
フィルタ18の出力Efc1を入力とする電圧制御部15、微分
補償器19及び前記電圧検出器14の出力Efcから直流分の
みを取出すために1Hz以下のカットオフ周波数が選定さ
れたローパスフィルタ20とを備えている。
さらに前記微分補償器19にはローパスフィルタ20の出
力Efc0とPWM変調制御部16のPWM変調モード信号msが入力
され、f sefc信号が出力されるようになっている。
力Efc0とPWM変調制御部16のPWM変調モード信号msが入力
され、f sefc信号が出力されるようになっている。
尚、前記PWM変調モード信号msは、一定電圧可変周波
数モードと可変電圧可変周波数モードとの識別信号であ
る。
数モードと可変電圧可変周波数モードとの識別信号であ
る。
加えて、従来例と同様の応荷重検出器８からの応荷重
信号に応じたすべり周波数を決定するすべり周波数パタ
ーン発生器10からのすべり周波数信号fs、応荷重検出器
８からの応荷重信号に応じた電流パターンを決定する電
流パターン発生器９からの電流信号と誘導電動機５に対
する駆動電流imとの偏差を増幅器13で増幅した信号Δfs
及びパルス発生器７からの回転周波数fmを合成して信号
fprを得、これを微分補償器19からの出力f sefcに加算
し、最終すべり周波数指令ｆとしてPWM変調制御部16に
与えるようにしている。
信号に応じたすべり周波数を決定するすべり周波数パタ
ーン発生器10からのすべり周波数信号fs、応荷重検出器
８からの応荷重信号に応じた電流パターンを決定する電
流パターン発生器９からの電流信号と誘導電動機５に対
する駆動電流imとの偏差を増幅器13で増幅した信号Δfs
及びパルス発生器７からの回転周波数fmを合成して信号
fprを得、これを微分補償器19からの出力f sefcに加算
し、最終すべり周波数指令ｆとしてPWM変調制御部16に
与えるようにしている。
尚、この最終すべり周波数指令ｆは前記電圧制御部15
の入力ともなり、この電圧制御部15からの電圧指令γが
PWM変調制御部16に入力されるのである。
の入力ともなり、この電圧制御部15からの電圧指令γが
PWM変調制御部16に入力されるのである。
上記構成の電気車制御装置の動作について、次に説明
する。
する。
フィルタコンデンサ３の両端電圧がトルク伝達機構の
固有振動数である約10Hzで振動しようとした時、電圧検
出器14からローパスフィルタ18に与えられる電圧信号Ef
cも振動し、その振動周波数Efc1が微分補償器19に与え
られる。そしてこの微分補償器19における出力f sefcは
微分回路の特性として入力信号Efcに対して90度進み位
相とすなる。
固有振動数である約10Hzで振動しようとした時、電圧検
出器14からローパスフィルタ18に与えられる電圧信号Ef
cも振動し、その振動周波数Efc1が微分補償器19に与え
られる。そしてこの微分補償器19における出力f sefcは
微分回路の特性として入力信号Efcに対して90度進み位
相とすなる。
すなわち、フィルタコンデンサ３の電圧Efcが増加し
ようとすると、微分出力f sefcは90度進みで動作するた
め、電動機電流imもf sefcとほぼ同位相で変化し、フィ
ルタコンデンサ電圧Efcと電動器電流imとの位相関係
は、 次式のようになる。
ようとすると、微分出力f sefcは90度進みで動作するた
め、電動機電流imもf sefcとほぼ同位相で変化し、フィ
ルタコンデンサ電圧Efcと電動器電流imとの位相関係
は、 次式のようになる。
（Ｋは定数） 従って、ΔEfcに対してΔimが90度進みで変動するよ
うに補償すれば、最終的にフィルタコンデンサ３の両端
電圧の変動は抑制されることになるのである。
うに補償すれば、最終的にフィルタコンデンサ３の両端
電圧の変動は抑制されることになるのである。
ここで、微分補償器19のゲインＧは、 Ｇ＝出力／入力 ＝Δf sefc/ΔEfc …（３） と表わされる。
ところで、誘導電動機５のトルクTe−すべり周波数fs
特性は、第４図に示されるようなものであり、フィルタ
コンデンサ３の両端電圧Efcが大きい方がトルクの傾き
も大きくなるので、すべり周波数fsの変化に対するトル
クの変化量、すなわち電動機電流の変化量も大きくな
る。従って、コンデンサ電圧Efcが大きい場合には、式
（２）において定数Ｋを小さくし、あるいは式（３）に
おいてゲインを小さくする必要がある。
特性は、第４図に示されるようなものであり、フィルタ
コンデンサ３の両端電圧Efcが大きい方がトルクの傾き
も大きくなるので、すべり周波数fsの変化に対するトル
クの変化量、すなわち電動機電流の変化量も大きくな
る。従って、コンデンサ電圧Efcが大きい場合には、式
（２）において定数Ｋを小さくし、あるいは式（３）に
おいてゲインを小さくする必要がある。
そして、これを実現するためには、微分補償器19の設
定ゲインＧを Ｇ＝Ｋ1/Efc0 ……（４） （Ｋ1は定数） とする。
定ゲインＧを Ｇ＝Ｋ1/Efc0 ……（４） （Ｋ1は定数） とする。
ここで、Efc0は、ローパスフィルタ20の出力であり、
第３図のEfc1の波形より交流分を削除した直流信号であ
る。
第３図のEfc1の波形より交流分を削除した直流信号であ
る。
これによって、約10Hzのリップル分を含んだフィルタ
コンデンサ電圧成分Efcに対する微分補償器19の出力f s
efcは第２図に示すような特性となる。
コンデンサ電圧成分Efcに対する微分補償器19の出力f s
efcは第２図に示すような特性となる。
次に、第１図のPWMインバータ４の出力が、出力電圧
／出力周波数（＝V/f）比一定に制御する可変電圧可変
周波数モード（複数パルスモード）と、出力電圧を固定
する一定電圧可変周波数モード（単一パルスモード）と
では、前記微分補償器19の設定ゲインを区別する必要が
ある。
／出力周波数（＝V/f）比一定に制御する可変電圧可変
周波数モード（複数パルスモード）と、出力電圧を固定
する一定電圧可変周波数モード（単一パルスモード）と
では、前記微分補償器19の設定ゲインを区別する必要が
ある。
これは、前記V/f比一定モードでは、電圧制御部15に
よってフィルタコンデンサ電圧Efcが増加しようとする
と、前記式（１）により電圧指令γが減少するため、第
３図に示した電動機電流imも減少し、ΔEfcが益々増加
してしまうためである。つまり、約10Hzの振動をさらに
増大させるように作用してしまうのである。
よってフィルタコンデンサ電圧Efcが増加しようとする
と、前記式（１）により電圧指令γが減少するため、第
３図に示した電動機電流imも減少し、ΔEfcが益々増加
してしまうためである。つまり、約10Hzの振動をさらに
増大させるように作用してしまうのである。
これに対して、出力電圧を固定する一定電圧可変周波
数モードでは、電圧指令γは固定なので、フィルタコン
デンサ電圧Efcが増加しようとすると電動機電流imも増
加し、ΔEfcが発散することはない。
数モードでは、電圧指令γは固定なので、フィルタコン
デンサ電圧Efcが増加しようとすると電動機電流imも増
加し、ΔEfcが発散することはない。
そこで、PWM変調制御部16から、起動時から設定周波
数ｆ0までの間のV/f比一定の可変電圧可変周波数モード
と設定周波数ｆ0以上の時の電圧指令γ固定の一定電圧
可変周波数モードとのモード識別信号msを微分補償器19
に与え、この信号msに応じて微分補償器19のゲインを変
化させるようにしている。
数ｆ0までの間のV/f比一定の可変電圧可変周波数モード
と設定周波数ｆ0以上の時の電圧指令γ固定の一定電圧
可変周波数モードとのモード識別信号msを微分補償器19
に与え、この信号msに応じて微分補償器19のゲインを変
化させるようにしている。
そして、このモードの違いによるゲインの変化は、一
定電圧可変周波数モードと可変電圧可変周波数モードと
の間で実験的に1:1.2程度にするのが望ましい。つま
り、可変電圧可変周波数モードでは、PWMインバータ４
によって電圧指令γの動作によりフィルタ回路からみた
誘導電動機５側の電力が制限されるので、一定電圧可変
周波数モード以上に微分補償ゲインを大きくするのであ
る。
定電圧可変周波数モードと可変電圧可変周波数モードと
の間で実験的に1:1.2程度にするのが望ましい。つま
り、可変電圧可変周波数モードでは、PWMインバータ４
によって電圧指令γの動作によりフィルタ回路からみた
誘導電動機５側の電力が制限されるので、一定電圧可変
周波数モード以上に微分補償ゲインを大きくするのであ
る。
こうして、誘導電動機５が回転している時にトルク伝
達機構の固有振動に起因してフィルタ回路側に現れるリ
ップルをローパスフィルタ18により抽出し、微分補償器
19により90度進み位相にしてすべり周波数に重畳し、こ
れらリップルとその進み位相信号との間で互いに振動を
打ち消し合わせるようにし、リップル分とトルク伝達機
構の固有振動数との共振を抑制するのである。
達機構の固有振動に起因してフィルタ回路側に現れるリ
ップルをローパスフィルタ18により抽出し、微分補償器
19により90度進み位相にしてすべり周波数に重畳し、こ
れらリップルとその進み位相信号との間で互いに振動を
打ち消し合わせるようにし、リップル分とトルク伝達機
構の固有振動数との共振を抑制するのである。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、多パルスモード（可
変電圧可変周波数制御モード、つまりV/f一定モード）
では、発散を防ぐために微分補償ゲインを単一パルスモ
ード（一定電圧可変周波数制御モード）の微分補償ゲイ
ンよりも大きくすることにより、いずれの制御モードに
あってもリップル分とトルク伝達機構の固有振動数との
共振を効果的に抑制することができる。
変電圧可変周波数制御モード、つまりV/f一定モード）
では、発散を防ぐために微分補償ゲインを単一パルスモ
ード（一定電圧可変周波数制御モード）の微分補償ゲイ
ンよりも大きくすることにより、いずれの制御モードに
あってもリップル分とトルク伝達機構の固有振動数との
共振を効果的に抑制することができる。
第１図はこの発明の一実施例の回路ブロック図、第２図
は上記実施例におけるローパスフィルタゲイン、微分補
償器ゲイン及び微分補償器出力の位相進み特性を示す波
形図、第３図は上記実施例におけるローパスフィルタ出
力、微分補償器出力及び電動器電流の波形図、第４図は
上記実施例の誘導電動機のトルク−すべり周波数特性
図、第５図は従来例の回路ブロック図である。 １……パンタグラフ、２……フィルタリアクトル ３……フィルタコンデンサ ４……VVVFインバータ ５……誘導電動機、６……負荷 ７……パルス発生器、８……応荷重検出器 ９……電流パターン発生器 10……すべり周波数パターン発生器 11……インバータ制御部 13……増幅器、14……電圧検出器 15……電圧制御部、16……PWM変調制御部 18……ローパスフィルタ 19……微分補償器、20……ローパスフィルタ
は上記実施例におけるローパスフィルタゲイン、微分補
償器ゲイン及び微分補償器出力の位相進み特性を示す波
形図、第３図は上記実施例におけるローパスフィルタ出
力、微分補償器出力及び電動器電流の波形図、第４図は
上記実施例の誘導電動機のトルク−すべり周波数特性
図、第５図は従来例の回路ブロック図である。 １……パンタグラフ、２……フィルタリアクトル ３……フィルタコンデンサ ４……VVVFインバータ ５……誘導電動機、６……負荷 ７……パルス発生器、８……応荷重検出器 ９……電流パターン発生器 10……すべり周波数パターン発生器 11……インバータ制御部 13……増幅器、14……電圧検出器 15……電圧制御部、16……PWM変調制御部 18……ローパスフィルタ 19……微分補償器、20……ローパスフィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】直流電力をフィルタリアクトルとフィルタ
コンデンサとで成るフィルタ回路を介して入力し、パル
ス幅変調制御による可変電圧可変周波数インバータによ
り低速度域は複数パルス電圧出力で、高速度域は単一パ
ルス電圧出力で誘導電動機をすべり周波数制御する電気
車制御装置において、 前記フィルタコンデンサの両端電圧の振動成分を検出す
る検出手段と、 この検出手段の出力に前記複数パルス電圧出力の制御領
域では前記単一パルス電圧出力の制御領域に比べて大な
るゲインを作用させ、所定の位相分進ませた周波数信号
を生成し、前記すべり周波数に加算させる進み補償手段
とを備えて成る電気車制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63288880A JP2732619B2 (ja) | 1988-11-17 | 1988-11-17 | 電気車制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63288880A JP2732619B2 (ja) | 1988-11-17 | 1988-11-17 | 電気車制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02136001A JPH02136001A (ja) | 1990-05-24 |
| JP2732619B2 true JP2732619B2 (ja) | 1998-03-30 |
Family
ID=17735963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63288880A Expired - Lifetime JP2732619B2 (ja) | 1988-11-17 | 1988-11-17 | 電気車制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2732619B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57145503A (en) * | 1981-03-04 | 1982-09-08 | Hitachi Ltd | Controlling device of induction motor driven electric motor vehicle |
| JP2551549B2 (ja) * | 1983-09-08 | 1996-11-06 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機式電気車の制御装置 |
-
1988
- 1988-11-17 JP JP63288880A patent/JP2732619B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02136001A (ja) | 1990-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3435104B2 (ja) | Ａｃドライブで制動トルクを発生するための装置及び方法 | |
| KR950015169B1 (ko) | 유도전동기식 전기차의 제어장치 | |
| EP0022267B1 (en) | Control system for induction motor-driven car | |
| WO2018150793A1 (ja) | インバータ装置および電動車両 | |
| JPH0313802B2 (ja) | ||
| US6020714A (en) | Control system for a drive having an asynchronous motor | |
| JP2804124B2 (ja) | 電気車制御装置 | |
| JP2732619B2 (ja) | 電気車制御装置 | |
| JP2739951B2 (ja) | 電気車制御装置 | |
| JP4120503B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JPS61262006A (ja) | 車両用誘導電動機の制御装置 | |
| JP3255839B2 (ja) | 交流エレベータの制御装置 | |
| JPS6264201A (ja) | 内燃機関駆動電気式車両の制動装置 | |
| JPH11235075A (ja) | フラット型リニア誘導モータ | |
| JPH0585470B2 (ja) | ||
| JP3488894B2 (ja) | 電動車両の電気モータ制御装置 | |
| JPH027241B2 (ja) | ||
| JP2551549B2 (ja) | 誘導電動機式電気車の制御装置 | |
| JP2000166008A (ja) | 電気車制御装置 | |
| JP2534202B2 (ja) | インバ−タの回生制御装置 | |
| JP2732853B2 (ja) | リニアモータ電気車制御装置 | |
| JPH0568162B2 (ja) | ||
| JPS6013490A (ja) | エレベ−タの速度制御装置 | |
| JPH0125320B2 (ja) | ||
| JPH0467408B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071226 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081226 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |