JPS59216406A - 電気車制御装置の制御方法 - Google Patents
電気車制御装置の制御方法Info
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- JPS59216406A JPS59216406A JP58090283A JP9028383A JPS59216406A JP S59216406 A JPS59216406 A JP S59216406A JP 58090283 A JP58090283 A JP 58090283A JP 9028383 A JP9028383 A JP 9028383A JP S59216406 A JPS59216406 A JP S59216406A
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- JP
- Japan
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- inverter
- frequency
- inverters
- output current
- electric vehicle
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は可変電圧・可変周波数インバータ（以下、Ｖｖ
ＶＦインバータと略称する）にて誘導電動機を駆動する
電気車制御装置の制御方法に関する。
ＶＦインバータと略称する）にて誘導電動機を駆動する
電気車制御装置の制御方法に関する。
第１図は、従来の代表的なＹＶＶＦインバータにて誘導
電動機を駆動する電気車制御装置の主回路部の構成を示
すものである。図において、１は図示しない架線よシ直
流電力を受給するパンタグ２フで、該直流電力をしゃ断
器２を介してフィルタリアクトル３．フィルタコンデン
サ４で平滑し、これを複数個のスイッチング素子からな
る複数Ｎ台（図では２台）のインバータ部６．７に与え
る。この第１．第２のインバータ部６，７では、後述す
る制御部からの制御信号を基に上記直流電力を３相の交
流電力に鎚換し、２台の誘導電動機８，９．１０．１１
に与えてそれを駆動するようにしている。一方、５は上
記フィルタコンデンサ４の端子電圧を検出する電圧検出
器、１２．１３，１４．１５は各誘導電動機８，９，１
０．１１の回転数を検出するノ４ルスジェネレータ、１
６．１７は上記誘導電動４ｔｉ４Ｂ＋９．ｉｏ、１１の
３相各相の電流を検出する電流検出器を夫々示すもので
ある。
電動機を駆動する電気車制御装置の主回路部の構成を示
すものである。図において、１は図示しない架線よシ直
流電力を受給するパンタグ２フで、該直流電力をしゃ断
器２を介してフィルタリアクトル３．フィルタコンデン
サ４で平滑し、これを複数個のスイッチング素子からな
る複数Ｎ台（図では２台）のインバータ部６．７に与え
る。この第１．第２のインバータ部６，７では、後述す
る制御部からの制御信号を基に上記直流電力を３相の交
流電力に鎚換し、２台の誘導電動機８，９．１０．１１
に与えてそれを駆動するようにしている。一方、５は上
記フィルタコンデンサ４の端子電圧を検出する電圧検出
器、１２．１３，１４．１５は各誘導電動機８，９，１
０．１１の回転数を検出するノ４ルスジェネレータ、１
６．１７は上記誘導電動４ｔｉ４Ｂ＋９．ｉｏ、１１の
３相各相の電流を検出する電流検出器を夫々示すもので
ある。
ここで、２台のインバータ６．７はその相互間で、共通
のインバータ周波数ｆで位相差を６０°／Ｎ＝６０°／
２＝３０°ずらして相差運転を行なわせるようにしてい
る。かようにすれば、インバータの入力電流の基本脈動
周波数は、単一インバータ時に６ｆ→６ｆ×２＝１２ｆ
となるので、入力側のフィルタリアクトル３および
フィルタコンデンサ４を小形化することができる。
のインバータ周波数ｆで位相差を６０°／Ｎ＝６０°／
２＝３０°ずらして相差運転を行なわせるようにしてい
る。かようにすれば、インバータの入力電流の基本脈動
周波数は、単一インバータ時に６ｆ→６ｆ×２＝１２ｆ
となるので、入力側のフィルタリアクトル３および
フィルタコンデンサ４を小形化することができる。
第２図は、上述のようなＶＶＶＦインバータの制御部の
構成をブロック図にて示したものである。
構成をブロック図にて示したものである。
図において、２１は上記ノ９ルスジェネレータ１２．１
３，１４．１５の出力信号ＰＧＩ、Ｊ。
３，１４．１５の出力信号ＰＧＩ、Ｊ。
３．４を入力し、これよ多回転周波数ｆｒを算出する回
転周波数演算部であシ、カ行時は最低値、回生時は最高
値を選択する。２２はマスコン指令ＭＣ１ノツチ指令お
よびブレーキ指令Ｐ／Ｂを与えるマスコンおよびブレー
キ弁、２３はこのマスコン指令ＭＣおよび応荷重指令Ｖ
Ｌを入力し、これに応じて電流指令値工、を算出する電
流指令値演算部、２４は上記ノツチ指令およびブレーキ
指令Ｐ／Ｂを入力し、これによって力行Ｐまたはブレー
キＢを判別するカ行・回生判別部、２５は第１．第２°
の各インバータ６゜７の出力電流ＩＭＩ 、 １Ｍ２の
平均値工ＭＡＶを算出する平均値演算部である。また、
２６は上記電流指令値Ｉ、を入力し、これよシ基準すベ
シ周波数ｆａ０を算出する基準すベシ周波数演算部、２
７は上記電流指令値■。と電流平均値ＩＭＡｖの偏差稲
によシ補正すベシ周波数ｆ８ を算出する補正す！ ベシ周波数演算部でおる。
転周波数演算部であシ、カ行時は最低値、回生時は最高
値を選択する。２２はマスコン指令ＭＣ１ノツチ指令お
よびブレーキ指令Ｐ／Ｂを与えるマスコンおよびブレー
キ弁、２３はこのマスコン指令ＭＣおよび応荷重指令Ｖ
Ｌを入力し、これに応じて電流指令値工、を算出する電
流指令値演算部、２４は上記ノツチ指令およびブレーキ
指令Ｐ／Ｂを入力し、これによって力行Ｐまたはブレー
キＢを判別するカ行・回生判別部、２５は第１．第２°
の各インバータ６゜７の出力電流ＩＭＩ 、 １Ｍ２の
平均値工ＭＡＶを算出する平均値演算部である。また、
２６は上記電流指令値Ｉ、を入力し、これよシ基準すベ
シ周波数ｆａ０を算出する基準すベシ周波数演算部、２
７は上記電流指令値■。と電流平均値ＩＭＡｖの偏差稲
によシ補正すベシ周波数ｆ８ を算出する補正す！ ベシ周波数演算部でおる。
一方、３０は上記フィルタコンデンサ４の端子電圧Ｅ、
の微分補償量Δｆｓを算出する微分補償器でちる。そし
て、カ行時には回転周波数ｆ。
の微分補償量Δｆｓを算出する微分補償器でちる。そし
て、カ行時には回転周波数ｆ。
と基準すベシ周波数ｆｓ と補正すベシ周波数ｆｓｌ
と微分補償量Δｆ８とを加算し、インバータ周波数ｆと
する。また、回生時には回転周波数ｆｒから基準すベシ
周波数ｆ８ｏと補正すペカ周波数ｆ３、と微分補償量Δ
ｆ８を減算し、インバータ周波数ｆとする。また、４１
は上記フィルタコンデンサ４の端子電圧ＥＣとインバー
タ周波数ｆを入力し、これよシインパータの出力電圧を
決める変調率γを算出する変調率演算部である。
と微分補償量Δｆ８とを加算し、インバータ周波数ｆと
する。また、回生時には回転周波数ｆｒから基準すベシ
周波数ｆ８ｏと補正すペカ周波数ｆ３、と微分補償量Δ
ｆ８を減算し、インバータ周波数ｆとする。また、４１
は上記フィルタコンデンサ４の端子電圧ＥＣとインバー
タ周波数ｆを入力し、これよシインパータの出力電圧を
決める変調率γを算出する変調率演算部である。
さらに、５１および５２はインバータ周波数ｆと変調率
γに従ってノ９ルス幅変調を行なう界壓変調部であシ、
両者は位相差３０°の相差制御を行なうものでおる。
γに従ってノ９ルス幅変調を行なう界壓変調部であシ、
両者は位相差３０°の相差制御を行なうものでおる。
ここで、微分補償量Δｆ８の意味について述べる。第３
図は、第１図の等価回路を示したものである。図におい
て、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４よシ
構成されるフィルタ回路と、誘導電動機側の励磁リアク
タンス一との間で流れようとする振動電流に対してダン
ピング要素となるものは、工法抵抗Ｒ１’と等価２次抵
抗Ｒ２／Ｓであシ、原理的に１次抵抗Ｒ１は大きい程、
等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが小さい程ダンピング効果は大き
いが、１次抵抗Ｒ１はもともと非常に小さくまた等価２
次抵抗Ｒ，／８は通常すベシが小さいので、ダンピング
効果は期待できない。そとで、このダンピングを強化す
るために、フィルタコンデンサ４の端子電圧ＥＣの変動
分、すなわち微分量に対してすベシ周仮数を調整して、
等価２次抵抗Ｒ２／Ｓを過渡的に小さくすることが考え
られている。
図は、第１図の等価回路を示したものである。図におい
て、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４よシ
構成されるフィルタ回路と、誘導電動機側の励磁リアク
タンス一との間で流れようとする振動電流に対してダン
ピング要素となるものは、工法抵抗Ｒ１’と等価２次抵
抗Ｒ２／Ｓであシ、原理的に１次抵抗Ｒ１は大きい程、
等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが小さい程ダンピング効果は大き
いが、１次抵抗Ｒ１はもともと非常に小さくまた等価２
次抵抗Ｒ，／８は通常すベシが小さいので、ダンピング
効果は期待できない。そとで、このダンピングを強化す
るために、フィルタコンデンサ４の端子電圧ＥＣの変動
分、すなわち微分量に対してすベシ周仮数を調整して、
等価２次抵抗Ｒ２／Ｓを過渡的に小さくすることが考え
られている。
然乍ら、第１図に示したような２台のインバータを相差
制御するものでは、第１のイン・り−タ６の負荷である
誘導電動機８，９と、第２のインバータ７の負荷である
誘導電動機１０．１１の間で無効電力の授受を行ない、
各インバータの出力電流つまシ各電動機電流ＩＭＩと１
Ｍ２の振動位相が逆位相となる現象が起こり得ることが
実験的に確認されている。この場合、フィルタコンデン
サ４の端子電圧ＥＣは殆んど変動しないので、第２図に
示した微分補償量Δｆ８は殆んど零となシダンピング効
果を失なう為、主回路に上記振動が発生した場合にこれ
を抑制することができず、安定な制御特性が得られない
という問題がある。
制御するものでは、第１のイン・り−タ６の負荷である
誘導電動機８，９と、第２のインバータ７の負荷である
誘導電動機１０．１１の間で無効電力の授受を行ない、
各インバータの出力電流つまシ各電動機電流ＩＭＩと１
Ｍ２の振動位相が逆位相となる現象が起こり得ることが
実験的に確認されている。この場合、フィルタコンデン
サ４の端子電圧ＥＣは殆んど変動しないので、第２図に
示した微分補償量Δｆ８は殆んど零となシダンピング効
果を失なう為、主回路に上記振動が発生した場合にこれ
を抑制することができず、安定な制御特性が得られない
という問題がある。
本発明は上記のような事情に鑑みて成されたもので、そ
の目的は複数台のインバータを相差制御するＹＶＶＦイ
ンバータにより誘導電動機を駆動する電気車制御装置に
おいて、各インバータの出力電流の振動位相が逆位相と
なる主回路の振動現象を抑制して安定な制御特性を得る
ことが可能な電気車制御装置の制御方法が提供できる。
の目的は複数台のインバータを相差制御するＹＶＶＦイ
ンバータにより誘導電動機を駆動する電気車制御装置に
おいて、各インバータの出力電流の振動位相が逆位相と
なる主回路の振動現象を抑制して安定な制御特性を得る
ことが可能な電気車制御装置の制御方法が提供できる。
上記目的を達成するために本発明では、回転周波数に基
準すベシ周波数と補正すベシ周波数をカ行時は加算、回
生時は減算した値を共通のインバータ周波数とするＮ台
（Ｎ≧２）の可変電圧・可変周波数インバータを並列接
続構成し、各インバータ相互間で６０／Ｎ度の位相差を
もたせるように運転して電気車駆動用の誘導電動機を制
御する電気車制御装置において、前記各インバータの出
力電流の微分補償量を前記共通のインバータ周波数に対
して個別にカ行時は加算、回生時は減算した値を、前記
各イン・ぐ−タのインバータ周波数として夫々得るよう
にしたことを特徴とする。
準すベシ周波数と補正すベシ周波数をカ行時は加算、回
生時は減算した値を共通のインバータ周波数とするＮ台
（Ｎ≧２）の可変電圧・可変周波数インバータを並列接
続構成し、各インバータ相互間で６０／Ｎ度の位相差を
もたせるように運転して電気車駆動用の誘導電動機を制
御する電気車制御装置において、前記各インバータの出
力電流の微分補償量を前記共通のインバータ周波数に対
して個別にカ行時は加算、回生時は減算した値を、前記
各イン・ぐ−タのインバータ周波数として夫々得るよう
にしたことを特徴とする。
以下、本発明を図面に示ず一実施例について説明する。
第４図は、本発明による電気車制御装置の制御部の構成
例をブロック的に示したもので、第２図と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
例をブロック的に示したもので、第２図と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
つまり、第４図は第２図におけるフィルタコンデンサ４
の端子電圧ＥＣの微分補償要素Δｆｓを算出する微分補
償器３０を削除し、これに代えて第１．第２の各インバ
ータ６．７の出力゛電流ＩＭＩ 、 ＩＭ２の夫々の微
分補償量ΔｆＢ、ｒΔｆｓ□を算出する微分補償器３１
．３２を設け、各インバータ周波数としては回転周波数
ｆｒに基準すベシ周波数ｆ８゜と補正すベシ周波数ｆＢ
１を加・減算した共通のインバータ周波数に対し、微分
補償量Δｆ８□、Δｆ８□をカ行時には加算、回生時に
は減算して、個別の各インバータ周波数ｆ１およびｆ２
を得るようにしている。また、４１および４２はフィル
タコンデンサ４の端子電圧ＥＣと上記各インバータ周波
数ｆ１およびｆ２によシ、各インバータ６お′↓び７の
出力電圧を決める変調率γ里およびγ２を算出する変調
率演算部、５１および５２は上記各インバータ周波数ｆ
１およびｆ２と変調率γ１およびγ２に従ってパルス幅
変調を行なうＰＷＭ変調部であシ、両者は位相差３０°
の相差制御を行なうものである。
の端子電圧ＥＣの微分補償要素Δｆｓを算出する微分補
償器３０を削除し、これに代えて第１．第２の各インバ
ータ６．７の出力゛電流ＩＭＩ 、 ＩＭ２の夫々の微
分補償量ΔｆＢ、ｒΔｆｓ□を算出する微分補償器３１
．３２を設け、各インバータ周波数としては回転周波数
ｆｒに基準すベシ周波数ｆ８゜と補正すベシ周波数ｆＢ
１を加・減算した共通のインバータ周波数に対し、微分
補償量Δｆ８□、Δｆ８□をカ行時には加算、回生時に
は減算して、個別の各インバータ周波数ｆ１およびｆ２
を得るようにしている。また、４１および４２はフィル
タコンデンサ４の端子電圧ＥＣと上記各インバータ周波
数ｆ１およびｆ２によシ、各インバータ６お′↓び７の
出力電圧を決める変調率γ里およびγ２を算出する変調
率演算部、５１および５２は上記各インバータ周波数ｆ
１およびｆ２と変調率γ１およびγ２に従ってパルス幅
変調を行なうＰＷＭ変調部であシ、両者は位相差３０°
の相差制御を行なうものである。
次に、本発明による電気車制御装置の制御方法を述べる
。第３図にて説明したように、ダンピングを強化するた
めには、等価２次抵抗Ｒ２／Ｓを主回路振動分に対して
過渡的に小さくできればよい。このためには、主回路振
動分を確実に検出できる各インバータ出力電流ＩＭＩお
よびＩＭ２の変化分に対して、すベシ周波数つまシすベ
シＳを調整すればよい〇 すなわち、カ行時には第１のインバータ６の出力電流Ｉ
ＭＩの微分補償量Δｆ１１ を、回転周波数ｆｒと基
準すべり周波数ｆ８ｏと補正すべり周波数ｆｓ１の和に
対して加算することによシ、出力電流ＩＭＩが増加しよ
うとすると等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが小さくなシ、第３図
に示した励磁インダクタンスＬ に流れ込む電流が増加
しないように作用する。反対に、出力電流ＩＭＩが減少
しようとすると等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが太きくなシ、励
磁インダクタンスＬ に流れ込む電流が減少しないよう
に作用する。なお、これは第２のインバータ７の出力電
流ＩＭ２についても同様である。かかる作用は、インバ
ータ出力電流つまシミ動機電流ＩＭＩおよびＩＭ２に振
動分が重畳しても励磁インダクタンスＬ の電流を一定
に保とうとするものであシ、振動分を等価２次抵抗Ｒ２
／Ｓの過渡的変化によシ吸収するものである。
。第３図にて説明したように、ダンピングを強化するた
めには、等価２次抵抗Ｒ２／Ｓを主回路振動分に対して
過渡的に小さくできればよい。このためには、主回路振
動分を確実に検出できる各インバータ出力電流ＩＭＩお
よびＩＭ２の変化分に対して、すベシ周波数つまシすベ
シＳを調整すればよい〇 すなわち、カ行時には第１のインバータ６の出力電流Ｉ
ＭＩの微分補償量Δｆ１１ を、回転周波数ｆｒと基
準すべり周波数ｆ８ｏと補正すべり周波数ｆｓ１の和に
対して加算することによシ、出力電流ＩＭＩが増加しよ
うとすると等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが小さくなシ、第３図
に示した励磁インダクタンスＬ に流れ込む電流が増加
しないように作用する。反対に、出力電流ＩＭＩが減少
しようとすると等価２次抵抗Ｒ２／Ｓが太きくなシ、励
磁インダクタンスＬ に流れ込む電流が減少しないよう
に作用する。なお、これは第２のインバータ７の出力電
流ＩＭ２についても同様である。かかる作用は、インバ
ータ出力電流つまシミ動機電流ＩＭＩおよびＩＭ２に振
動分が重畳しても励磁インダクタンスＬ の電流を一定
に保とうとするものであシ、振動分を等価２次抵抗Ｒ２
／Ｓの過渡的変化によシ吸収するものである。
以上のように、第１および第２の各インバータ６および
７の主回路振動分を個別にとらえることによシ、インバ
ータ出力電流つまシミ動機電流ＩＭＩ 、 ＩＭ２が逆
位相で振動しても、極めて大きなダンピング効果が得ら
れ、主回路の振動を抑制することができる。なお、第１
．第２のインバータ６．７は個別にダンビンダ制御を行
なうため、夫々のインバータ周波数ｆｘ−ｆ２は微分補
償項ΔｆＢ＋Δｆ８ についてのみ異なる２ が、この微分補償項ΔｆＢ、ｒΔｆ８□は定数項ｆＢに
比べれば小さく、シかも平均的には零に近いものである
ため、インバータの相差制御特性上は何んら問題がない
。
７の主回路振動分を個別にとらえることによシ、インバ
ータ出力電流つまシミ動機電流ＩＭＩ 、 ＩＭ２が逆
位相で振動しても、極めて大きなダンピング効果が得ら
れ、主回路の振動を抑制することができる。なお、第１
．第２のインバータ６．７は個別にダンビンダ制御を行
なうため、夫々のインバータ周波数ｆｘ−ｆ２は微分補
償項ΔｆＢ＋Δｆ８ についてのみ異なる２ が、この微分補償項ΔｆＢ、ｒΔｆ８□は定数項ｆＢに
比べれば小さく、シかも平均的には零に近いものである
ため、インバータの相差制御特性上は何んら問題がない
。
以上説明したように本発明によれば、複数台の各インバ
ータの出力電流の微分補償量を共通のインバータ周波数
に対して個別に、カ行時は加算２回生時には減算するこ
とによシ個別の各インバータ周波数を得るようにしたの
で、複数台のＶＶＶＦインバータを相差制御して誘導電
動機を駆動する゛電気車制御装置において、各インバー
タの出力電流の振動位相が逆位相になる主回路の振動現
象を抑制して安定な制御特性を得ることが可能な極めて
信頼性の高い電気車制御装置の制御方法が提供できる。
ータの出力電流の微分補償量を共通のインバータ周波数
に対して個別に、カ行時は加算２回生時には減算するこ
とによシ個別の各インバータ周波数を得るようにしたの
で、複数台のＶＶＶＦインバータを相差制御して誘導電
動機を駆動する゛電気車制御装置において、各インバー
タの出力電流の振動位相が逆位相になる主回路の振動現
象を抑制して安定な制御特性を得ることが可能な極めて
信頼性の高い電気車制御装置の制御方法が提供できる。
第１図は電気車制御装置の主回路部を示す構は本発明の
一実施例を示すブロック図である。 １・・・パンタグラフ、２・・・しゃ断器、３・・・フ
ィルタリアクトル、４・・・フィルタコンデンサ、５・
・・電圧検出器、６，７・・・インバータ部、８．９゜
１０．１１・・・誘導電動機、１２．１３．１４゜１５
・・・パルスジェネレータ、２ノ・・・回転周波数演算
部、２２・・・マスコンおよびブレーキ弁、２３・・・
電流指令値演算部、２４・・・力行・回生判別部、２５
・・・平均値演算部、２６・・・基準すベシ周波数演算
部、２７・・・補正すベシ周波数演算部、３１．３２・
・・微分補償器、４１，４２・・・変調率演算部、５１
．５２・・・圃菱調部。
一実施例を示すブロック図である。 １・・・パンタグラフ、２・・・しゃ断器、３・・・フ
ィルタリアクトル、４・・・フィルタコンデンサ、５・
・・電圧検出器、６，７・・・インバータ部、８．９゜
１０．１１・・・誘導電動機、１２．１３．１４゜１５
・・・パルスジェネレータ、２ノ・・・回転周波数演算
部、２２・・・マスコンおよびブレーキ弁、２３・・・
電流指令値演算部、２４・・・力行・回生判別部、２５
・・・平均値演算部、２６・・・基準すベシ周波数演算
部、２７・・・補正すベシ周波数演算部、３１．３２・
・・微分補償器、４１，４２・・・変調率演算部、５１
．５２・・・圃菱調部。
Claims (1)
- 回転周波数に基準すベシ周波数と補正すベシ周波数をカ
行時は加算、回生時は減算した値を共通のインバータ周
波数とするＮ台（Ｎ２２）の可変電圧・可変周波数イン
バータを並列接続構成し、各インバータ相互間で６０／
Ｎ度の位相差をもたせるように運転して電気車駆動用の
誘導電動機を制御する電気車制御装置において、前記各
インバータの出力電流の微分補償量を前記共通のインバ
ータ周波数に対して個別にカ行時は加算、回生時は減算
した値を、前記各インバータのインバータ周波数として
夫々得るようにしたことを特徴とする電気車制御装置の
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58090283A JPS59216406A (ja) | 1983-05-23 | 1983-05-23 | 電気車制御装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58090283A JPS59216406A (ja) | 1983-05-23 | 1983-05-23 | 電気車制御装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59216406A true JPS59216406A (ja) | 1984-12-06 |
Family
ID=13994184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58090283A Pending JPS59216406A (ja) | 1983-05-23 | 1983-05-23 | 電気車制御装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59216406A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846895A (ja) * | 1981-09-14 | 1983-03-18 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のインバ−タ制御方式 |
| JPS5883595A (ja) * | 1981-11-11 | 1983-05-19 | Toshiba Corp | 誘導電動機の制御方法 |
-
1983
- 1983-05-23 JP JP58090283A patent/JPS59216406A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846895A (ja) * | 1981-09-14 | 1983-03-18 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のインバ−タ制御方式 |
| JPS5883595A (ja) * | 1981-11-11 | 1983-05-19 | Toshiba Corp | 誘導電動機の制御方法 |
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