JPS6385489A - 微小時間差計測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は微小時間差計測回路に関し、更に許しくはトリ
ガパルスが発生してから１ノ′ンプリングパルスが発生
するまでの時間を正確に１１測（１−ることができる微
小時間差計測回路に関する。

（従来の技術） ＝１− ディジタルオシロスコープ等においては、繰り返し波形
を△／Ｄ変換づる時にトリガポイントとサンプリングパ
ルス間の微小時間差を計測することが有用である。この
微小時間差を計測することにより、ランダムサンプルに
より等価サンプリング１へを高＜Ｌ、７ｊ場合にもブリ
・トリガ（トリガポイント以前の観測）が可能となる。

第７図は種々のサンプルモードを示す図である。

（イ）（、ｉリアルタイムサンプルを、（ロ）はシーケ
ンシャルサンプルを、（ハ）はランダムサンプルをイれ
ぞれ示す。各サンプルにおいて、波形上の数字はサンプ
ルの順序をそれぞれ示している。

（イ）に示すリアルタイムサンプルの場合には、この数
字が全て■であり、１回の現象の発生時に全点をサンプ
ルすることを示している。これに対し、（０）に示すシ
ーケンシャルサンプルの場合には、繰り返し発生ずる現
象を発生する毎に経時的に所定の間隔でサンプル点をず
らせて■、■。

■・・・とシーケンシャルにサンプルしていく。又、（
ハ）にポリ−ランダムサンプルの場合には、繰り返し発
生する現象を図に示すようにランダムに波形の位置をサ
ンプルしている。従って、ランダムサンプルはリアルタ
イｌオリンブルに比較して同一のサンプリング［・の△
／［）変換器を用いてより高速の繰り返し現象を捕捉観
測できることがわかる。

又、通常のサンプリングオシロスコープと比較してトリ
ガポイント以前の現象を観測することができる。このよ
うなランダムリーンプルを実現するためには、△／Ｄ変
換器のり゛ンプリングパルスと、トリガポイントとのズ
レの吊つまり微小時間差を計測づる必要がある。

第８図は従来の微小■）間差計測装置の構成例を示す図
、第９図は各部の動作を示づタイミングチャートである
。入力信８とトリガ制御信号を受（）て、トリガ発生回
路１は第９図（イ）に示Ｊようなトリガ信号を発（トす
る。このトリガ信号はコンデンサＣの短絡用スイングＳ
ＷＩを第９図（［１）に示すようにオフにする。この時
点では、電流源２に直列接続されるスイツーｆＳ　Ｗ　
２は第９図（ホ）に示すようにオンになっている。従っ
て、トリガ信号が発生した時刻ｔ１からコンデンサＣに
定電流■が注入され、コンデンサＣの電圧ｖａは第９図
（ｌ＼）に示すように漸増する。

一方、トリガ信号は第１のＤタイプフリップフロップ３
のＤ入力にも入っており、Ｃｔ−Ｋ入力に入るΔ／Ｄ変
換器のサンプルクロックの最初の立上り（時刻ｊ２、第
９図（ハ）参照）によりＤ入力データ（この場合は“、
１１ルベル）がラッチされ、その６肩−出力は第９図〈
二）に示すようにそれＪ：での１′′から“０”に立下
る。このＱ１信号によりスイッチＳ　Ｗ　２は第９図（
ホ）に示すようにオンからオフになる。この結果、コン
デンサＣへの電流Ｉの注入はストップし、この時までの
電圧状態が第９図（へ）に示ｔＪ：うに保持される。

ここで、コンデンサＣの保持電圧Ｖａはｔｌから１２ま
での微小時間差Δｔに比例するから、この電圧Ｖａを時
間外計測用Ａ／Ｄ変換器４でディジタルデータに変換し
、時間差Δ［を泪測することができる。

Δ／Ｄ変換器４に入力されるＡ／Ｄスタート信号は、第
２のＤタイプフリップフロップ５の０２出力から与えら
れる。叩ら、第２のフリップフロップ５のＤ入力には第
１の７リツプフ［ｌツブ３のσ〒比出力入っており、Ｃ
Ｌ　Ｋ入力にはへ／Ｄ変換器のサンプルクロックが入・
〕ており、第９図（ハ）に示すように時刻ｔ３における
立−１−りでσ７出力を０″から１″に転じる。そして
、この６］−信号をΔ／Ｄ変換器４のΔ／［）スター１
〜信号として用いる。

（発明が解決しようとする問題点） 前述した従来装置の場合、微小時間差の測定精度は主と
してコンデンサＣ及びスイングＳＶＶ＋。

Ｓ　Ｗ　２の特性にかかつてくる。一般にコンデンサＣ
にはもれ抵抗直列インダクタンス、直列抵抗が存在し、
微小時間差が１　ｎ５ｅｃ以ＦのＪ：う＜ｒ　ｊｈ４　
Ｑ、直列インダクタンスが大Ｑ”Ｊインピーダンスとな
り、測定精度を低下させる。又、キ１νバシウンスの容
量精度とその安定度が必要であるが、一般に高周波特性
が良い高精瓜、高安定の：１ンア゛ンリを得ることは極
めて困ガであり、１．！■性も経時的に変化する。

更に、従来装置の場合、スイッチＳ　Ｗ　１をオフにづ
る時と、スイッチＳ　Ｗ　２をＡ−フにするタイミング
が競合してきた時に、スイッチング時の電荷注入にＪ、
る測定誤差が生じる。以上の理由により、従来の装置に
よれば、高ｊｉ！ｉ度の時間差測定を行うことが困難で
ある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであって、
その目的は、高精度の時間差測定を行うことができる微
小時間差計測装置を実現することにある。

（問題点を解決するための手段） 前記した問題点を解決する本発明は、正弦波発振器の出
力をパルス化してＡ　、／　Ｄ変換器用のサンプルク［
］ツクとすると共に、正弦波発振器の出力の位相をずら
して余弦波をつくり、トリガ発生回路からの１−リガパ
ルスにより正弦波及び余弦波の同一時刻にお（プるそれ
ぞれの振幅値或いは正弦波のみの所定時間離れた時刻に
おける２つの振幅値を測定し、これら測定値に基づいて
トリガ時刻とサンプリング時刻との微小部間差を計測り
−るように構成したことを特徴と覆るものである１゜（
作用） クロックパルスをつくるｉ［弦波発振器から正弦波と余
弦波をつくり同一時刻（トリガポイン［・）にお１プる
ぞれぞれの振幅植成いは所定時間部れた時刻における正
弦波の２つの振幅値からトリガ時刻とサンプリング時刻
までの時間差を計測する。

（実施例） 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例を承り構成ブロック図である
。図において、１１は基準となる正弦波を発生させる正
弦波発振器、１２は該正弦波発振器１１の出力を受【プ
て正弦波の純度を向、１させるフィルタ、１３は高純曵
の４弦波を受りてＯレベルと比較し、Ａ　、／　Ｄ変換
器のサンアルク１コツクを発生するコンパレータである
。

１４．１５はフィルタ１２を通過しＩＣ正弦波信号を受
けるバッファ、１６はバッファ１４の出力を受（プるバ
ッファ、１７はバッファ１６の出力をディジタルデータ
に変換する時間差計測用の第１のΔ／Ｄｌ器、１８はバ
ッファ１５の出力を受けて９０″位相をずらす移相器、
１９は該移相器１Ｂの出力を受けるバッファ、２０はバ
ッファ１９出力をディジタルデータに変換する時間差計
測用の第２のＡ／Ｄ変換器である。尚、バッファ１４と
１６はなくてもよい。即ち、これらバッファ１４と１６
を通過した信号は同位相であるので、後段回路との整合
性が問題にならない時には省略できる。

移相器１８としては、例えばディレィラインが用いられ
る。ディレィラインが用いられた場合、イのＨ延時間は
正弦波周波数に対して９０’の位相になるにうに選択す
る。従って、移相器１８の出力は９０°遅れることにな
るので９０’だけ位相が遅れた正弦波、即ち余弦波が出
力される。２１は入力信号及びトリガ制御信号を受けて
トリガパルスを発生するトリガ発生回路で、その出力は
第１（＄１＞及び第２（＃２＞のΔ／Ｄ変換器１７．２
０に△／Ｄスター１−括号として入っている。

このように構成された装置の動作を第２図に示すタイミ
ノグチ１シートを参照して詳細に説明づる。

発振器１１から発生された第２図の（ロ）のｆｌに示す
ような正弦波は、フィルタ１２にＪ、リノイズ成分が除
去された竣、コンパ１ノータ１３に入りＯレベルと比較
される。この結果、コンパレータ１３は第２図・（イ）
に示すようなＡ／Ｄ変換器のサンプルクロックを発生し
、このサンプルクロックはサンプリング用Ａ／１〕変換
器（図示せず）に△／Ｄスタート信号として与えられる
。

一方、正弦波信号はバッファ１１５を経て移相器１８に
入り、９０°位相を遅らせられる。この結果、正弦波信
号を５ｉｎ０）ｔ（ω：角周波数）とづると、移相器１
８の出力は ｓｉｎ　　（ωｔ　−９Ｑ’　）　＝−ｃｏｓ　ωｔと
なり余弦波信号が得られる。この余弦波信号を第２図（
ロ）の１２に示す。移相器１８の出力はバッファ１９を
経て第２のＡ／Ｄ変換器２０に入力される。正弦波信号
はバッファ１４．１６を杆て第１のＡ／Ｄ変換器１７に
入力される。

ここで、時刻１においてトリガ発生回路２１から第２図
（ハ）に示すような［・リガパルスが発生したものとす
ると、２つのＡ／Ｄ変換器１７，２０　Ｇ；１時刻１に
おける入力信号をＡ／Ｄ変換してディジタルデータに変
換する。この時の第１のＡ／Ｄ変換器１７の変換データ
をＹ、第２のＡ／Ｄ変換器２０の変換データをＸとする
とＸ、Ｙ、ωｔの間には、第３図に示すような関係があ
るからコンパレータ１３の出力を基準時間として次式が
成立する。

Ｙ＝ａ　ｓｉｎ　ωｔ　　　　　　　　　　　　−（１
）Ｘ　−−ａ　ｃｏｓ　θ）ｔ　　　　　　　　　　　
　　　−＝　（２）但　１ノ　　　ａ　−Ｊ−）ぐ］薯
−１−］こ＝ｒ（１）、（２＞式をイれぞれｔについて
解くとｔ　＝　（１／ω）ｓｉｎ　−’　（Ｙ／　Ｆ■
１−下■］−）・・・（３） ｔ　＝（１／Ｑ））ｃｏｓ−’（−Ｘ／　　　　＋　　
　）・・・（４） （３）又は（４）式における［は、求めるべき微小時間
差そのものである。従って、（３）式又は（４）式を演
算することにより微小■）間差を求めることができる。

本発明によれば、従来装置のようにコンデンサに電流を
注入したり、スイッチで切換えたりする必要がないので
高精度に微小時間差を４４測することができる。尚、゛
トリガパルスを発生する時刻は、第２図に示すようにＸ
、Ｙ共にＡ／Ｄ変換器のフルスケール近辺でＡ／Ｄ変換
が行われるべくヒツトすることにより計測精度を上げる
ことができる。

第４図は本発明の他の実施例を示す構成ブロック図であ
る。第１図と同一のムのは、同一の番号を付して示す。

図に示す実施例は、正弦波は１つで、トリガパルスを移
相器で９０°遅らせて、同一正弦波信号の２点の値を測
定し、等価的に正弦波信号と余弦波信号の同時刻におけ
る値を測定するのと同一の効果を奏しめるようにしたも
のである。

図において、フィルタ１２の出力（正弦波信号）はコン
パレータ１３に入ると共にバッファ３０を経て時間差計
測用Ａ／Ｄ変換器３１に入る。一方、Ｉ〜リガ発生回路
２１がら出力されたトリガパルスはバッフ１３２及びオ
アグ−１〜３５に入る。オアグー１〜３５から出力され
たトリガパルスは△／Ｄ変換器３１にＡ／Ｄスタート信
号として入り、時刻１におりる正弦波信号の値を測定す
る。

一方、ゲート３２に入ったトリガパルスは、ディレィ回
路３３に入って、ωｔの９０６に相当する時間差だけ遅
らされる。この遅延されたトリガパルスは、バッファ３
４を経てオアゲート３５に入る。この結果、オアゲート
３５からは図に示すように時間差Ｔの２個のパルスが出
力されて△／Ｄ変換器３１に与えられることになる。時
間差Ｔは、前述したようにディレィ回路３３によって遅
らされる遅れ時間でθ）ｔの９０６に相当する時間差で
ある。最初のパルスにより、時刻ｔにおける正弦波信号
の値が測定され、次のパルスで時間Ｔ後における正弦波
信号の値が測定される。このＴ後の正弦波信号の値は、
とりもなおさず時刻ｔにおける余弦波信号の値と同じで
あるので、最初の測定値をＹ１次の測定値をＸとして（
３）、、（４）式がそのまま適用できる。このようにし
て、第４図に示す実施例では、Ａ／Ｄ変換器を１個にす
ることができる。

又、上記の９０’の遅延は、２７０°、４５０°等の遅
延であっても、同一の原理で＜３）″。

（４）式がそのまま適用出来る。

ディジタルオシロスコープを実現覆る場合、第５図に示
すようにアナログ入力を複数個のサンプルホールド回路
と、Ａ／Ｄ変換器を用いてシーケンシャルパルスにより
Ａ／Ｄ変換器を順次使用して高速サンプルレートを１ｑ
る方法が公知である。

このような構成を用いｌζ時、第４図に示す微小時間差
計測装置は図に示す複数個のＡ／Ｄ変換器のうちで“空
いている”１つを用いることにより時間差計測用Ａ／Ｄ
変換器を省略することができる。

第６図は、このような考え方に基づいた本発明の他の実
施例を示す構成ブロック図である。第４図と同一のもの
は同一の荷吊を付して示す。フィルタ１２を通過した正
弦波信号をバッファ４１を介して高速サンプルレート回
路の各チャネル入力に与える。ぞして、スイ□ッチの切
換えにより、アノログ入力と正弦波信号の何れか一方を
サンプルホールド回路に入力するようにしている。オア
ゲート３５から出力される２個のトリガパルスは高速サ
ンプルレート回路側の制御回路４２に入る。

制御回路４２は、空いているチャネルを捜して、空いて
いるチャネルに正弦波信号を入れ、２個の正弦波信号測
定値を１ｑる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、サンプル
レート用のクロックパルスをつくる正弦波発振器から正
弦波と余弦波をつくり同一時刻（トリガポイント）にお
ける正弦波、余弦波の値からトリガ時刻とサンプリング
時刻までの時間差を計測することによりサンプルクロッ
ク立上り時からトリガポイントまでの微小時間差を高精
度に計測することができる微小時間差計測装置を実現す
゛ることができる。本発明によれば、コンデンサに注入
される電流量を測定して微小時間差を測定する方法を用
いていないので、」ンデン１ノ、スイッチによる影響を
受けず、又正弦波信Ｂの振幅の変動の影響を全く受Ｇフ
ない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図、第２
図は各部の動作を示づタイミングチャート、第３図はＸ
、”１１１定簡の説明図、第４図は本発明の他の実施例
を示す構成ブロック図、第５図はサンプルレート回路の
構成図、第６図は本発明の他の実施例を示す構成ブ［］
ツク図、第７図は種々のサンプルモードを示す図、第８
図は従来装置の構成ブロック図、第９図は各部の動作を
示ＪタイミングチＩｌ〜トである。 １．２１・・・トリガ発生回路 ２・・・定電流源 ３．５・・・フリップフロップ ４．１７．２０．３１・・・△／Ｄ変換器１１・・・発
振器　　　　１２・・・フィルタ１３・・・コンパレー
タ １４〜１６．１９，３０，３２．３４．４．１・・・バ
ッファ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 正弦波発振器の出力をパルス化してＡ／Ｄ変換器用のサ
   ンプルクロックとすると共に、正弦波発振器の出力の位
   相をずらして余弦波をつくり、トリガ発生回路からのト
   リガパルスにより正弦波及び余弦波の同一時刻或いは所
   定時間離れた時刻における振幅値を測定し、これら測定
   値に基づいてトリガ時刻とサンプリング時刻との微小時
   間差を計測するように構成したことを特徴とする微小時
   間差計測装置。