JPS641968B2 - - Google Patents
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- JPS641968B2 JPS641968B2 JP54034812A JP3481279A JPS641968B2 JP S641968 B2 JPS641968 B2 JP S641968B2 JP 54034812 A JP54034812 A JP 54034812A JP 3481279 A JP3481279 A JP 3481279A JP S641968 B2 JPS641968 B2 JP S641968B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- frequency
- reactance
- capacitor
- variable capacitance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電圧制御水晶発振器（以下VCXO
と略称する）で代表される、圧電振動子を周波数
限定部材として使用する電圧制御発振器の周波数
制御特性の改善手段に関する。
と略称する）で代表される、圧電振動子を周波数
限定部材として使用する電圧制御発振器の周波数
制御特性の改善手段に関する。
（従来技術）
一般に電気―機械発振子、例えば水晶振動子を
用いた電圧制御水晶発振器（VCXO）は第１図
の如く水晶振動子Ｑと、励振回路のもつ負性抵抗
（−Ｒ）及びリアクタンスＸと直列接続した等価
回路で表わされる。第２図はこの水晶振動子Ｑの
リアクタンス曲線であつて、横軸には発振周波数
、縦軸には水晶振動子ＱのリアクタンスXQを
とつている。この第２図で、通常は水晶振動子Ｑ
の動作点としてはＩの領域（誘導性領域）が用い
られており、従つて、発振条件を満足させる為に
第１図の励振回路のリアクタンスＸを容量性に
し、Ｘの容量値を変化させることによつて発振周
波数を変化させている。
用いた電圧制御水晶発振器（VCXO）は第１図
の如く水晶振動子Ｑと、励振回路のもつ負性抵抗
（−Ｒ）及びリアクタンスＸと直列接続した等価
回路で表わされる。第２図はこの水晶振動子Ｑの
リアクタンス曲線であつて、横軸には発振周波数
、縦軸には水晶振動子ＱのリアクタンスXQを
とつている。この第２図で、通常は水晶振動子Ｑ
の動作点としてはＩの領域（誘導性領域）が用い
られており、従つて、発振条件を満足させる為に
第１図の励振回路のリアクタンスＸを容量性に
し、Ｘの容量値を変化させることによつて発振周
波数を変化させている。
一般に、水晶発振回路に限らず周波数限定素子
としての圧電振動子のリアクタンスと励振回路側
のリアクタンスとは互に絶対値が等しく符号が正
負逆となる周波数において発振する。
としての圧電振動子のリアクタンスと励振回路側
のリアクタンスとは互に絶対値が等しく符号が正
負逆となる周波数において発振する。
即ち、励振回路側リアクタンスＸの絶対値（又
は符号）を変化すれば、該変化後のリアクタンス
の絶対値と等しくかつ符号が逆となる圧電振動子
のリアクタンス値の周波数にて発振する。
は符号）を変化すれば、該変化後のリアクタンス
の絶対値と等しくかつ符号が逆となる圧電振動子
のリアクタンス値の周波数にて発振する。
従つて、第１図の等価回路において励振回路側
のリアクタンスＸを種々変化することによつて、
これと共働する水晶振動子Ｑの動作リアクタンス
は第２図に示す領域，，と移行し、又同時
にこの範囲において発振周波数を自由に変化する
ことが可能である。
のリアクタンスＸを種々変化することによつて、
これと共働する水晶振動子Ｑの動作リアクタンス
は第２図に示す領域，，と移行し、又同時
にこの範囲において発振周波数を自由に変化する
ことが可能である。
しかしながら、このようなリアクタンス特性を
もつ水晶振動子を用いた電圧制御水晶発振回路で
は、リアクタンス変化量に対する周波数変化量が
極めて小さいため変化しうる周波数範囲があまり
に狭いという欠点がある。殊に、高い発振周波数
を得ようとして水晶振動子のオーバートーン振動
モードを利用する場合、周知のようにこの周波数
幅はオーバートーン次数に反比例して狭くなると
いう性質があるため、高い周波数でのVCXOで
は更に可変範囲が小さくなり実用に供しえなくな
るという問題を生ずる。
もつ水晶振動子を用いた電圧制御水晶発振回路で
は、リアクタンス変化量に対する周波数変化量が
極めて小さいため変化しうる周波数範囲があまり
に狭いという欠点がある。殊に、高い発振周波数
を得ようとして水晶振動子のオーバートーン振動
モードを利用する場合、周知のようにこの周波数
幅はオーバートーン次数に反比例して狭くなると
いう性質があるため、高い周波数でのVCXOで
は更に可変範囲が小さくなり実用に供しえなくな
るという問題を生ずる。
従来この問題を克服するために、水晶振動子Ｑ
の動作範囲を第２図のリアクタンス曲線のの領
域に限定せず、直列に挿入するインダクタンスＬ
を大きくして水晶振動子の直列共振周波数oの
点を越えての領域（容量性領域）にまで拡張し
て周波数可変範囲を拡大する手段が用いられてい
たが、周知のように水晶振動子のリアクタンスの
容量性領域ではその周波数比帯域特性即ちＱが低
下するため温度に対する周波数安定度の劣化及び
雑音特性（Ｃ／Ｎ）が悪化すると云う欠点を伴つ
ていた。
の動作範囲を第２図のリアクタンス曲線のの領
域に限定せず、直列に挿入するインダクタンスＬ
を大きくして水晶振動子の直列共振周波数oの
点を越えての領域（容量性領域）にまで拡張し
て周波数可変範囲を拡大する手段が用いられてい
たが、周知のように水晶振動子のリアクタンスの
容量性領域ではその周波数比帯域特性即ちＱが低
下するため温度に対する周波数安定度の劣化及び
雑音特性（Ｃ／Ｎ）が悪化すると云う欠点を伴つ
ていた。
更に周波数可変範囲を拡大せんとして水晶振動
子の動作範囲を直列共振周波数oから大きく離
れたの領域、つまりリアクタンス曲線の勾配
dXQ／dの値の小さい領域まで使用する場合水晶
振動子Ｑをコンデンサに近い形で動作させること
になり、折角の水晶発振器の長所である発振周波
数の高い安定性が損なわれる結果となる。
子の動作範囲を直列共振周波数oから大きく離
れたの領域、つまりリアクタンス曲線の勾配
dXQ／dの値の小さい領域まで使用する場合水晶
振動子Ｑをコンデンサに近い形で動作させること
になり、折角の水晶発振器の長所である発振周波
数の高い安定性が損なわれる結果となる。
以下、本発明の理解を容易にすると共にその効
果を明確ならしめるために上述した従来の方法、
つまり、第２図に示した水晶振動子の，領域
或はその両方を利用する際の問題点について詳細
に説明する。
果を明確ならしめるために上述した従来の方法、
つまり、第２図に示した水晶振動子の，領域
或はその両方を利用する際の問題点について詳細
に説明する。
の領域で発振させる場合水晶振動子のリアク
タンスXQは容量性であり、従つて負性抵抗―Ｒ
に直列にインダクタンスＬを挿入して励振回路の
リアクタンスＸを誘導性にする必要がありこのと
きのVCXOの等価回路は第３図のように表わす
ことができる。但し、第３図でＤは可変容量素子
であつて、これによつて発振周波数を可変する。
タンスXQは容量性であり、従つて負性抵抗―Ｒ
に直列にインダクタンスＬを挿入して励振回路の
リアクタンスＸを誘導性にする必要がありこのと
きのVCXOの等価回路は第３図のように表わす
ことができる。但し、第３図でＤは可変容量素子
であつて、これによつて発振周波数を可変する。
Ｄによつて回路側リアクタンスＸの変化幅ΔX
を大きくすることができればそれだけΔ即ち周
波数制御幅を広くとることができる。第３図の励
振回路で、ΔXの値は可変容量素子（例えば可変
容量ダイオード）Ｄの特性即ちその容量の変化量
によつて一意的に定まり、 ΔX＝Xmax―Xmin＝（Cmax―Cmin） ／ω・Cmax・Cmin …(1) Xmax＝ω・Ｌ―１／ω・Cmax …(2) Xmin＝ω・Ｌ―１／ω・Cmin …(3) で求められる。但しCmax及びCminはＤの容量
の最大値及び最小値、ω＝2πは角周波数であ
る。
を大きくすることができればそれだけΔ即ち周
波数制御幅を広くとることができる。第３図の励
振回路で、ΔXの値は可変容量素子（例えば可変
容量ダイオード）Ｄの特性即ちその容量の変化量
によつて一意的に定まり、 ΔX＝Xmax―Xmin＝（Cmax―Cmin） ／ω・Cmax・Cmin …(1) Xmax＝ω・Ｌ―１／ω・Cmax …(2) Xmin＝ω・Ｌ―１／ω・Cmin …(3) で求められる。但しCmax及びCminはＤの容量
の最大値及び最小値、ω＝2πは角周波数であ
る。
ΔXはω′即ち周波数に反比例して小さくなり
かつXmax，Xmin共に周波数が高くなるにつれ
単調増加することがわかる。
かつXmax，Xmin共に周波数が高くなるにつれ
単調増加することがわかる。
第５図にXmax及びXminの周波数に対する変
化の大略を実線にて示す。
化の大略を実線にて示す。
尚、第５図はわかり易くするために周波数軸目
盛を前記第２図に比して約100〜1000倍に大きく
拡大し、かつ部分的に抽出して表示したものであ
るから両者を重ねて比較するときはこのことを考
慮すべきである。
盛を前記第２図に比して約100〜1000倍に大きく
拡大し、かつ部分的に抽出して表示したものであ
るから両者を重ねて比較するときはこのことを考
慮すべきである。
同図によれば回路側リアクタンスの変化量ΔX
は「Ａの帯」で示され、例えば動作周波数Foに
おけるリアクタンスＸは誘導性で、そのときの変
化量ΔXはａで示されることになる。
は「Ａの帯」で示され、例えば動作周波数Foに
おけるリアクタンスＸは誘導性で、そのときの変
化量ΔXはａで示されることになる。
従つて、第３図に示した回路が発振するのは水
晶振動子Ｑのリアクタンスの絶対値が前記ａの範
囲にあつてかつ符号が逆（つまり負）となる領域
即ち、第２図ので示される容量性リアクタンス
領域の一部に於いてである。
晶振動子Ｑのリアクタンスの絶対値が前記ａの範
囲にあつてかつ符号が逆（つまり負）となる領域
即ち、第２図ので示される容量性リアクタンス
領域の一部に於いてである。
このときの発振周波数の変化幅は、上述した第
２図のリアクタンス特性曲線上の発振可能範囲を
横軸、即ち周波数軸に投影した範囲であるから、
前記ａの範囲が広い程発振周波数の可変範囲が広
くなること容易に理解できよう。
２図のリアクタンス特性曲線上の発振可能範囲を
横軸、即ち周波数軸に投影した範囲であるから、
前記ａの範囲が広い程発振周波数の可変範囲が広
くなること容易に理解できよう。
さて、このａであるが、可変容量素子によつて
周波数を制御する限り、本発明のVCXOが取扱
おうとする高い動作周波数（例えば70MHz）に
於いては、その値があまりに小さく、の領域の
極く一部が使用できるだけで充分な周波数制御幅
を得ることができない。
周波数を制御する限り、本発明のVCXOが取扱
おうとする高い動作周波数（例えば70MHz）に
於いては、その値があまりに小さく、の領域の
極く一部が使用できるだけで充分な周波数制御幅
を得ることができない。
即ち、容量によるリアクタンス値は１／ωcで
表わされるが、同一リアクタンス値に対してはω
が大きくなる程ｃの値が小さくなり、従つてリア
クタンス変化に寄与しうる容量値が小さくなるか
らより一層その変化量は小さくなつてしまう。
表わされるが、同一リアクタンス値に対してはω
が大きくなる程ｃの値が小さくなり、従つてリア
クタンス変化に寄与しうる容量値が小さくなるか
らより一層その変化量は小さくなつてしまう。
たとえ容量変化率の大きい超階段接合型可変容
量ダイオードを用いたとしてもなお所望の変化量
を得ること困難であつて、この場合該ダイオード
のもつ電圧―容量特性の非直線性が表面化して
VCXOの電圧―発振周波数特性の直線性を悪化
させるという新たな問題を加えることになる。
量ダイオードを用いたとしてもなお所望の変化量
を得ること困難であつて、この場合該ダイオード
のもつ電圧―容量特性の非直線性が表面化して
VCXOの電圧―発振周波数特性の直線性を悪化
させるという新たな問題を加えることになる。
（発明の目的）
本発明は上述したような従来のVCXOにて代
表されるような電圧制御発振器の欠点を除去し、
簡単な手段によつて周波数可変範囲を拡大すると
共にその歪特性の改善をはかつた電圧制御発振器
を提供することを目的とする。
表されるような電圧制御発振器の欠点を除去し、
簡単な手段によつて周波数可変範囲を拡大すると
共にその歪特性の改善をはかつた電圧制御発振器
を提供することを目的とする。
（発明の概要）
この目的を達成するために本発明では以下の手
段をとる。
段をとる。
即ち、上述したように圧電振動子から励振回路
側をみた等価回路が、負性抵抗と可変容量素子及
び誘導性リアクタンスの三者の直列回路を含む場
合、この直列回路に並列にコンデンサを接続し、
これら四者からなる並列回路の反共振周波数を前
記圧電振動子の反共振周波数より高い周波数位置
に形成するよう前記コンデンサの値を設定して発
振器を構成する。
側をみた等価回路が、負性抵抗と可変容量素子及
び誘導性リアクタンスの三者の直列回路を含む場
合、この直列回路に並列にコンデンサを接続し、
これら四者からなる並列回路の反共振周波数を前
記圧電振動子の反共振周波数より高い周波数位置
に形成するよう前記コンデンサの値を設定して発
振器を構成する。
（実施例）
以下本発明を原理図及び図示した実施例に基づ
いて詳細に説明する。
いて詳細に説明する。
第４図は本発明の原理を説明するための等価回
路図である。
路図である。
同図が前記第３図に示した従来の発振回路の等
価回路と異なるところは、励振回路側の負性抵抗
―Ｒと誘導性リアクタンスＬ及び可変容量ダイオ
ードＤからなる直列回路に更に並列に容量c′を接
続した点である。
価回路と異なるところは、励振回路側の負性抵抗
―Ｒと誘導性リアクタンスＬ及び可変容量ダイオ
ードＤからなる直列回路に更に並列に容量c′を接
続した点である。
この場合留意すべきことは、本発明に於いては
第４図に示す如く水晶振動子Ｑからみた直列回路
に必らずインダクタンスＬを含むことが必要なる
ことで、このインダクタンスＬは水晶振動子を容
量性領域にて励振せしめる作用を呈すると同時に
新らたに接続した前記容量c′とともに並列共振
（反共振）を形成するために不可欠である。
第４図に示す如く水晶振動子Ｑからみた直列回路
に必らずインダクタンスＬを含むことが必要なる
ことで、このインダクタンスＬは水晶振動子を容
量性領域にて励振せしめる作用を呈すると同時に
新らたに接続した前記容量c′とともに並列共振
（反共振）を形成するために不可欠である。
第４図に示した回路に於いて前記四者は閉ルー
プ（反共振ループ）を形成し、この励振回路を
水晶振動子Ｑから見たときの回路のリアクタンス
は次式で示される。
プ（反共振ループ）を形成し、この励振回路を
水晶振動子Ｑから見たときの回路のリアクタンス
は次式で示される。
Ｘ＝ωL（１−ω2LC′＋２C′／Ｃ）−C′／Ｃ（
１＋C′／Ｃ）−ωC′（−Ｒ）2／（１−ω2LC＋C′／
Ｃ）2＋（ωC′R）2…(4) この式のＣに、可変容量素子の最大及び最小容
量Cmax及びCminをそれぞれ代入すれば第５図
に点線Ｂで示した形状となる。
１＋C′／Ｃ）−ωC′（−Ｒ）2／（１−ω2LC＋C′／
Ｃ）2＋（ωC′R）2…(4) この式のＣに、可変容量素子の最大及び最小容
量Cmax及びCminをそれぞれ代入すれば第５図
に点線Ｂで示した形状となる。
このように、本来単調な増減変化する回路のリ
アクタンス特性を該回路に反共振点を形成するこ
とによつてその変化を３次曲線変化せしめみかけ
上のリアクタンス変化幅を大きくする効果を本明
細書では「反共振効果」と称すること上述した通
りである。
アクタンス特性を該回路に反共振点を形成するこ
とによつてその変化を３次曲線変化せしめみかけ
上のリアクタンス変化幅を大きくする効果を本明
細書では「反共振効果」と称すること上述した通
りである。
このリアクタンス変化特性について説明すれば
以下の通りである。
以下の通りである。
即ち、前記第３図の如く並列容量C′がない場合
のリアクタンス特性が周波数増大とともに単調に
増加するのに対し、第４図の如く新らたに並列容
量C′を付したものは例えば第５図の周波数F1の
近傍の位置に反共振点を形成することになるから
この反共振点前後に於けるリアクタンス変化が３
次曲線となつて、Cmax及びCmin夫々に対する
回路全体のリアクタンス差が大きくなる。
のリアクタンス特性が周波数増大とともに単調に
増加するのに対し、第４図の如く新らたに並列容
量C′を付したものは例えば第５図の周波数F1の
近傍の位置に反共振点を形成することになるから
この反共振点前後に於けるリアクタンス変化が３
次曲線となつて、Cmax及びCmin夫々に対する
回路全体のリアクタンス差が大きくなる。
即ち、第５図の点線Ｂでは、前記の動作周波数
F0近傍におけるリアクタンス変化巾ΔXの値はｂ
で示される大きさとなり、ａに較べて倍以上に増
大している。従つて第２図のの領域をかなり大
きく活用できることになる。
F0近傍におけるリアクタンス変化巾ΔXの値はｂ
で示される大きさとなり、ａに較べて倍以上に増
大している。従つて第２図のの領域をかなり大
きく活用できることになる。
但し、次のことには注意を要する。第５図から
明らかなように、この場合反共振ループの反共振
周波数は動作周波数Foから離して、やゝ高い周
波数位置に置かれることが肝要であるがこの反共
振点の位置はC′の値によつて自由に選定すること
ができるので、設計に困難はない。
明らかなように、この場合反共振ループの反共振
周波数は動作周波数Foから離して、やゝ高い周
波数位置に置かれることが肝要であるがこの反共
振点の位置はC′の値によつて自由に選定すること
ができるので、設計に困難はない。
又、本発明によれば上述したように回路のリア
クタンス変化量を大きくする効果の他に以下詳述
する如く発振回路全体の直線性歪を改善すること
ができる。
クタンス変化量を大きくする効果の他に以下詳述
する如く発振回路全体の直線性歪を改善すること
ができる。
即ち、上述した周波数制御幅拡張は可変容量素
子Ｄの特性殊に容量値によつて効果が異なり、例
えばＤの最小容量値附近より最大容量値附近の方
が拡張効果が大きく、C′を附加して得たＤの見か
けの容量制御特性はＤの固有の同様の特性とは若
干異なつたものになる。そして、この性質をうま
く利用すればＤの固有の容量制御特性の非直線形
状をある範囲で任意に設定することができる。従
つてこの非直線形状を水晶振動子のもつそれと逆
傾斜とすればこれら両者の非直線形状が相殺補完
されて発振回路全体の発振周波数に対するリアク
タンス変化はほゞ直線となり、例えばこの発振回
路を同時にFM変調器として使用する場合の変調
歪を改善することができる。しかも改善の程度並
びに前記周波数制御幅の拡張の程度は附加する容
量C′の値によつてある範囲まで自由に変更するこ
とが可能であるから設計するうえでも都合がよ
い。
子Ｄの特性殊に容量値によつて効果が異なり、例
えばＤの最小容量値附近より最大容量値附近の方
が拡張効果が大きく、C′を附加して得たＤの見か
けの容量制御特性はＤの固有の同様の特性とは若
干異なつたものになる。そして、この性質をうま
く利用すればＤの固有の容量制御特性の非直線形
状をある範囲で任意に設定することができる。従
つてこの非直線形状を水晶振動子のもつそれと逆
傾斜とすればこれら両者の非直線形状が相殺補完
されて発振回路全体の発振周波数に対するリアク
タンス変化はほゞ直線となり、例えばこの発振回
路を同時にFM変調器として使用する場合の変調
歪を改善することができる。しかも改善の程度並
びに前記周波数制御幅の拡張の程度は附加する容
量C′の値によつてある範囲まで自由に変更するこ
とが可能であるから設計するうえでも都合がよ
い。
更に、本発明は水晶振動子Ｑをオーバートーン
振動モードで動作させるような回路方式に対して
も適用可能であり、オーバートーン発振を要する
程度の高い周波数に於いては従来の方法では上述
したように周波数可変範囲が狭くなる。欠点があ
つたからその改善効果は特に大きい。
振動モードで動作させるような回路方式に対して
も適用可能であり、オーバートーン発振を要する
程度の高い周波数に於いては従来の方法では上述
したように周波数可変範囲が狭くなる。欠点があ
つたからその改善効果は特に大きい。
以下、オーバートーン発振回路に本発明を適用
する場合について説明する。
する場合について説明する。
一般にオーバートーン振動モードを利用する
VCXOでは第６図に示すようにオーバートーン
振動モードを選択する為のコンデンサC1、抵抗
R1を第３図の回路に附加した形となることが多
い。
VCXOでは第６図に示すようにオーバートーン
振動モードを選択する為のコンデンサC1、抵抗
R1を第３図の回路に附加した形となることが多
い。
この場合、前記第４図に示したものと同じよう
に水晶Ｑと並列に容量C′を接続してもよいが、こ
れではR1の存在によつて「反共振効果」が弱め
られ、前述した程の効果を得難い欠点がある。従
つてこの場合は第７図の如く負性抵抗（−Ｒ）と
可変容量素子Ｄと誘導性リアクタンスＬの三者の
直列回路に並列に容量C″を接続し、オーバート
ーン選択回路C1，R1を含まない独立の閉ループ
Ｖを形成する。このようにすれば反共振回路に
C1，R1が関与しなくなるから前記第４図と同様
の効果を得ることができる。
に水晶Ｑと並列に容量C′を接続してもよいが、こ
れではR1の存在によつて「反共振効果」が弱め
られ、前述した程の効果を得難い欠点がある。従
つてこの場合は第７図の如く負性抵抗（−Ｒ）と
可変容量素子Ｄと誘導性リアクタンスＬの三者の
直列回路に並列に容量C″を接続し、オーバート
ーン選択回路C1，R1を含まない独立の閉ループ
Ｖを形成する。このようにすれば反共振回路に
C1，R1が関与しなくなるから前記第４図と同様
の効果を得ることができる。
第８図は本発明を３次オーバートーン発振回路
に適用した具体的な一実施例を示す回路図であ
る。この発振回路はTR1として2SC2026（日本電
気(株)の商品名）、可変容量ダイオードD1として
FC53（(株)富士通の商品名）を用い、抵抗R1
（1KΩ）、コンデンサC1（47PF）、インダクタンス
L1（0.6〜1μH）によつて水晶振動子Q1の３次オー
バートーン振動モード（70MHz）を選択し、コ
ルピツツ回路の基本構成要素であるコンデンサ
C2（33PF）、C3（33PF）との組合わせで発振回路
を構成している。
に適用した具体的な一実施例を示す回路図であ
る。この発振回路はTR1として2SC2026（日本電
気(株)の商品名）、可変容量ダイオードD1として
FC53（(株)富士通の商品名）を用い、抵抗R1
（1KΩ）、コンデンサC1（47PF）、インダクタンス
L1（0.6〜1μH）によつて水晶振動子Q1の３次オー
バートーン振動モード（70MHz）を選択し、コ
ルピツツ回路の基本構成要素であるコンデンサ
C2（33PF）、C3（33PF）との組合わせで発振回路
を構成している。
この回路に於ける本発明の適用は水晶Q1及び
コンデンサC1の両者にコンデンサC″（3PF）を並
列接したところにある。但し、R2（10KΩ）は寄
生発振防止の為のダンピング抵抗、R3（33KΩ）、
R4（68KΩ）トランジスタTR1のベース・バイア
ス電圧を与える為のブリーダ抵抗、R5（680Ω）は
トランジスタTR1のコレクタ電流を定める為のエ
ミツタ抵抗、R6（10KΩ）は入力制御電圧を可変
容量ダイオードD1に供給する為の入力抵抗、C4
（1000PF）はトランジスタTR1のコレクタを接地
する為の高周波バイパス用コンデンサ、C5
（1000PF）は出力を取り出す為の結合コンデンサ
である。
コンデンサC1の両者にコンデンサC″（3PF）を並
列接したところにある。但し、R2（10KΩ）は寄
生発振防止の為のダンピング抵抗、R3（33KΩ）、
R4（68KΩ）トランジスタTR1のベース・バイア
ス電圧を与える為のブリーダ抵抗、R5（680Ω）は
トランジスタTR1のコレクタ電流を定める為のエ
ミツタ抵抗、R6（10KΩ）は入力制御電圧を可変
容量ダイオードD1に供給する為の入力抵抗、C4
（1000PF）はトランジスタTR1のコレクタを接地
する為の高周波バイパス用コンデンサ、C5
（1000PF）は出力を取り出す為の結合コンデンサ
である。
尚、この回路と前記第７図との対応を示せば、
同符号は同一のもの表わすとともに、第７図に於
ける可変容量Ｄ、水晶振動子Ｑ及びＬは第８図で
は夫々D1，Q1，L1に対応し、又第７図の負性抵
抗―Ｒは第８図の励振回路即ち、前記インダクタ
ンスL1と抵抗R2からトランジスタTR1側をみた
回路の負性抵抗値を示すこと容易に理解できよ
う。この回路の周波数制御特性を正弦波によつて
FM変調した時の特性で評価した測定結果を第９
図に示す。第９図では、横軸に周波数偏移量、縦
軸は正弦波信号の入力レベル及びFM直線検波器
で復調した信号の歪率をとる。
同符号は同一のもの表わすとともに、第７図に於
ける可変容量Ｄ、水晶振動子Ｑ及びＬは第８図で
は夫々D1，Q1，L1に対応し、又第７図の負性抵
抗―Ｒは第８図の励振回路即ち、前記インダクタ
ンスL1と抵抗R2からトランジスタTR1側をみた
回路の負性抵抗値を示すこと容易に理解できよ
う。この回路の周波数制御特性を正弦波によつて
FM変調した時の特性で評価した測定結果を第９
図に示す。第９図では、横軸に周波数偏移量、縦
軸は正弦波信号の入力レベル及びFM直線検波器
で復調した信号の歪率をとる。
歪率の良し悪しは周波数制御直線性の改善度を
表すことになる。同図には本発明の効果を明示す
る目的で、容量C″の有・無二つの場合の特性を
並べて描いている。周波数偏移3KHzを例にとる
とき、C″の無い場合の特性曲線に比べ、C″を
附加した場合の特性曲線は、入力レベルで約
7dB、歪率で23dBという大幅な特性加善が達成
されており、本発明の効果の著しいことが理解で
きよう。
表すことになる。同図には本発明の効果を明示す
る目的で、容量C″の有・無二つの場合の特性を
並べて描いている。周波数偏移3KHzを例にとる
とき、C″の無い場合の特性曲線に比べ、C″を
附加した場合の特性曲線は、入力レベルで約
7dB、歪率で23dBという大幅な特性加善が達成
されており、本発明の効果の著しいことが理解で
きよう。
以上の説明では水晶振動子Ｑの容量性領域（第
２図のの領域）を用いるものについて示した
が、本発明はこれに限定されず例えば水晶振動子
Ｑが誘導性（第２図のの領域）の場合にも拡張
して適用可能である。即ち第５図において
VCXOの動作周波数をFoではなく前記反共振点
より高いF2で示されるような点に選ぶときは、
同図中点線で示すように、本発明に係かる励振回
路のリアクタンスＸが容量性となるから、このと
きの水晶振動子のリアクタンスは誘導性、即ち前
記第２図の領域にて使用することになる。
２図のの領域）を用いるものについて示した
が、本発明はこれに限定されず例えば水晶振動子
Ｑが誘導性（第２図のの領域）の場合にも拡張
して適用可能である。即ち第５図において
VCXOの動作周波数をFoではなく前記反共振点
より高いF2で示されるような点に選ぶときは、
同図中点線で示すように、本発明に係かる励振回
路のリアクタンスＸが容量性となるから、このと
きの水晶振動子のリアクタンスは誘導性、即ち前
記第２図の領域にて使用することになる。
この場合も第５図に示すように従来のリアクタ
ンス変化量ｄに比してより大きな変化量ｅを得る
ことができるからその周波数可変範囲を拡大しう
る。
ンス変化量ｄに比してより大きな変化量ｅを得る
ことができるからその周波数可変範囲を拡大しう
る。
尚、水晶振動子を誘導性領域で使用する場合は
前記インダクタンスＬの値を小さく設定すればよ
い。
前記インダクタンスＬの値を小さく設定すればよ
い。
なお更に、この発明は、上述の説明から明らか
なように、水晶振動子の他の振動モード、例えば
５次オーバートーン振動モードなどにも適用でき
る。また水晶振動子以外の急峻なリアクタンス特
性を持つ素子例えば弾性表面波素子を電気―機械
振動子とした発振回路に於いても或は、トランジ
スタ以外の能動デバイス例えば電界効果トランジ
スタ、コルピツツ回路以外の回路方式（例えばハ
ートレー回路）に対してもそれらの等価回路が第
１図又は第６図（又はこれと同等のもの）で表わ
される限り、そのすべてに対し、これを適用でき
る。
なように、水晶振動子の他の振動モード、例えば
５次オーバートーン振動モードなどにも適用でき
る。また水晶振動子以外の急峻なリアクタンス特
性を持つ素子例えば弾性表面波素子を電気―機械
振動子とした発振回路に於いても或は、トランジ
スタ以外の能動デバイス例えば電界効果トランジ
スタ、コルピツツ回路以外の回路方式（例えばハ
ートレー回路）に対してもそれらの等価回路が第
１図又は第６図（又はこれと同等のもの）で表わ
される限り、そのすべてに対し、これを適用でき
る。
（発明の効果）
以上述べたように、本発明はVCXOで代表さ
れる電圧制御発振器の周波数制御幅を拡張し、設
計によつては周波数制御の直線性をも著しく改善
するものである。本発明によれば、例えばコイル
のように装置の小型化に不向な回路部品を増すこ
となく、ただ小容量のコンデンサを１個附加する
だけで優れた周波数制御特性を有する電圧制御発
振器を安価に且容易に実現するうえで著効を奏す
る。
れる電圧制御発振器の周波数制御幅を拡張し、設
計によつては周波数制御の直線性をも著しく改善
するものである。本発明によれば、例えばコイル
のように装置の小型化に不向な回路部品を増すこ
となく、ただ小容量のコンデンサを１個附加する
だけで優れた周波数制御特性を有する電圧制御発
振器を安価に且容易に実現するうえで著効を奏す
る。
第１図はVCXOの一般的な等価回路、第２図
は水晶振動子のリアクタンスの周波数依存性のグ
ラフ、第３図はVCXOの基本等価回路、第４図
は第３図にコンデンサC′を附加したVCXOの基
本等価回路、第５図は水晶振動子から見た回路の
リアクタンス変化の周波数依存性のグラフ、第６
図は水晶振動子をオーバートーン振動モードで用
いる場合のVCXOの基本等価回路、第７図は第
６図にコンデンサC″を附加したVCXOの基本等
価回路、第８図は本発明の実施例、第９図は第８
図の回路の周波数制御特性を評価する為のグラフ
である。 Ｑ，Q1…水晶振動子、TR1…トランジスタ、
Ｄ，D1…可変容量ダイオード、C2，C3…コルピ
ツツ発振回路の基本コンデンサ、C′，C″…周波
数制御特性改善用コンデンサ。
は水晶振動子のリアクタンスの周波数依存性のグ
ラフ、第３図はVCXOの基本等価回路、第４図
は第３図にコンデンサC′を附加したVCXOの基
本等価回路、第５図は水晶振動子から見た回路の
リアクタンス変化の周波数依存性のグラフ、第６
図は水晶振動子をオーバートーン振動モードで用
いる場合のVCXOの基本等価回路、第７図は第
６図にコンデンサC″を附加したVCXOの基本等
価回路、第８図は本発明の実施例、第９図は第８
図の回路の周波数制御特性を評価する為のグラフ
である。 Ｑ，Q1…水晶振動子、TR1…トランジスタ、
Ｄ，D1…可変容量ダイオード、C2，C3…コルピ
ツツ発振回路の基本コンデンサ、C′，C″…周波
数制御特性改善用コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 圧電振動子を周波数限定部材として使用する
電圧制御発振器であつて、該振動子を励振する回
路が等価的に負性抵抗回路と印加電圧によつて容
量値が変化する可変容量素子と誘導性リアクタン
スの三者の直列回路を含んで表される発振回路に
於いて、該三者の直列回路に並列にコンデンサを
接続して並列共振回路を形成するとともに、該並
列共振回路の反共振周波数が前記圧電振動子の反
共振周波数より高くなるように前記コンデンサの
値を設定することにより、該発振器における前記
可変容量素子の変化による見掛け上のリアクタン
ス制御幅を拡張したことを特徴とする電圧制御発
振器。 ２ 前記可変容量素子が可変容量ダイオードであ
る第１項記載の電圧制御発振器。 ３ 前記圧電振動子が水晶振動子である第１項又
は２項記載の電圧制御発振器。 ４ 前記圧電振動子が弾性表面波デバイスである
第１項又は第２項記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3481279A JPS55125703A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Voltage controlled crystal oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3481279A JPS55125703A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Voltage controlled crystal oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55125703A JPS55125703A (en) | 1980-09-27 |
| JPS641968B2 true JPS641968B2 (ja) | 1989-01-13 |
Family
ID=12424618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3481279A Granted JPS55125703A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Voltage controlled crystal oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55125703A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010193208A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 水晶発振回路 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2501434B1 (fr) * | 1981-03-03 | 1985-10-11 | Cepe | Oscillateur a frequence commandee comportant un element piezoelectrique et presentant une plage de variation de frequence etendue |
| JPS61159808A (ja) * | 1984-12-24 | 1986-07-19 | Fujitsu Ltd | 電圧制御発振回路 |
| JP5262956B2 (ja) * | 2009-04-24 | 2013-08-14 | 株式会社大真空 | 発振回路 |
-
1979
- 1979-03-23 JP JP3481279A patent/JPS55125703A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010193208A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 水晶発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55125703A (en) | 1980-09-27 |
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