JPS6369303A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
- Publication number
- JPS6369303A JPS6369303A JP62223183A JP22318387A JPS6369303A JP S6369303 A JPS6369303 A JP S6369303A JP 62223183 A JP62223183 A JP 62223183A JP 22318387 A JP22318387 A JP 22318387A JP S6369303 A JPS6369303 A JP S6369303A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation circuit
- differential amplifier
- oscillation
- current
- feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims description 48
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/002—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general without controlling loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0036—Circuit elements of oscillators including an emitter or source coupled transistor pair or a long tail pair
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、負帰還入力端、正帰還入力端および出力端を
有する差動増幅器と、前記の出力端および前記の一方の
入力端間に接続され、生ぜしめる発振周波数を決定する
第１帰還回路網と、前記の出力端および前記の他方の入
力端間に接続された第２帰還回路網と、前記の第１およ
び第２帰還回路網のうちの一方の帰還回路網の一部を形
成するリミッタ素子とを具える発振回路に関するもので
ある。
有する差動増幅器と、前記の出力端および前記の一方の
入力端間に接続され、生ぜしめる発振周波数を決定する
第１帰還回路網と、前記の出力端および前記の他方の入
力端間に接続された第２帰還回路網と、前記の第１およ
び第２帰還回路網のうちの一方の帰還回路網の一部を形
成するリミッタ素子とを具える発振回路に関するもので
ある。
この種類の発振回路は、フランス国特許第２．７４４、
２７５号明細書に開示されており既知である。一定振幅
で発振を生ぜしめる為には、この既知の回路では差動増
幅器の出力端における電圧の一部を差動増幅器の非反転
（正帰還）入力端に帰還させる。周波数決定回路網は差
動増幅器の反転（負帰還）入力端に接続された帰還回路
網の一部を構成する阻止回路である。この阻止回路の共
振周波数では負帰還が最小となり、従って発振が生じる
。
２７５号明細書に開示されており既知である。一定振幅
で発振を生ぜしめる為には、この既知の回路では差動増
幅器の出力端における電圧の一部を差動増幅器の非反転
（正帰還）入力端に帰還させる。周波数決定回路網は差
動増幅器の反転（負帰還）入力端に接続された帰還回路
網の一部を構成する阻止回路である。この阻止回路の共
振周波数では負帰還が最小となり、従って発振が生じる
。
この回路では正帰還電圧がツェナーダイオードによって
制限されている。これらダイオードの両端間の電圧は、
製造誤差や経年変化や温度変動等によって生じるおそれ
のある変化分にかかわらず互いに等しくしたり同じに維
持したりする必要がある。更に、これらの電圧は容易に
可制御としえない。
制限されている。これらダイオードの両端間の電圧は、
製造誤差や経年変化や温度変動等によって生じるおそれ
のある変化分にかかわらず互いに等しくしたり同じに維
持したりする必要がある。更に、これらの電圧は容易に
可制御としえない。
本発明の目的は、リミッタを、正確に制御しうる素子と
して簡単に形成した前述した種類の発振回路を提供せん
とするにある。
して簡単に形成した前述した種類の発振回路を提供せん
とするにある。
本発明は、負帰還入力端、正帰還入力端および出力端を
有する差動増幅器と、前記の出力端および前記の一方の
入力端間に接続され、生ぜしめる発振周波数を決定する
第１帰還回路網と、前記の出力端および前記の他方の入
力端間に接続された第２帰還回路網と、前記の第１およ
び第２帰還回路網のうちの一方の帰還回路網の一部を形
成するリミッタ素子とを具える発振回路において、前記
のリミッタ素子が一部を成している帰還回路網が負帰還
回路網であり、前記のリミッタ素子が差動増幅器の負帰
還入力端と固定電位点との間に接続された可制御１ポ一
ト回路網として動作する電流リミッタであることを特徴
とする。
有する差動増幅器と、前記の出力端および前記の一方の
入力端間に接続され、生ぜしめる発振周波数を決定する
第１帰還回路網と、前記の出力端および前記の他方の入
力端間に接続された第２帰還回路網と、前記の第１およ
び第２帰還回路網のうちの一方の帰還回路網の一部を形
成するリミッタ素子とを具える発振回路において、前記
のリミッタ素子が一部を成している帰還回路網が負帰還
回路網であり、前記のリミッタ素子が差動増幅器の負帰
還入力端と固定電位点との間に接続された可制御１ポ一
ト回路網として動作する電流リミッタであることを特徴
とする。
本発明は、上述した電流制限素子（リミッタ素子）によ
り電流の制限値を簡単且つ正確に調整することができ、
本発明による１ポ一ト回路網は集積回路に組込むことが
できるという認識を基に成したものである。
り電流の制限値を簡単且つ正確に調整することができ、
本発明による１ポ一ト回路網は集積回路に組込むことが
できるという認識を基に成したものである。
前記のリミッタ素子が非直線抵抗であり、この非直線抵
抗には、生じる発振周期の２つの半部中ほぼ同一強度で
反対方向に電流が流れるようにすることができる。また
前記の非直線抵抗を流れる電流が、生じる発振振幅を調
整する為に可調整となっているようにすることができる
。
抗には、生じる発振周期の２つの半部中ほぼ同一強度で
反対方向に電流が流れるようにすることができる。また
前記の非直線抵抗を流れる電流が、生じる発振振幅を調
整する為に可調整となっているようにすることができる
。
本発明による発振回路の簡単な実施例では、前記の非直
線抵抗が第１および第２トランジスタの形態をしており
、これらトランジスタのエミッタが互いに接続されてい
るとともに可調整電流源に接続され、第１トランジスタ
のベースが前記の固定電位点に接続され、第２トランジ
スタのベースおよびコレクタが互いに結合されていると
ともに差動増幅器の負帰還入力端に結合され、第１およ
び第２トランジスタの２つのコレクタが電流ミラー回路
に接続されているようにすることができる。
線抵抗が第１および第２トランジスタの形態をしており
、これらトランジスタのエミッタが互いに接続されてい
るとともに可調整電流源に接続され、第１トランジスタ
のベースが前記の固定電位点に接続され、第２トランジ
スタのベースおよびコレクタが互いに結合されていると
ともに差動増幅器の負帰還入力端に結合され、第１およ
び第２トランジスタの２つのコレクタが電流ミラー回路
に接続されているようにすることができる。
このような構造自体は米国特許第３．７６１．７４１号
明細書から既知であるも、この米国特許の場合非直線抵
抗は発振器の一部を成していない。
明細書から既知であるも、この米国特許の場合非直線抵
抗は発振器の一部を成していない。
本発明の他の実施例では、周波数を決定する前記の第１
帰還回路網が、差動増幅器の出力端および正帰還入力端
間に接続された直列共振回路網と、この正帰還入力端お
よび前記の固定電位点間に接続された第１抵抗とを具え
、前記の第２帰還回路網が、差動増幅器の出力端および
負帰還入力端間に接続された第２抵抗を有するようにす
る。この場合、直列共振回路網を流れる正弦波電流が発
振回路の出力信号となる。
帰還回路網が、差動増幅器の出力端および正帰還入力端
間に接続された直列共振回路網と、この正帰還入力端お
よび前記の固定電位点間に接続された第１抵抗とを具え
、前記の第２帰還回路網が、差動増幅器の出力端および
負帰還入力端間に接続された第２抵抗を有するようにす
る。この場合、直列共振回路網を流れる正弦波電流が発
振回路の出力信号となる。
本発明の更に他の実施例では、発振周波数を決定する第
１帰還回路網が、差動増幅器の正帰還入力端と前記の固
定電位点との間に接続された並列共振回路網を有し、差
動増幅器の２つの入力端間に２つのインピーダンスの直
列回路が接続され、差動増幅の出力端と前記の２つのイ
ンピーダンスの相互接続点との間に負荷が設けられてい
るようにする。この場合、負荷を流れる電流を発振回路
の出力信号とすることができる。
１帰還回路網が、差動増幅器の正帰還入力端と前記の固
定電位点との間に接続された並列共振回路網を有し、差
動増幅器の２つの入力端間に２つのインピーダンスの直
列回路が接続され、差動増幅の出力端と前記の２つのイ
ンピーダンスの相互接続点との間に負荷が設けられてい
るようにする。この場合、負荷を流れる電流を発振回路
の出力信号とすることができる。
本発明の更に他の実施例では、発振周波数を決定する第
１帰還回路ｍが、差動増幅器の出力端および負帰還入力
端間に接続された並列共振回路網を具え、前記の第２帰
還回路網が、差動増幅器の出力端および正帰還入力端間
に接続された第１インピーダンスと、この正帰還入力端
および前記の固定電位点間に接続された第２インピーダ
ンスとを具えているようにする。この場合、差動増幅器
の出力端と前記の固定電位点との間に生じる電圧を発振
回路の出力信号とする。
１帰還回路ｍが、差動増幅器の出力端および負帰還入力
端間に接続された並列共振回路網を具え、前記の第２帰
還回路網が、差動増幅器の出力端および正帰還入力端間
に接続された第１インピーダンスと、この正帰還入力端
および前記の固定電位点間に接続された第２インピーダ
ンスとを具えているようにする。この場合、差動増幅器
の出力端と前記の固定電位点との間に生じる電圧を発振
回路の出力信号とする。
半導体本体の形態とする本発明による発振回路では、発
振周波数を決定する前記の第１帰還回路網の一部を形成
するリアクタンス素子を除いて発振回路のすべての前記
の素子が半導体本体内に集積化されているようにする。
振周波数を決定する前記の第１帰還回路網の一部を形成
するリアクタンス素子を除いて発振回路のすべての前記
の素子が半導体本体内に集積化されているようにする。
一般に、発振周波数を決定する回路網はインダクタやコ
ンデンサを有しているも、発振回路の他のすべての素子
は容易に集積化しろる。
ンデンサを有しているも、発振回路の他のすべての素子
は容易に集積化しろる。
図面につき本発明を説明する。
本発明による発振回路の第１実施例を示す第１図におい
て、符号、１は高利得（高増幅度）の差動増幅器を示す
。この増幅器１の非反転入力端および出力端間にはコン
デンサ２、インダクタ３および抵抗４の直列回路が接続
されており、抵抗４はコンデンサ２およびインダクタ３
の損失を有する。
て、符号、１は高利得（高増幅度）の差動増幅器を示す
。この増幅器１の非反転入力端および出力端間にはコン
デンサ２、インダクタ３および抵抗４の直列回路が接続
されており、抵抗４はコンデンサ２およびインダクタ３
の損失を有する。
増幅器１の前記の非反転入力端と固定電位点、例えば接
地点との間には抵抗５が、増幅器１の反転入力端および
出力端間には抵抗６がそれぞれ接続されている。増幅器
１の反転入力端と接地点との間には後に説明する回路が
接続されており、この回路を仮に抵抗Ｒとして表わす。
地点との間には抵抗５が、増幅器１の反転入力端および
出力端間には抵抗６がそれぞれ接続されている。増幅器
１の反転入力端と接地点との間には後に説明する回路が
接続されており、この回路を仮に抵抗Ｒとして表わす。
増幅器に給電を行う為にこの増幅器は正および負の電圧
点に接続されている。
点に接続されている。
上述したところから明かなように、増幅器１の出力端に
おける電圧の一部が反転入力端に負帰還され、この電圧
部分は抵抗６およびＲの値に依存し、出力電圧の他の部
分は非反転入力端に正帰還され、この他の電圧部分は直
列回路２，３．４のインピーダンスと抵抗５の値とに依
存する。正帰還電圧と負帰還電圧との差（この差は小さ
い）は増幅器１によって増幅されて出力電圧を生じる。
おける電圧の一部が反転入力端に負帰還され、この電圧
部分は抵抗６およびＲの値に依存し、出力電圧の他の部
分は非反転入力端に正帰還され、この他の電圧部分は直
列回路２，３．４のインピーダンスと抵抗５の値とに依
存する。正帰還電圧と負帰還電圧との差（この差は小さ
い）は増幅器１によって増幅されて出力電圧を生じる。
正帰還電圧の値は、直列回路網２．３の直列共振周波数
で最大となる。増幅器ｌの増幅度がパラメータの１つと
なるように適切に設計した場合には、上述した回路は発
振器となること明かである。前記の周波数での正弦波電
流は直列回路２． ３． ４を流れ且つ増幅器１の利得
が高い為にほぼ同じ電流が抵抗５を流れ、一方非反転入
力端には電流が殆ど流れない。
で最大となる。増幅器ｌの増幅度がパラメータの１つと
なるように適切に設計した場合には、上述した回路は発
振器となること明かである。前記の周波数での正弦波電
流は直列回路２． ３． ４を流れ且つ増幅器１の利得
が高い為にほぼ同じ電流が抵抗５を流れ、一方非反転入
力端には電流が殆ど流れない。
発振器の特性は大部分が受動回路素子によって決定され
る為、これら受動回路素子は精密にする必要がある。回
路の能動素子、すなわち増幅器１は精密にしなくてもよ
いが、直列回路に可成り大きな電流を流すように大きな
電力増幅度を有するようにする必要がある。この電流の
振幅を満足に固定とする為に、抵抗Ｒは正確に非直線性
の素子とし、従ってリミッタとして作用するようにする
必要がある。この非直線素子は発振器の周波数に影響を
及ぼさないようにする為に周波数非依存性にする、換言
すれば実際に抵抗として機能するようにする必要がある
。
る為、これら受動回路素子は精密にする必要がある。回
路の能動素子、すなわち増幅器１は精密にしなくてもよ
いが、直列回路に可成り大きな電流を流すように大きな
電力増幅度を有するようにする必要がある。この電流の
振幅を満足に固定とする為に、抵抗Ｒは正確に非直線性
の素子とし、従ってリミッタとして作用するようにする
必要がある。この非直線素子は発振器の周波数に影響を
及ぼさないようにする為に周波数非依存性にする、換言
すれば実際に抵抗として機能するようにする必要がある
。
抵抗Ｒを実現する為に、２つのｎｐｎ ）ランジスタ
フおよび８のエミッタを相互接続するとともに電流源９
の一端に接続し、この電流源の他端を負電源電圧点に接
続する。トランジスタ７のベースは接地し、トランジス
タ８０ベースはこのトランジスタ８のコレクタに接続す
るとともに抵抗６と増幅器ｌの反転入力端との相互接続
点に接続する。
フおよび８のエミッタを相互接続するとともに電流源９
の一端に接続し、この電流源の他端を負電源電圧点に接
続する。トランジスタ７のベースは接地し、トランジス
タ８０ベースはこのトランジスタ８のコレクタに接続す
るとともに抵抗６と増幅器ｌの反転入力端との相互接続
点に接続する。
トランジスタ７のコレクタはｐｎｐ ）ランジメタ１
００ベースおよびコレクタに接続し、このトランジスタ
１０のエミッタは正電源電圧点に接続する。この正電源
電圧点には他のｐｎｐ ｌ−ランジスタ１１のエミッ
タをも接続し、このトランジスタ１１のベースはトラン
ジスタ１０のベースおよびコレクタに接続し、トランジ
スタ１１のコレクタはトランジスタ８０ベースおよびコ
レクタに接続する。
００ベースおよびコレクタに接続し、このトランジスタ
１０のエミッタは正電源電圧点に接続する。この正電源
電圧点には他のｐｎｐ ｌ−ランジスタ１１のエミッ
タをも接続し、このトランジスタ１１のベースはトラン
ジスタ１０のベースおよびコレクタに接続し、トランジ
スタ１１のコレクタはトランジスタ８０ベースおよびコ
レクタに接続する。
電流源９の電流Ｉはトランジスタ７のエミッタ電流１．
とトランジスタ８のエミッタ電流Ｉ２との和に等しい。
とトランジスタ８のエミッタ電流Ｉ２との和に等しい。
トランジスタ１０および１１は電流ミラー回路を構成す
る為、トランジスタ１１のコレクタ電流はほぼ電流１１
に等しい。従って、トランジスタ８０ベースには電流１
ｔ ＝ｌ、−１．が流れる。増幅器１の増幅度が高い為
に、この増幅器の２つの入力電圧は殆ど異ならない。従
って、増幅器の反転入力端における電圧Ｖｌｌは共振回
路網２．３．４を流れる電流ｉと同じ形状、すなわち正
弦波状となる。電圧Ｖ、の正の半波中、トランジスタ７
゜１０および１１は電流を流さず、電流１１は零である
為、１２＝１となる。電流Ｉ、はＩに等しく、トランジ
スタ８のコレクターエミッタ通路を経て電流源９に流れ
る。電圧ｖＲの負の半波中はトランジスタ８が電流を流
さず、電流Ｉ２が零となり、従って１゜＝Ｉとなる。電
流Ｉｍは一部に等しく、トランジスタ１１のコレクタか
ら抵抗６と増幅器１０反転入力端との相互接続点に流れ
る。このことから明かとして機能し、電流源９の電位レ
ベルはこの電流源が高インビーダン゛スであるという点
で重要でない。抵抗Ｒには強度がＩである方形波電流が
流れる。電流ｉが大地に流れる場合にはこの方形波電流
は所定の方向に流れ、電流ｉが増幅器１の出力端に流れ
る場合には電圧ＶＩＩが正弦波状に変化しても方形波電
流は反対方向に流れる。第２図には、本例の抵抗Ｒの電
流−電圧特性曲線を実線で示しである。トランジスタ７
および８は、１ｍがＩおよび一部に等しくない特性曲線
の電圧範囲が極めて狭くなるスイッチング差動増幅器を
構成する。
る為、トランジスタ１１のコレクタ電流はほぼ電流１１
に等しい。従って、トランジスタ８０ベースには電流１
ｔ ＝ｌ、−１．が流れる。増幅器１の増幅度が高い為
に、この増幅器の２つの入力電圧は殆ど異ならない。従
って、増幅器の反転入力端における電圧Ｖｌｌは共振回
路網２．３．４を流れる電流ｉと同じ形状、すなわち正
弦波状となる。電圧Ｖ、の正の半波中、トランジスタ７
゜１０および１１は電流を流さず、電流１１は零である
為、１２＝１となる。電流Ｉ、はＩに等しく、トランジ
スタ８のコレクターエミッタ通路を経て電流源９に流れ
る。電圧ｖＲの負の半波中はトランジスタ８が電流を流
さず、電流Ｉ２が零となり、従って１゜＝Ｉとなる。電
流Ｉｍは一部に等しく、トランジスタ１１のコレクタか
ら抵抗６と増幅器１０反転入力端との相互接続点に流れ
る。このことから明かとして機能し、電流源９の電位レ
ベルはこの電流源が高インビーダン゛スであるという点
で重要でない。抵抗Ｒには強度がＩである方形波電流が
流れる。電流ｉが大地に流れる場合にはこの方形波電流
は所定の方向に流れ、電流ｉが増幅器１の出力端に流れ
る場合には電圧ＶＩＩが正弦波状に変化しても方形波電
流は反対方向に流れる。第２図には、本例の抵抗Ｒの電
流−電圧特性曲線を実線で示しである。トランジスタ７
および８は、１ｍがＩおよび一部に等しくない特性曲線
の電圧範囲が極めて狭くなるスイッチング差動増幅器を
構成する。
増幅器１の利得が高い為、抵抗Ｒを流れる電流とほぼ同
じ電流が抵抗６を流れる。従って、この抵抗６０両端間
の電圧は電流ｉと同じ周波数で方形波状となる。このこ
とから明かなように直列回路２． ３． ４の両端間の
電圧も方形波状となる。
じ電流が抵抗６を流れる。従って、この抵抗６０両端間
の電圧は電流ｉと同じ周波数で方形波状となる。このこ
とから明かなように直列回路２． ３． ４の両端間の
電圧も方形波状となる。
この電圧の振幅は電流Ｉおよび抵抗６の値に比例する。
これと同じことが電流ｉの振幅にも言える。
従って、電流源９は例えばベース電圧を調整しうるトラ
ンジスタを以って構成する為、電流ｌの値を調整するこ
とにより、電流ｉの振幅をほぼ一定値に調整しろる。こ
の振幅は、電流Ｉが同じ変化を受けるという点で所望通
りに可変としうる。従って、電流ｉを振幅変調すること
ができ、そのエンベロープは前述した発振器の周波数よ
りも低い周波数を有する。その理由は、電流Ｉがこの低
周波で変化する為である。
ンジスタを以って構成する為、電流ｌの値を調整するこ
とにより、電流ｉの振幅をほぼ一定値に調整しろる。こ
の振幅は、電流Ｉが同じ変化を受けるという点で所望通
りに可変としうる。従って、電流ｉを振幅変調すること
ができ、そのエンベロープは前述した発振器の周波数よ
りも低い周波数を有する。その理由は、電流Ｉがこの低
周波で変化する為である。
上述したことは、正弦波電流１が発振器の出力信号であ
るということを意味する。上述した回路を適切に設計す
ることにより大電力を得ることができる。発振器の出力
信号に対しては、抵抗５の両端間に存在する正弦波電圧
或いはインダクタ３に結合した巻線の両端間に存在する
方形波電圧を選択することもできる。ただし、抵抗５に
或いは上記の巻線に接続される負荷が共振周波数の値と
振幅の一定形状との双方或いはいずれか一方に悪影響を
全（或いは殆ど及ぼさないようにする必要がある。
るということを意味する。上述した回路を適切に設計す
ることにより大電力を得ることができる。発振器の出力
信号に対しては、抵抗５の両端間に存在する正弦波電圧
或いはインダクタ３に結合した巻線の両端間に存在する
方形波電圧を選択することもできる。ただし、抵抗５に
或いは上記の巻線に接続される負荷が共振周波数の値と
振幅の一定形状との双方或いはいずれか一方に悪影響を
全（或いは殆ど及ぼさないようにする必要がある。
第３図は第１図と同じ素子１． ２および３を用いた第
１図の回路の変形例を示す。この第３図においては、イ
ンダクタ３およびコンデンサ２が並列共振回路を構成し
、抵抗４′がこれに並列に接続された回路の損失を有す
る。素子２．３および４′は増幅器ｌの非反転入力端と
接地点との間に接続されている。増幅器１の反転入力端
と接地点との間には素子７〜１１より成り第３図に抵抗
Ｒで示しである回路が接続されている。更に、増幅器の
反転入力端にはインピーダンス１２の一端が接続され、
非反転入力端にはインピーダンス１３の一端が接続され
ている。これらインピーダンス１２および１３の他端は
互いに接続され且つインピーダンス１４の一端に接続さ
れており、このインピーダンス１４の他端は増幅器１の
出力端に接続されている。
１図の回路の変形例を示す。この第３図においては、イ
ンダクタ３およびコンデンサ２が並列共振回路を構成し
、抵抗４′がこれに並列に接続された回路の損失を有す
る。素子２．３および４′は増幅器ｌの非反転入力端と
接地点との間に接続されている。増幅器１の反転入力端
と接地点との間には素子７〜１１より成り第３図に抵抗
Ｒで示しである回路が接続されている。更に、増幅器の
反転入力端にはインピーダンス１２の一端が接続され、
非反転入力端にはインピーダンス１３の一端が接続され
ている。これらインピーダンス１２および１３の他端は
互いに接続され且つインピーダンス１４の一端に接続さ
れており、このインピーダンス１４の他端は増幅器１の
出力端に接続されている。
この第３図の回路では、動作中増幅器１の出力電圧の一
部が正帰還され、この電圧部分は回路２゜３の並列共振
周波数で最大となる。この回路は適切に設計した場合に
発振し、共振周波数で正弦波電圧が増幅器の非反転入力
端に存在する。従って、この正弦波電圧にほぼ等しい電
圧が反転入力端に存在する。電流Ｉ、が抵抗Ｒに且つイ
ンピーダンス１２に流れ、その値は正弦波の正の半サイ
クル中電流源９によって決定される値Ｉとなり、負の半
サイクル中値−■となる。これらの状態の下では、イン
ピーダンス１２０両端間の電圧、従ってインピーダンス
１３の両端間の電圧は前記の正弦波の周波数で方形波状
となる。これらインピーダンス１２および１３には方形
波電流が流れ、インピーダンス１３を流れる電流はイン
ピーダンス１２を流れる電流に、これらインピーダンス
１２および１３の値の比２＋２／Ｚ１３を乗じた値に等
しくなる。インピーダンピーダンス１４は負荷とするこ
とができる。すなわち、このインピーダンスを流れる方
形波電流を発振器の出力信号としうる。負荷に可能な変
更を加えてもこの電流には影響を及ぼさない。第３図の
回路に対しては、比Ｚ１２／Ｚｌ、が周波数に依存しな
いようにする必要がある。最も簡単な場合には、符号１
２および１３が抵抗を示す。
部が正帰還され、この電圧部分は回路２゜３の並列共振
周波数で最大となる。この回路は適切に設計した場合に
発振し、共振周波数で正弦波電圧が増幅器の非反転入力
端に存在する。従って、この正弦波電圧にほぼ等しい電
圧が反転入力端に存在する。電流Ｉ、が抵抗Ｒに且つイ
ンピーダンス１２に流れ、その値は正弦波の正の半サイ
クル中電流源９によって決定される値Ｉとなり、負の半
サイクル中値−■となる。これらの状態の下では、イン
ピーダンス１２０両端間の電圧、従ってインピーダンス
１３の両端間の電圧は前記の正弦波の周波数で方形波状
となる。これらインピーダンス１２および１３には方形
波電流が流れ、インピーダンス１３を流れる電流はイン
ピーダンス１２を流れる電流に、これらインピーダンス
１２および１３の値の比２＋２／Ｚ１３を乗じた値に等
しくなる。インピーダンピーダンス１４は負荷とするこ
とができる。すなわち、このインピーダンスを流れる方
形波電流を発振器の出力信号としうる。負荷に可能な変
更を加えてもこの電流には影響を及ぼさない。第３図の
回路に対しては、比Ｚ１２／Ｚｌ、が周波数に依存しな
いようにする必要がある。最も簡単な場合には、符号１
２および１３が抵抗を示す。
第４図の変形例では増幅器１０反転入力端および出力端
間に並列回路２．３．４’が配置されている。上記の反
転入力端と大地との間には抵抗Ｒが接続され、非返転入
力端と大地との間にはインピーダンス１５が接続されて
いる。また非反転入力端と負荷１４の一端が接続されて
いる出力端との間には他のインピーダンス１６が接続さ
れている。上記の負荷１４の他端は接地されている。第
４図では、負帰還が回路２．３の並列共振周波数で最小
となる為に回路が発振する。この並列共振周波数を有す
る正弦波電圧が上記の回路の両端間に、従ってインピー
ダンス１６の両端間に、従ってインピーダンス１５の両
端間および抵抗Ｒの両端間に生じ、インピーダンス１５
の両端間の電圧はインピーダンス１６の両端間の電圧に
これらインピーダンスの値の比Ｌｓ／Ｚ＋ｓを乗じた値
に等しくなる。増幅器ｌの出力端における電圧も正弦波
状であり、その振上記の出力端における電圧は第４図の
回路の出力信号であり、この出力端に接続されたインピ
ーダンス１４の値に生じるおそれのある変化に依存しな
い。この回路の場合、比ＺＩＳ／Ｚｌｌｌが周波数に依
存しないようにする必要がある。インピーダンス１２お
よび１３（第３図）やインピーダンス１５および１６〈
第４図）を抵抗とする簡単な場合には、インダクタ３お
よびコンデンサ２、場合によっては負荷１４を除いて回
路のすべての素子を半導体本体中に集積化することがで
き、回路の素子の予想精度を達成しうる。
間に並列回路２．３．４’が配置されている。上記の反
転入力端と大地との間には抵抗Ｒが接続され、非返転入
力端と大地との間にはインピーダンス１５が接続されて
いる。また非反転入力端と負荷１４の一端が接続されて
いる出力端との間には他のインピーダンス１６が接続さ
れている。上記の負荷１４の他端は接地されている。第
４図では、負帰還が回路２．３の並列共振周波数で最小
となる為に回路が発振する。この並列共振周波数を有す
る正弦波電圧が上記の回路の両端間に、従ってインピー
ダンス１６の両端間に、従ってインピーダンス１５の両
端間および抵抗Ｒの両端間に生じ、インピーダンス１５
の両端間の電圧はインピーダンス１６の両端間の電圧に
これらインピーダンスの値の比Ｌｓ／Ｚ＋ｓを乗じた値
に等しくなる。増幅器ｌの出力端における電圧も正弦波
状であり、その振上記の出力端における電圧は第４図の
回路の出力信号であり、この出力端に接続されたインピ
ーダンス１４の値に生じるおそれのある変化に依存しな
い。この回路の場合、比ＺＩＳ／Ｚｌｌｌが周波数に依
存しないようにする必要がある。インピーダンス１２お
よび１３（第３図）やインピーダンス１５および１６〈
第４図）を抵抗とする簡単な場合には、インダクタ３お
よびコンデンサ２、場合によっては負荷１４を除いて回
路のすべての素子を半導体本体中に集積化することがで
き、回路の素子の予想精度を達成しうる。
第２図の電流制限特性曲線は素子７〜１１より成る回路
により抵抗Ｒを構成することにより得られ、この場合１
の値、すなわち所定値よりも大きい電圧Ｖ□に対応する
電流りの値が重要となる。上述したのとは異なる特性曲
線を有する回路を設計しうろこと明かである。このよう
な特性曲線を第２図に破線で示してあり、この場合電流
Ｉ、の制限値Ｉは電圧ｖ暑の所定値に対し得られ、電流
■。
により抵抗Ｒを構成することにより得られ、この場合１
の値、すなわち所定値よりも大きい電圧Ｖ□に対応する
電流りの値が重要となる。上述したのとは異なる特性曲
線を有する回路を設計しうろこと明かである。このよう
な特性曲線を第２図に破線で示してあり、この場合電流
Ｉ、の制限値Ｉは電圧ｖ暑の所定値に対し得られ、電流
■。
は電圧ＶＩＩが高くなると低くなる値を有する。回路の
能動部分１を対称的に駆動する為には特性曲線を奇関数
とすることが重要である。
能動部分１を対称的に駆動する為には特性曲線を奇関数
とすることが重要である。
第１図は、本発明による発振回路の第１実施例を示す回
路図、 第２図は、第１図の回路の一部を形成する非直線抵抗の
特性曲線を示す線図、 第３および４図は、前記の非直線抵抗を一部として有す
る本発明による発振回路の第２および３実施例をそれぞ
れ示す回路図である。 １・・・差動増幅器 ２・・・コンデンサ３・・・
インダクタ ４、 ４’、 ５． ６・・・抵抗 ９・・・電流源 １２、１３．１４．１５・・・インピーダンス特許出願
人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイランペ
ンファブリケン
路図、 第２図は、第１図の回路の一部を形成する非直線抵抗の
特性曲線を示す線図、 第３および４図は、前記の非直線抵抗を一部として有す
る本発明による発振回路の第２および３実施例をそれぞ
れ示す回路図である。 １・・・差動増幅器 ２・・・コンデンサ３・・・
インダクタ ４、 ４’、 ５． ６・・・抵抗 ９・・・電流源 １２、１３．１４．１５・・・インピーダンス特許出願
人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイランペ
ンファブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、負帰還入力端、正帰還入力端および出力端を有する
差動増幅器と、前記の出力端および前記の一方の入力端
間に接続され、生ぜしめる発振周波数を決定する第１帰
還回路網と、前記の出力端および前記の他方の入力端間
に接続された第２帰還回路網と、前記の第１および第２
帰還回路網のうちの一方の帰還回路網の一部を形成する
リミッタ素子とを具える発振回路において、前記のリミ
ッタ素子が一部を成している帰還回路網が負帰還回路網
であり、前記のリミッタ素子が差動増幅器の負帰還入力
端と固定電位点との間に接続された可制御１ポート回路
網として動作する電流リミッタであることを特徴とする
発振回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の発振回路において、
前記のリミッタ素子が非直線抵抗であり、この非直線抵
抗には、生じる発振周期の２つの半部中ほぼ同一強度で
反対方向に電流が流れるようになっていることを特徴と
する発振回路。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の発振回路において、
前記の非直線抵抗を流れる電流が、生じる発振振幅を調
整する為に可調整となっていることを特徴とする発振回
路。 ４、特許請求の範囲第３項に記載の発振回路において、
前記の非直線抵抗を流れる電流が、生じる発振振幅を変
調する為に所定の変化を受けるようになっていることを
特徴とする発振回路。 ５、特許請求の範囲第２項に記載の発振回路において、
前記の非直線抵抗が第１および第２トランジスタの形態
をしており、これらトランジスタのエミッタが互いに接
続されているとともに可調整電流源に接続され、第１ト
ランジスタのベースが前記の固定電位点に接続され、第
２トランジスタのベースおよびコレクタが互いに結合さ
れているとともに差動増幅器の負帰還入力端に結合され
、第１および第２トランジスタの２つのコレクタが電流
ミラー回路に接続されていることを特徴とする発振回路
。 ６、特許請求の範囲第１〜５項のいずれか１項に記載の
発振回路において、周波数を決定する前記の第１帰還回
路網が、差動増幅器の出力端および正帰還入力端間に接
続された直列共振回路網と、この正帰還入力端および前
記の固定電位点間に接続された第１抵抗とを具え、前記
の第２帰還回路網が、差動増幅器の出力端および負帰還
入力端間に接続された第２抵抗を有することを特徴とす
る発振回路。 ７、特許請求の範囲第６項に記載の発振回路において、
前記の直列共振回路網を流れる正弦波電流が発振回路の
出力電流であることを特徴とする発振回路。 ８、特許請求の範囲第１〜５項のいずれか１項に記載の
発振回路において、発振周波数を決定する第１帰還回路
網が、差動増幅器の正帰還入力端と前記の固定電位点と
の間に接続された並列共振回路網を有し、差動増幅器の
２つの入力端間に２つのインピーダンスの直列回路が接
続され、差動増幅の出力端と前記の２つのインピーダン
スの相互接続点との間に負荷が設けられていることを特
徴とする発振回路。 ９、特許請求の範囲第１〜５項のいずれか１項に記載の
発振回路において、発振周波数を決定する第１帰還回路
網が、差動増幅器の出力端および負帰還入力端間に接続
された並列共振回路網を具え、前記の第２帰還回路網が
、差動増幅器の出力端および正帰還入力端間に接続され
た第１インピーダンスと、この正帰還入力端および前記
の固定電位点間に接続された第２インピーダンスとを具
えていることを特徴とする発振回路。 １０、特許請求の範囲第９項に記載の発振回路において
、差動増幅器の出力端および前記の固定電位点間に生じ
る電圧が発振回路の出力信号であることを特徴とする発
振回路。 １１、特許請求の範囲第８項または第９項に記載の発振
回路において、前記の第１および第２インピーダンスの
値の比が周波数に依存しないことを特徴とする発振回路
。 １２、特許請求の範囲第１〜１１項のいずれか１項に記
載の発振回路において、発振周波数を決定する前記の第
１帰還回路網の一部を形成するリアクタンス素子を除い
て発振回路のすべての前記の素子が半導体本体内に集積
化されていることを特徴とする発振回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8602263 | 1986-09-09 | ||
| NL8602263 | 1986-09-09 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6369303A true JPS6369303A (ja) | 1988-03-29 |
Family
ID=19848514
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62223183A Pending JPS6369303A (ja) | 1986-09-09 | 1987-09-08 | 発振回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4816779A (ja) |
| EP (1) | EP0261714B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6369303A (ja) |
| DE (1) | DE3771818D1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2519703B2 (ja) * | 1987-02-04 | 1996-07-31 | 株式会社東芝 | 発振回路 |
| US7088188B2 (en) | 2001-02-13 | 2006-08-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Differential oscillator |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3500246A (en) * | 1968-07-26 | 1970-03-10 | Rca Corp | Variable frequency oscillator with constant amplitude output |
| FR2044275A5 (ja) * | 1969-05-14 | 1971-02-19 | Constr Telephoniques | |
| US3761741A (en) * | 1972-06-21 | 1973-09-25 | Signetics Corp | Electrically variable impedance utilizing the base emitter junctions of transistors |
| DE3003302C2 (de) * | 1980-01-30 | 1982-12-23 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Stromgesteuerter Oszillator |
| NL8501861A (nl) * | 1984-09-03 | 1986-04-01 | Philips Nv | Beeldopneem- respektievelijk weergeefinrichting met een lijnafbuigschakeling. |
-
1987
- 1987-09-03 US US07/092,810 patent/US4816779A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-09-04 DE DE8787201674T patent/DE3771818D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-04 EP EP87201674A patent/EP0261714B1/en not_active Expired
- 1987-09-08 JP JP62223183A patent/JPS6369303A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0261714B1 (en) | 1991-07-31 |
| DE3771818D1 (de) | 1991-09-05 |
| US4816779A (en) | 1989-03-28 |
| EP0261714A1 (en) | 1988-03-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4198595A (en) | Apparatus and method of phase shift compensation of an active terminated current transformer | |
| KR920000104B1 (ko) | 크리스탈 발진기 회로 | |
| US4581593A (en) | Variable frequency oscillating circuit | |
| US4492934A (en) | Voltage controlled oscillator with linear characteristic | |
| EP0535883B1 (en) | Voltage controlled oscillator employing negative resistance | |
| US4518930A (en) | Negative resistance circuit for VCO | |
| JPH0441849B2 (ja) | ||
| US5245298A (en) | Voltage controlled oscillator having cascoded output | |
| US5648741A (en) | Circuit having overall transfer function providing temperature compensation | |
| US6667668B1 (en) | System and method for controlling the frequency output from an oscillator using an in-phase voltage | |
| JPS6369303A (ja) | 発振回路 | |
| US3855552A (en) | Oscillator utilizing complementary transistors in a push-pull circuit | |
| US6002291A (en) | Cubic type temperature function generator with adjustable parameters | |
| US4602224A (en) | Variable capacitance reactance circuit | |
| EP0665638B1 (en) | Voltage controlled oscillator with low operating supply voltage | |
| JPS5921228B2 (ja) | 発振回路 | |
| JPH0332088Y2 (ja) | ||
| JPH0129852Y2 (ja) | ||
| JPH0362325B2 (ja) | ||
| JP3146088B2 (ja) | 可変リアクタンス回路 | |
| JPS60257606A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH0567082B2 (ja) | ||
| JPS6217885B2 (ja) | ||
| JP2506771Y2 (ja) | Ｆｓｋ信号処理装置 | |
| JPS6374205A (ja) | 周波数制御回路 |