FR2678071A1 - Dispositif electronique de mesure de retards. - Google Patents
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Abstract
La présente invention concerne la mesure de faibles retards entre un front de signal et un instant de référence préférentiellement défini par un autre front de signal. Elle consiste à utiliser un front de signal pour provoquer grâce à des filtres résonateurs (13, 14) l'apparition de deux signaux sinusoïdaux de même fréquence en quadrature constituant les composantes d'un vecteur complexe à module sensiblement constant dont la phase évolue linéairement au cours du temps et à déduire de la valeur de cette phase à l'instant de référence, la valeur du retard séparant l'instant de référence du front de signal. Elle s'applique plus particulièrement à la mesure de retards brefs de quelques nanosecondes.
Description
i
DISPOSITIF ELECTRONIQUE DE MESURE
DE RETARDS
La présente invention concerne la mesure de faibles retards ou d'écarts de temps d'arrivée entre un front de signal et un instant de référence préférentiellement défini par un
autre front de signal.
La mesure de tels retards s'effectue en général par traitement d'informations saisies par échantillonnage direct sur le front du signal incident ou sur les fronts des signaux incidents Elle présente des difficultés sérieuses lorsque l'on veut déceler des écarts de temps de l'ordre de quelques nanosecondes voire de la nanoseconde et que le ou les fronts des signaux incidents sont brefs et susceptibles de déformations
locales causes d'erreurs.
La présente invention a pour but de permettre la mesure de retard très court sur un ou des fronts de signaux en s'affranchissant d'un certain nombre de défauts liés à
l'exploitation temporelle directe des fronts de signaux.
Pour ce faire, on propose de ramener une mesure de temps à une mesure de déphasage en utilisant un front de signal pour élaborer deux composantes en quadrature d'un vecteur tournant sur lequel l'écoulement du temps se traduit par une
variation linéaire de phase.
L'invention a pour objet un dispositif électronique de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front de signal présentant entre eux un retard maximal qui comporte: une voie d'entrée recevant le front de signal et comportant, en parallèle, un premier filtre résonateur qui est accordé sur une période T au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal Vi de forme cosinusoidale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la même période T que le premier filtre résonateur et qui engendre un signal V 2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal; un circuit d'échantillonnage déclenché à l'instant de référence qui échantillonne simultanément les signaux de sortie des deux filtres résonateurs et délivre des valeurs V Ir et V 2 r et un circuit de calcul qui reçoit les échantillons Vlr et V 2 r provenant du circuit d'échantillonnage, calcule le déphasage 0 du, signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons de signaux Vlr et V 2 r délivrés par les filtres résonateurs par mise en oeuvre de la formule 0 = Arctg V 2 r Vlr puis détermine le retard AT de l'instant de référence par rapport à celui d'apparition du front de signal par mise en oeuvre de la formule: A T = T x O 21 Â L'instant de référence peut être défini par l'apparition d'un autre front de signal Dans ce cas, l'invention a également pour objet un dispositif de mesure de retard entre deux fronts de signaux présentant entre eux un retard maximal qui comporte: une première voie d'entrée recevant un premier front de signal et comportant, en parallèle, un premier filtre résonateur qui est accordé sur une période T' au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal V'1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la30 même période T' que le premier et qui engendre un signal V'2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal; une deuxième voie d'entrée recevant le deuxième front de signal et comportant, en parallèle, comme la première, un premier filtre résonateur qui est accordé sur la même période T' que les filtres résonateurs de la première voie et qui engendrent un signal V'3 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la même période T' que le premier et qui engendre un signal V'4 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal; un circuit de détection de passage des fronts de signaux à deux entrées connectées en parallèle sur celles des deux voies d'entrée qui se déclenche après le passage des deux fronts; un circuit d'échantillonnage qui est déclenché par le circuit de détection après le passage des deux fronts et qui échantillonne simultanément les signaux de sortie des filtres résonateurs et délivre des valeurs V'le, V'2 e, V'3 e, V'4 e et un circuit de calcul qui reçoit les échantillons V'le, V'2 e, V'3 e, V'4 e délivrés par le circuit d'échantillonnage, calcule le déphasage 0 'le du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V'le et V'2 e des signaux des filtres résonateurs de la première voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule: 0 'le = Arctg V'2 e V'le le déphasage 0 '2 e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V'3 e et V'4 e des signaux des filtres résonateurs de la deuxième voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule 0 '2 e = Arctg V'4 e V'3 e l'écart de phase 0 '2 e 0 'le et le retard A T du deuxième front de signal par rapport au premier front de signal par mise en oeuvre de la formule: A T = T' x O '2 e O 'le 21 U Chaque filtre résonateur à réponse de forme cosinusoidale est avantageusement constitué d'un circuit oscillant excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée à faible impédance de sortie se comportant en source de tension. Chaque filtre résonateur à réponse de forme sinusoïdale est avantageusement constitué d'un circuit oscillant parallèle excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée à forte impédance de sortie se comportant en source de courant. D'autre caractéristiques et avantages de l'invention
ressortiront de la description de deux modes de réalisation
1 o donnés à titre d'exemple Cette description sera faite ci-après
en regard du dessin dans lequel: une figure 1, représente un schéma d'un circuit de mesure de retard selon l'invention; une figure 2 détaille une réalisation possible d'un filtre résonateur à réponse cosinusoidale; une figure 3 détaille une réalisation possible d'un filtre résonateur à réponse sinusoïdale; une figure 4 représente un diagramme de courbes illustrant les fonctionnements des filtres résonateurs des figures 2 et 3 et une figure 5 représente un schéma d'un autre circuit
de mesure de retard selon l'invention.
La figure 1 représente un circuit de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front montant de signal Ce circuit comporte en entrée une voie de traitement du front montant de signal formée d'un amplificateur limiteur 10 suivi d'un circuit de suppression des fronts descendants à diode série 11 et capacité parallèle 12, et de deux filtres résonateurs 13, 14 disposés en parallèle Les sorties de ces filtres mènent à un calculateur 15 par l'intermédiaire de deux interrupteurs d'échantillonnage 16, 17 commandés par un circuit de commande d'échantillonnage 18 déclenché, par l'intermédiaire d'un éventuel circuit à retard 19, par un signal de saisie tel
qu'une impulsion calibrée repérant l'instant de référence.
L'amplificateur limiteur 10 permet de s'affranchir des
écarts d'amplitude pouvant affecter le front montant de signal.
Le circuit de suppression des fronts descendants à diode série 11 et capacité parallèle 12 qui attaque les entrées des filtres résonateurs 13 et 14 évite qu'un front descendant de
signal ne perturbe les filtres résonateurs 13, 14.
Les filtres résonateurs 13, 14 sont accordés sur une même fréquence Fr dont la période T est au moins égale à la durée maximale du retard à mesurer En réponse à un front montant de signal, l'un 13 engendre une réponse Vl de forme
cosinusoidale et l'autre 14 une réponse V 2 de forme sinusoïdale.
Ces réponses Vl et V 2 qui sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence déclenchés en quadrature peuvent être considérées comme les composantes réelle et imaginaire d'un vecteur complexe de module sensiblement constant si le coefficient de surtension est suffisamment élevé dont la phase évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation En échantillonnant ces réponses Vl et V 2 à l'instant de référence, on obtient des valeurs Vlr et V 2 r dont on peut déduire une valeur de phase 0 par la formule 0 = Arctg V 2 r Vlr qui correspond au délai écoulé depuis l'excitation des filtres résonateurs 13, 14 c'est à dire au retard A T de l'instant de référence par rapport au front montant de signal par la formule:
AT = T
2 Â 9 Les interrupteurs d'échantillonnage 16, 17 sont fermés sur une courte durée à l'instant de référence afin de délivrer au calculateur 15 les valeurs échantillonnées Vlr et V 2 r à partir desquelles il déduit, par mise en oeuvre des formules précédentes, la valeur du retard AT de l'instant de référence
sur le front montant de signal.
Le circuit à retard 19 qui est éventuellement disposé devant le circuit de commande d'échantillonnage sur le trajet du signal de saisie repérant l'instant de référence est utilisé dans le cas o l'instant de référence peut être en avance sur le front montant du signal Dans ce cas, on retarde le signal de saisie d'une valeur suffisante A Tr pour qu'il soit toujours en retard par rapport au front montant de signal et on
retranche cette valeur A Tr de la valeur calculée AT.
Après saisie des échantillons, il est avantageux d'utilisé un dispositif de remise à zéro déchargeant l'énergie des filtres résonateurs et du condensateur d'allongement 12 pour autoriser une nouvelle mesure Cela évite d'avoir à attendre la décharge naturelle des énergies des filtres résonateurs et du
condensateur d'allongement.
La figure 2 illustre un mode de réalisation possible du filtre résonateur 13 engendrant un signal de forme cosinusoïdale en réponse à un front montant de signal Celui-ci comporte un étage amplificateur d'entrée 20 à forte impédance d'entrée et à faible impédance de sortie se comportant en source de tension, suivi d'un circuit oscillant et d'un étage amplificateur de sortie 21 à grande impédance d'entrée Le circuit oscillant est réalisé d'une part à l'aide d'une inductance 22 connectée entre l'entrée de l'étage amplificateur de sortie 21 et la masse, et d'autre part à l'aide d'une résistance 23 en série avec un condensateur 24 disposés dans l'ordre entre la borne de sortie de l'étage amplificateur d'entrée 20 et la borne d'entrée de l'étage amplificateur de
sortie 21.
En supposant le circuit oscillant accordé sur la pulsation W 1, on peut montrer que la réponse e 1 (t) de ce filtre résonateur à un échelon U(t) de tension crête Vc est de la forme: e 1 (t) = U(t) lVe e at cos W 1 tl avec e voisin de 1 pour un coefficient de surtension élevé
égal ou supérieur à 100.
Pour une période de l'oscillation de 100 ns, on peut par exemple choisir pour l'inductance 22 une valeur de 25 ji H, pour la résistance 23 une valeur de 15 Q et pour le condensateur 24 une valeur de 10 pf On obtient alors un coefficient de
surtension de 100 et une fréquence de résonance égale à 10 M Hz.
La figure 3 illustre un mode de réalisation possible du filtre résonateur 14 engendrant un signal de forme sinusoïdale en réponse à un front montant de signal Celui-ci comprend un étage amplificateur d'entrée 30 à forte impédance d'entrée et de sortie se comportant en source de courant, suivi d'un circuit oscillant et d'un amplificateur de sortie 31 à grande impédance d'entrée Le circuit oscillant est réalisé à l'aide d'une inductance 32, d'une résistance 33 et d'un condensateur 34 connectés en parallèle entre la masse et la borne d'entrée de l'amplificateur de sortie 31 qui est elle-même connectée à la borne de sortie de l'étage amplificateur d'entrée 30. En supposant le circuit oscillant accordé sur la pulsation wl, on peut montrer que la réponse e 2 (t) de ce filtre résonateur à un échelon U(t) de tension crête Vc est de la forme: e 2 (t) = U(t) lVc e ot sin wltl avec e ct voisin de 1 pour un coefficient de surtension élevé
égal ou supérieur à 100.
Pour une période d'oscillation de 100 ns précédemment choisie, on peut par exemple donner à l'inductance 32 une valeur de 25 11 H, à la résistance 33 une valeur de 1,5 105 Q et au condensateur 34 une valeur de 10 pf On obtient alors un coefficient de surtension de 100 et une fréquence de résonance
égale à 10 M Hz.
On remarque que, dans ces exemples de réalisation, les deux filtres résonateurs 13, 14 sont duals l'un de l'autre
dans une dualité tension/courant.
La figure 4 illustre la forme des réponses des filtres résonateurs 13, 14 à un échelon d'excitation La courbe "a" représente la forme de l'échelon d'excitation supposé être appliqué simultanément aux entrées des filtres résonateurs 13, 14, La courbe "b" représente la forme cosinusoidale de la réponse du filtre résonateur 13 accordé à la fréquence 1/T La courbe "c" représente la forme sinusoïdale de la réponse du filtre résonateur 14 accordé à la fréquence 1/T On constate que ces réponses sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence déclenchés en quadrature qui peuvent être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un vecteur complexe de module sensiblement constant dont la phase évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation à la vitesse 2 Âf'/T Grâce à son évolution linéaire au cours du temps, cette phase peut être utilisée pour la mesure du délai séparant l'instant d'excitation des filtres résonateurs de l'instant d'échantillonnage de leurs réponses. La figure 5 représente un circuit de mesure du retard existant entre deux fronts montants de signaux Si, 52 Ce circuit comporte en entrée deux voies de traitement en parallèle des fronts montants des signaux Si et 52 de composition identique qui comportent chacune un amplificateur limiteur d'entrée 40, 50 suivi d'un circuit de suppression des fronts descendants à diode série 41, 51 et capacité parallèle 42, 52, et de deux filtres résonateurs 43, 44; 53, 54 disposés en parallèle Les sorties des quatre filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 des deux voies d'entrée mènent à un calculateur 60 par l'intermédiaire d'interrupteurs d'échantillonnage 45, 46, 55, 56 commandés par un circuit de commande d'échantillonnage 61 lui-même déclenché par un circuit de détection du passage des fronts 62 ayant deux entrées connectées en sortie des
amplificateurs limiteurs 40, 50.
Dans chacune des voies d'entrée, l'amplificateur limiteur 40, 50 permet de s'affranchir des écarts d'amplitude
pouvant affecter un front montant de signal Le circuit de suppression des fronts descendants à diode série 41, 51 et capacité parallèle 42, 52 évite une perturbation des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 par un front descendant de signal.
L'ensemble des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 des deux voies d'entrée sont accordés sur une même fréquence dont la période T' est au moins égale à la durée maximale du retard à mesurer entre les deux fronts et de préférence égale à cette durée maximale augmentée du délai de fonctionnement du circuit de détection de passage des fronts 62 Les filtres résonateurs 43 et 53 sont identiques et engendrent, en réponse à un front montant de signal, un signal de sortie V'l, V'3 de forme cosinusoidale Les filtres résonateurs 44 et 54 sont identiques et engendrent, en réponse à un front montant de
signal, un signal de sortie V'2, V'4 de forme sinusoïdale.
Les réponses V'l et V'2 des filtres résonateurs 43, 44 de la voie d'entrée recevant le signal Sl sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence, déclenchés en quadrature, pouvant être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un premier vecteur complexe de module sensiblement constant dont la phase 0 '1 évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation par le front
montant du signal Si.
Il en est de même pour les réponses V'3 et V'4 des filtres résonateurs 53, 54 de la voie d'entrée recevant le signal 52 qui sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence, déclenchés en quadrature, pouvant être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un deuxième vecteur complexe à module sensiblement constant dont la phase 0 '2 évolue linéairement au cours du temps, à la même vitesse que celle du premier vecteur mais depuis un instant d'excitation correspondant à l'apparition du front montant du
signal 52.
La différence de phase 0 '2-0 '1 entre ces deux vecteurs complexes est constante sur la durée des réponses des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 et proportionnelle au retard A T du front montant du signal 52 par rapport à celui du signal Si: ET = T' x O '2-0 '1 21 T Elle peut être mesurée à tout instant dès que les quatre filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 ont été excités La mesure se fait par échantillonnage des signaux de sortie des filtres résonateurs au moyen des interrupteurs d'échantillonnage , 46, 55, 56 qui délivrent des échantillons V'le, V'2 e, V'3 e
et V'4 e au calculateur 60.
L'instant de mesure est déterminé par le circuit de détection de passage des fronts 62 qui n'a pas besoin d'être très précis puisque la différence de phase entre les deux vecteurs complexes dont les composantes sont délivrées par les filtres résonateurs reste pratiquement constante sur la durée de réponse des filtres résonateurs Ce circuit peut être constitué par exemple par deux bascules astables déclenchées par les fronts de signaux et suivies par un montage logique du genre
porte de type "et".
Après saisie des informations une remise à zéro rend le circuit disponible pour une autre mesure.
Le calculateur 60 qui reçoit les échantillons V'le, V'2 e, V'3 e, V'4 e des réponses des filtres résonateurs calcule le déphasage 0 'le du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V'le, V'2 e des signaux des filtres résonateurs 43, 44 de la première voie d'entrée recevant le premier front montant de signal Si par mise en oeuvre de la formule 0 'le = Arctg V'2 e V'le Il calcul également le déphasage 0 '2 e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V'3 e, V'4 e des signaux des filtres résonateurs 53, 54 de la deuxième voie d'entrée recevant le deuxième front montant de signal 52 par mise en oeuvre de la formule: il 0 '2 e = Arctg V'4 e V'3 e puis l'écart de phase 0 '2 e-0 'le et le retard A T du deuxième front de signal 52 par rapport au premier front de signal Si par mise en oeuvre de la formule: AT = T' 02 e-0 'le 21 T Pour éviter toute incertitude, on s'arrange, par un choix adéquat de la période de résonance T' des filtres résonateurs que l'on prend supérieur à la durée maximale du retard à mesurer entre les deux fronts augmentée du délai de fonctionnement du circuit de détection de passage des fronts, pour que les valeurs de déphasage échantillonnées 0 '2 e et 0 'le
restent inférieures à 21 Â.
Pour accroître la dynamique de mesure des retards on peut envisager d'utiliser en parallèle plusieurs couples de filtres résonateurs cosinusoidaux et sinosoidaux accordés sur des périodes échelonnées Ceci peut être utile dans un dispositif d'écartométrie ou de goniométrie o on veut concilier
les grands dépointages et les mesures précises autour du zéro.
La mesure du temps de retard entre deux fronts d'ondes à l'aide des filtres résonateurs permet d'appréhender des temps de retard très faibles En effet, si on adopte pour les filtres résonateurs une période de résonance de 100 ns, un retard de 1 ns se traduit par un écart angulaire à mesurer de l'ordre de 30 36 ' qui est mesurable sans trop de difficulté sur
les signaux de sortie à 10 M Hz des filtres résonateurs.
Les dispositifs qui viennent d'être décrits sont applicables à des domaines variés o les fronts d'ondes peuvent être d'origines diverses électromagnétique, acoustique, lumineuse, Un exemple d'application est la goniométrie non ambiguë par temps d'arrivée d'impulsions issues d'émetteurs radar ou sonar à l'aide de base d'antennes omnidirectionnelles
espacées d'une distance convenable selon une disposition connue.
D'autres applications concernent la poursuite angulaire par
écartométrie, la télémétrie et l'altimétrie faible distance.
Claims (5)
1 Dispositif électronique de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front de signal présentant entre eux un retard maximal caractérisé en ce qu'il comporte: une voie d'entrée recevant le front de signal et comportant en parallèle un premier filtre résonateur ( 13) qui est accordé sur une période T au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal Vi de forme cosinusoidale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur ( 14) qui est accordé sur la même période T que le premier filtre résonateur ( 13) et qui engendre un signal V 2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal; un circuit d'échantillonnage ( 16, 17, 18) déclenché à l'instant de référence, qui délivre des échantillons simultanés Vlr, V 2 r des signaux de sortie Vi et V 2 des filtres résonateurs ( 13, 14) et un circuit de calcul ( 15) qui reçoit les échantillons Vlr et V 2 r délivrés par le circuit d'échantillonnage ( 16, 17, 18), calcule le déphasage O du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons Vlr et V 2 r par mise en oeuvre de la formule 0 = Arctg V 2 r Vlr et détermine le retard AT de l'instant de référence par rapport au front de signal par mise en oeuvre de la formule AT = 0 x T 21 T 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier filtre résonateur ( 13) comporte un circuit oscillant ( 22, 23, 24) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée ( 20) à faible impédance de sortie se
comportant en source de tension.
3 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième filtre résonateur ( 14) comporte un circuit oscillant parallèle ( 32, 33, 34) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée ( 30) à forte impédance de sortie se comportant en source de courant. 4 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de la voie d'entrée un amplificateur limiteur ( 10) 5 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, dans la voie d'entrée, en tête des filtres résonateurs ( 13, 14), un circuit de suppression des fronts
descendants de signal à diode série ( 11) et capacité parallèle ( 12).
6 Dispositif électronique de mesure de retard entre deux fronts de signaux présentant entre eux un retard maximal caractérisé en ce qu'il comporte: une première voie d'entrée recevant un premier front de signal Si et comportant en parallèle, un premier filtre résonateur ( 43) qui est accordé sur une période T' au moins20 égale au retard maximal et qui engendre un signal V'1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur ( 44) qui est accordé sur la même période T' que le premier et qui engendre un signal V'2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un25 front de signal; une deuxième voie d'entrée recevant un deuxième front de signal 52 et comportant en parallèle, un premier filtre résonateur ( 53) qui est accordé sur la même période T' que les filtres résonateurs ( 43, 44) de la première voie d'entrée et qui 30 engendre un signal V'3 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal et un deuxième filtre résonateur ( 54) qui est accordé sur la même période T' que les filtres résonateurs ( 43, 44) de la première voie d'entrée et qui engendre un signal V'4 de forme sinusoidale en réponse à une excitation par un front de signal; un circuit de détection ( 62) de passage des fronts de signaux, à deux entrées connectées en parallèle sur les entrées des deux voies d'entrée; un circuit d'échantillonnage ( 45, 46, 55, 56, 62) déclenché par le circuit de détection ( 62), qui délivre des échantillons simultanés V'le, V'2 e, V'3 e, V'4 e des signaux de sortie V'1, V'2, V'3, V'4 des filtres résonateurs ( 43, 44, 53, 54) des deux voies d'entrée et un circuit de calcul ( 60) qui reçoit les échantillons V'le, V'2 e, V'3 e, V'4 e délivrés par le circuit d'échantillonnage ( 45, 46, 55, 56, 62), calcule le déphasage 0 'le du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons V'le et V'2 e des signaux V'1 et V'2 délivrés par les filtres résonateurs ( 43, 44) de la première15 voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule 0 'le = Arctg V'2 e V'le le déphasage O '2 e du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons V'3 e et V'4 e des signaux20 V'3 et V'4 délivrés par les filtres résonateurs ( 53, 54) de la deuxième voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule 0 '2 e = Arctg V'4 e V'3 e l'écart de phase O '2 e- 0 'le et le retard AT du deuxième front de signal par rapport au premier front de signal par mise en oeuvre de la formule AT = ( O '2 e-0 'le) T 21 Â 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les premiers filtres résonateurs ( 43, 53) des deux voies d'entrée comportent chacun un circuit oscillant ( 22, 23, 24) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée ( 20) à faible impédance de sortie se comportant en source de tension.
8 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les deuxièmes filtres résonateurs ( 44, 54) des deux voies d'entrée comportent chacun un circuit oscillant parallèle ( 32, 33, 34) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée ( 30) à forte impédance de sortie se comportant en source de courant. 9 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de chacune des deux voies d'entrée
un amplificateur limiteur ( 40, 50).
10 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte, dans chacune des deux voies d'entrée, en
tête des filtres résonateurs ( 43, 44, 53, 54) un circuit de suppression des fronts descendants à diode série ( 41, 51) et capacité parallèle ( 42, 52).
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Also Published As
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| FR2678071B1 (fr) | 1994-11-04 |
| EP0521742A1 (fr) | 1993-01-07 |
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