JPS6367037A - 適応後処理を行う復号装置及び符号化伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔目　次〕 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第４図、第５図） 発明が解決しようとする問題点 問題点を解決するための手段（第１図）作用 実施例 ■、実施例と第１図との対応関係 ■、実施例の構成（第２図、第３図） ■、実施例の動作 ■、実施例のまとめ ■１発明の変形態様 発明の効果 〔概　要〕 符号化伝送装置であって、音声波形を予測符号化伝送方
式によって符号化したものを復号するときに、量子化雑
音を軽減して聴感特性を改善するための適応後処理手段
を用いる。この適応後処理手段に起因する振幅変化を、
その処理前および処理後の信号電力に基づいて補正する
ようにして、該適応後処理手段による量子化雑音の軽減
作用を活かしつつ、該適応後処理手段の処理に伴う過度
の抑揚や音の割れを回避することができる。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、例えば音声波形を予測符号化伝送方式によっ
て符号化し且つ復号するときに使用される符号化伝送装
置に関するものである。

例えば、音声信号を伝送する技法として用いられる帯域
圧縮符号化方式は、情報源および受信機の特性２機能等
を考慮したときに、信号に存在する冗長度を圧縮、除去
することにより、通常のＰＣＭ等の標準的な信号よりも
、所要ビットだけ速度の小さい伝送帯域を圧縮したデジ
タル伝送信号を得ようとするものである。これは、高能
率符号化方式とも呼ばれるものであり、特に、音声信号
を伝送するために、帯域を圧縮することが肝要である。

〔従来の技術〕

従来から、このような帯域圧縮装置として、ＡＤ−ＰＣ
Ｍ型適応予測符号化部を有する符号化伝送装置が公知で
ある。かようなＡＩ）−ＰＣＭ型適応予測符号化方式に
よる従来例を第４図に示す。

ここで、入力信号Ｘ　（ｎ）は適応予測符号化部１０に
て受信され、該適応予測符号化部１０に含まれる加算器
１１において、予測部１２からの予測値父（ｎ）と比較
される。その比較結果の残差値Ｅ　（ｎ）が量子化器１
３において量子化され、残差信号の量子化値１　　（ｎ
）とされた後、伝送路を介して受信側に伝送される。

また、適応予測符号化部１０の予測部１２内においては
、逆量子化器１４が量子化値１　　（ｎ）に基づいて復
元を行ない、復元残差値！；　（ｎ）を得る。この復元
残差値Ｑ　（ｎ）に基づいて、零予測器１５は零予測出
力値Ｘｚ　　（ｎ）を生成する。それと共に、加算器１
８はこの復元残差値１２　（ｎ）および予測値父（ｎ）
に基づいて、加算出力値ｇ（ｎ）を生成する。極予測器
１６は、加算出力値ｇ　（ｎ）に応じて、極予測出力値
Ｘ’ｐ　（ｎ）を生成する。更に、加算器１７は、先の
極予測出力値Ｘｐ　（ｎ）および零予測出力値Ｘｚ　　
（ｎ）に基づいて、加算器１１に供給する予測値父（ｎ
）を生成する。

ところで、受信側の復号部２０にあっては、適応予測符
号化部１０側から送られてきた量子化値Ｉ　　（ｎ）を
、先ず逆量子化器２１によって逆量子化する。このよう
にして復元されて得られた復元残差値Ｐ！、　（ｎ）は
、予測器部２２に含まれる加算器２３および零予測器２
４に与えられる。

予測器部２２内の零予測器２４は、導入された復元残差
値Ｂ　（ｎ）に基づいて零予測出力値Ｘｚ（ｎ）を生成
する。また、加算器２３がらの再生音声信号ｓ　（ｎ）
を入力とする極予測器２５がらは、極予測出力値Ｘｐ　
（ｎ）が出力される。加算器２６はこれら零予測出力値
Ｘｚ（ｎ）および極予測出力値Ｘｐ　（ｎ）を加算する
。その加算出力が加算器２３に与えられ、復元残差値Ｑ
　（ｎ）と加算されて再生音声信号’Ｑ　（ｎ）が得ら
れる。

ところで、この受信側での復号部２０内の零予測器２４
および極予測器２５におけるそれぞれの処理特性は、送
信側での予測部１２内の零予測器１５および極予測器１
６における処理特性と同一である。

」二連した処理の内容を厳密に示すと、以下に示すよう
な関係が成立するものとなっている。

（１）−測−Ｉ′１５および一ニテＢ これらの零予測器における零予測出力値Ｘｚ（ｎ）およ
び予測係数Ｃｚ　　（ｉ、ｎ）の更新は、次の計算式に
よって行なわれる。

Ｘｚ　　（ｎ）−ΣＣｚ　　（ｉ、ｎ）＊ｇ　（ｎ−ｉ
）・・・・・　（１） Ｃｚ　（ｉ、ｎ＋１）＝Ｌｚ＊Ｃｚ　　（ｉ、ｎ）＋　
（Ｄｚ＊ｓｇｎ　（ｐ　（ｎ）） ＊ｓｇｎ　（１！　（ｎ−ｉ））） ・・・・・　（２） 」ユ升誦予渭″１６および　予測Ｉ＋２５これらの極予
測器の極予測出力値ｘｐ　（ｎ）の演算および予測係数
Ｃｐ　　（ｉ、ｎ）の更新は、次の計算式によって行な
われる。

Ｘ　（ｎ）　＝ΣＣｐ　　（ｉ、　　ｎ）　＊３　（ｎ
−；）・・・・・　（３） Ｃｐ　（ｉ、ｎ＋１）　−Ｌｐ＊Ｃｐ　（ｉ、ｎ）＋　
（Ｄｐ＊ｓｇｎ　（Ｂ　（ｎ）） ＊ｓｇｎ　（墓（ｎ−４））’１ ・・・・・　（４） これらにおける量子化ステップΔ（ｎ）の更新は、次の
計算式によって行なわれる。

Δ（ｎ＋１）−Δ（ｎ）　’　＊Ｍ　（１（ｎ）　）・
・・・・　（５） なお、上記した関係式において、Ｌｚ、Ｄｚ。

ＬｐおよびＤｐは固定数である。また、ｓｇｎはその括
弧で示される関数値がとる符号（＋あるいは−）を示す
ものである。

Ｔは値「１」以下であり且つ値「１」に近い値をとるも
のであり、送信側と受信側とを介する回線のエラーの影
響を漸次低減していくための係数である。

Ｍ（Ｉ（ｎ））は、ステップサイズ更新係数である。こ
のＭ（Ｉ（ｎ））は、量子化値１　　（ｎ）が値「０」
をとるとき、値「１」より小さく且つ値「１」に近い値
（例えば、０．９３）をとる。

これに対して、量子化値１　　（ｎ）が値「１」をとる
ときには、Ｍ　（１（ｎ）　）は、値「１」より大きく
且つ値「１」に近い値（例えば、１．３１）をとる。

このような従来の符号化伝送装置において、受信側で再
生された音声出力の聴感を改善するために、この復号信
号を更に適応後処理フィルタによって信号処理を行なう
ことは、米国で開催された”ＩＣＣ”８５″で既に発表
されている。そこでは、Ｖ　、　Ｒａｍａｍｏｏｒｔｙ
およびＮ、　Ｓ、　Ｊａｙａｎｔによる”　Ｅｎｈａｎ
ｃｅｍｅｎｔ　ｏｆ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　　５ｐｅｅｃ
ｈｂｙ　　Ａｃ１ａｐｔｉｖｅ　Ｐｏｓｔｆｉｌｔｅｒ
ｉｎｇ”と題する論文において、予測器部２２の極予測
器２５の伝達関数Ａ　（Ｚ）および零予測器２４の伝達
関数Ｂ　（ｚ）とか、 Ａ　（ｚ）−党ａｊ　Ｚ−・　　・・・・・　（６）Ｂ
　　（ｚ）　　−Σｂ、ｚ−５　　　・　・　・　・　
・　（７）Ｊ＋１ であるとき、適応後処理フィルタ３１内の極側後処理フ
ィルタ３４の伝達関数Ａ’　　（ｚ）およびその極側後
処理フィルタ３４の伝達関数Ｂ’　　（ｚ）とを、次の
ような関係が成立するようにすべきことが記載されてい
る。

Ａ’　　（ｚ）　−Ｚａ、ｃｘｊ　ｚ−Ｊ　・・・　（
８）Ｂ’　　（ｚ）−ΣｂＪβＪ　　２−Ｊ　　・・・
　（９）ここで、ｊは時点である。また、αおよびβは
、０≦α≦１．０≦β≦１の関係が成立する数値である
。

この論文に記載された予測器部２２および適応後処理フ
ィルタ３１の具体的な構成は、第５図に示すようになっ
ている。

以下、両図を参照する。但し、説明を簡単にするために
、係数の値を係数器の符号と一致しているものとして説
明する。

第５図における左側ブロックは、復号部２０の予測器部
２２である。この予測器部２２は、加算器２３．零予測
器２４および極予測器２５から成る。ここで、零予測器
２４は、上述した伝達関数Ｂ　（ｚ）を得るために６個
の時間遅れの要素ｚ　−１と６個の係数器す、〜ｂ６お
よびこれらの係数器の出力を加算する加算器２８とから
成ってる。また、極予測器２５は、上述した伝達関数Ａ
　（ｚ）を得るために２個の時間要素ｚ　−１と、２個
の係数器ａ、およびａ２と、これらの係数器の出力を加
算する加算器２９とから成っている。

このようにして形成される零予測器２４および極予測器
２５の両出力は、送信側からの量子化差分信号を逆量子
化器２１　（第４図参照）によって逆量子化された復元
残差値ＩＩ！　（ｎ）と共に、加算器２３に供給される
。この加算器２３によって加算されることによって、再
生音声信号ｓ　（ｎ）が得られる。

また、第５図の左側のブロックは、予測器部２２によっ
て得られた再生音声信号ｇ　（ｎ）を受けて、聴感が補
正された再生出力Ｚを出力する適応後処理フィルタ３１
である。適応後処理フィルタ３１は、加算器３２．塔側
後処理フィルタ３３および極側後処理フィルタ３４で成
っている。

ここで、適応後処理フィルタ３１の塔側後処理フィルタ
３３は予測器部２２の零予測器２４に、係数器β、β２
〜β６が新たに付加されたものに相当する。つまり、係
数器す、〜ｂ６と加算器２８との間にβ、β２〜β６が
挿入されており、βのべき乗であるβ係数の演算を為す
ように構成されている。

また、極側後処理フィルタ３４にあっても、予測器部２
２の極予測器２５と同様に、２個の時間要素ｚ　−１と
２個の係数器ａｌ＋３２およびこれらの係数器の出力を
加算する加算器３Ｂを有している。ここでは、２個の係
数器ａｌ＋３２と加算器３８との間に、α係数器α、α
２が挿入されてい１す る。

これらの塔側後処理フィルタ３３および極側後処理フィ
ルタ３４の出力は、加算器３２により、予測器部２２か
らの再生音声信号Ｓ　（ｎ）と共に加算される。その加
算器３２による加算結果によって得られる再生出力Ｚは
、再生出力が補正されたものである。従って、聴感特性
を考慮して、聴きやすい出力Ｚを得るようになっている
。

上述した係数ｂ１〜ｂ６およびａＩ、ａ２は、入力信号
に適応して更新されるものであり、予測器部２２と適応
後処理フィルタ３１とにおいて、同一の値をとる必要が
ある。第５図においては、係数重みづけ回路３９として
適応後処理フィルタ３１でのこれら係数を制御する手段
を講じている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、上述したような従来の符号化伝送装置による
高能率符号伝送装置においては、再生音声の聴覚的な特
性を改善するために、適応後処理フィルタが効果的であ
ることはよく知られていることである。それによって、
人間の耳によって聴きやすくなる。

しかしながら、適応後処理フィルタ３１を介して得られ
る再生出力信号は、復号部２０の予測器部２２における
予測ゲインに応じて、その振幅が変動するものである。

その結果、入力信号に比べてかなりの大きな振幅となっ
てしまい、電力にしてみれば、復号出力Ｙとは大幅に異
なる再生出力Ｚとなるという問題点があった。

本発明は、このような点にかんがみて創作されたもので
あり、適応後処理フィルタを通しても、その得られる再
生出力信号の振幅（電力）が、大きく変動しないように
した符号化伝送装置を折供することを目的としている。

〔問題点を解決するだめの手段〕

第１図は、本発明の符号化伝送装置の原理ブロック図で
ある。

図において、適応予測符号化部１００は、過去において
得られた残差信号の量子化値に基づいて現時点の入力を
予測した出力を発生する予測手段１１１、当該現時点の
実入力と予測手段１１１がらの出力との差分を抽出した
結果を量子化して送出する量子化手段１１３、該量子化
手段１１３の出力を逆量子化しその出力を予測手段１１
】に供給する逆量子化手段１１５を有する。

復号化部２００は、量子化手段１１３から送られる前記
量子化出力を逆量子化する逆量子化手段２１１、それに
よって得られる差分信号の復号特性が制御される予測手
段２１３を有している。

後処理手段３００は、復号化部２００の予測手段２１３
からの再生信号に基づいて、零側と極側との後処理を行
なって後処理出力を得る。

出力振幅補正部４００は、後処理手段３００に入力され
る処理前の信号およびそれによる処理後の出力信号を受
けてそれぞれの信号電力を算出する信号電力算出手段４
４１、当該算出された両信号電力に従って補正係数を求
める補正係数算出手段４４５、後処理手段３００による
処理後の出力信号の信号振幅を前記補正係数に応じて補
正する振幅補正手段４４６を有する。

従って、全体として、適応予測符号化部１００を送信側
に、復号化部２００．後処理手段３００および出力振幅
補正部４００を受信側とし、該後処理手段３００の処理
による振幅変化を補正するように構成している。

〔作　用〕

送信側とされる適応予測符号化部１００がら送信される
量子化された出力を、受信側である復号化部２００で再
生する。その再生信号は、後処理手段３００によって処
理されて出力される。

この後処理手段３００の処理前および後における両信号
に基づき信号電力算出手段４４１によって算出された両
信号電力に従って、補正係数算出手段４４５は補正係数
を求める。

この補正係数に応じて、振幅補正手段４４６が後処理手
段３００による処理出力の信号振幅を補正する。

本発明にあっては、量子化雑音を軽減して聴感特性を改
善するために設けた後処理手段３００に起因する振幅変
化を、その処理前および処理後の信号電力に基づいて補
正するようにし、該後処理手段３００による量子化雑音
の軽減作用を活がしつつ、該後処理手段３００の処理に
伴う過度の抑揚や音の割れを回避することができる。

〔実施例〕

以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。

第２図および第３図は、本発明の一実施例における符号
化伝送装置の構成を示す。ここで、第４図および第５図
と同一の要素には、同一の参照番号を付している。

↓−５Ｉｕ鉗ζ亀上荊ｔ１准Ｉ叫件伶 ここで、本発明の実施例と第１図との対応関係を示して
おく。

適応予測符号化部１００は、適応予測符号化部ＩＯに相
当する。

予測手段１１１は、予測部１２に相当する。

量子化手段１１３は、加算器１１および量子化器１３に
相当する。

逆量子化手段１１５は、予測部１２の逆量子化器１４に
相当する。

復号化部２００は、復号部２ｏに相当する。

逆量子化手段２１１は、逆量子化器２１に相当する。

予測手段２１３は予測器部２２に相当する。

後処理手段３００は、後処理部３０に相当する。

出力振幅補正部４００は、出力振幅補正回路部４０に相
当する。

信号電力算出手段４４１は、信号電力算出回路４１に相
当する。

補正係数算出手段４４５ば、振幅補正係数算出回路４５
に相当する。

振幅補正手段４４６は、補正係数乗算器４７およびハソ
ファメモリ４３に相当する。

■−】ＩＩシλｌ戊 以上のような対応関係があるものとして、以下本発明の
実施例について説明する。

本発明実施例を示す第２図および第３図において、第４
図および第５図にて示す従来例と同じ記号は、同様な要
素を示すものであるので、ここではそれらの詳細は省略
し、異なる部分について特に述べる。

図示する実施例にあっては、復号部２０から出力される
復号出力Ｙと、後処理部３０から出力される再生出力Ｚ
とを受ける出力振幅補正回路部４０を新たに付加してい
る。

これにより、量子化雑音に含まれた再生信号の中で音声
の成分のみを強調する後処理部３０から得られる再生出
力に応じて、その振幅を元の信号レベルまで補正を行な
うようにしている。その結果、量子化雑音を軽減して、
適応後処理フィルタ３１を有する後処理部３０を設ける
ことに因る過度の抑揚や音の割れを避けるようにしてい
る。

第３図は、第２図に示す出力振幅補正回路部４０の具体
的な詳細回路ブロックを示す。ここで、出力振幅補正回
路部４０内の信号電力算出回路４１の第１入力端Ｉ、に
復号部２０からの復号出力Ｙ（後処理部３０による処理
前の再生信号）が、また、その第２入力端Ｉ２に後処理
部３０からの再生出力Ｚがそれぞれ導入される。また、
後処理部３０からの再生出力Ｚは、バッファメモリ４３
に印加されて、一旦格納され且つ保持されるようになっ
ている。

復号出力Ｙおよび再生出力Ｚに基づく信号電力算出回路
４１によって計算されたそれぞれの電力Ｐ７およびＰ２
が、該信号電力算出回路４１の第１出力端０１および第
２出力端０２から発生されるようになっている。

信号電力算出回路４１の第１出力端０．および第２出力
端０２、振幅補正係数算出回路４５の対応する第１入力
端Ｉ、および第２入力端Ｉ２に接続されている。この振
幅補正係数算出回路４５において、両型力Ｐ７およびＰ
２に基づいて、補正すべき振幅補正係数ｋが求めらる。

この求められた振幅補正係数ｋが、補正係数乗算器４７
の一方端に供給される。

また、バッファメモリ４３において格納保持されている
再生出力Ｚが、所望時間だけ遅延させて読み出されて、
補正係数乗算器４７に他方端に供給される。この補正係
数乗算器４７において、振幅補正係数ｋに基づいて、再
生出力Ｚの振幅を補正した振幅補正出力Ｚｃが出力され
て得られるようになっている。

ｌ−」」ｌ順列肱作 次に、上述した構成の本発明実施例の作用について説明
する。以下、第２図および第３図を参照するものとする
。

但し、適応予測符号化部１０．復号部２０および後処理
部３０その他の基本的な動作は、第４図および第５図に
述べた従来例と同様である。ここでは、新たに付は加え
られた出力振幅補正回路部４０による振幅補正動作が新
規なものである。従って、この出力振幅補正回路部４０
の動作を中心にみる。

後処理部３０による処理前の再生信号である復号出力Ｙ
および後処理部３０による処理後の再生出力Ｚに基づい
て、信号電力算出回路４１は、次に示すような関係式に
従ってそれぞれの電力計算を行なう。

Ｐ７−ΣＹ　（ｉ）　２　　　・・・・・　（１０）ｊ
＋１ Ｐ２−ΣＺ（＋）２　　　・・・・・　（１１）じ） ここで、Ｎは電力計算を行なう場合に定義されるフレー
ム長（時間で定義される区間）である。

また、ｉは当該フレームの区間内での復号出力Ｙあるい
は再生出力Ｚを取り入れるパラメータである。

このようにしであるフレーム周期毎に、信号電力算出回
路４１で計算された２つの信号電力ＰｖおよびＰ２に基
づいて、振幅補正係数算出回路４５は、次の計算式に従
って、振幅補正係数ｋを求める。

ｋ＝　（ｐｙ　／ｐ２）！／２　　　・・・・　（１２
）上記式によって求められた振幅補正係数には、補正係
数乗算器４７に与えられる。

ところで、後処理部３０からの再生出力Ｚは、信号電力
算出回路４１に与えられると共に、バソファメギリ４３
にも供給されて、そこに格納されている。上述したよう
にして振幅補正係数算出回路４５によって求められた振
幅補正係数ｋが補正係数乗算器４７に供給されるのと同
期して、へソファメモリ４３に格納保持されている再生
出力Ｚの読み出し出力も補正係数乗算器４７に与えられ
る。

この補正係数乗算器４７では、次の弐に従って振幅の補
正を行なう。

Ｚｃ　（ｊ）＝に＊Ｚ　（ｊ−ｎｄ） ・・・・・　（１３） ここで、ｄはハソファメモリ４３へ格納し且つ読み出し
に要する遅延時間であり、電力算出および振幅補正係数
にの演算までの時間的遅延を合わせるためのものである
。また、ｊは上述した電力計算を行なうために定義され
る時点を表す。

このようにして、適応後処理フィルタ３１を含む後処理
部３０による再生出力Ｚと共に、その再生出力Ｚを振幅
補正係数ｋに基づいて振幅を補正した振幅補正出力Ｚｃ
が出力される。この振幅補正出力Ｚｃでは、聴感特性に
合わせた後処理がなされていると共に、後処理部３０内
の適応後処理フィルタ３１に依る音声成分の強調に起因
する過度の抑揚が抑制されている。

Ｎ−失覇割衆工支麦 すなわち、後処理部３０を設置して、復号部２０からの
復号出力Ｙでの量子化雑音に含まれた再生信号の中から
音声の成分のみを強調している。

しかる後、出力振幅補正回路部４０によって、振幅を元
の信号レベルまで補正を行ない、後処理の前後での信号
電力合わせを行なっている。これによって、量子化雑音
を軽減し、後処理部３０による過度の抑揚や音の割れを
回避できるようにしている。

Ｍ−発朋ｍ劇保 なお、」−述した本発明実施例にあっては、後処理部３
０　（適応後処理フィルタ３１）の前後における復号出
力Ｙおよび再生出力Ｚでの両型力が、略同じとなるよう
に計算式を定めたが、これに限られることはなく他の計
算式に従ってもよい。

また、Ｉｌ、実施例と第１図との対応関係」において、
第１図と本発明との対応関係を説明しておいたが、これ
に限られず、本発明には各種の変形態様があることは、
当業者であれば容易に推考できるであろう。

〔発明の効果〕

上述したように、本発明によれば、適応後処理フィルタ
によって、量子化雑音を軽減して聴感特性を改善すると
共に、その振幅の補正を行ない、当該適応後処理手段に
よる不都合を避けることができ、実用的には極めて有用
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の符号化伝送装置の原理ブロック図、 第２図は本発明の一実施例による符号化伝送装置の構成
ブロック図、 第３図は第２図に示す本発明実施例による符号化伝送装
置における出力振幅補正回路部の詳細を示すブロック図
、 第４図は従来例の構成を示すブロック図、第５図は第４
図に示ず復号部および後処理部の構成を具体的に示す説
明図である。 図において、 １００は適応予測符号化部、 １１１は予測手段、 １１３は量子化手段、 １１５は逆量子化手段、 ２００は復号化部、 ２１１は逆量子化手段、 ２１３は予測手段、 ３００は後処理手段、 ４００は出力振幅補正部、 ４４１は信号電力算出手段、 ４４５は補正係数算出手段、 ４４６は振幅補正手段、 １０は適応予測符号化部、 １１．１７．２３．３２は加算器、 １２は予測部、 １３は量子化器、 １４．２１は逆量子化器、 ２０は復号部、 ２２は予測器部、 ３０は後処理部、 ３１は適応後処理フィルタ、 ３３は零側後処理フィルタ、 ３４は極側後処理フィルタ、 ４０は出力振幅補正回路部、 ４１は信号電力算出回路、 ４３はハソファメモリ、 ４５は振幅補正係数算出回路、 ４７は補正係数乗算器、 Ｘ　（ｎ）は入力信号、 Ｙは復号出力、 Ｚは再生出力、 Ｚｃは振幅補正出力である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 過去において得られた残差信号の量子化値に基づいて現
   時点の入力を予測した出力を発生する予測手段（１１１
   ）、当該現時点の実入力と予測手段（１１１）からの出
   力との差分を抽出した結果を量子化して送出する量子化
   手段（１１３）、該量子化手段（１１３）の出力を逆量
   子化しその出力を予測手段（１１１）に供給する逆量子
   化手段（１１５）を有する適応予測符号化部（１００）
   と、 量子化手段（１１３）から送られる前記量子化出力を逆
   量子化する逆量子化手段（２１１）、それによって得ら
   れる差分信号の復号特性が制御される予測手段（２１３
   ）を有する復号化部（２００）と、 復号化部（２００）の予測手段（２１３）からの再生信
   号に基づいて、零側と極側との後処理を行なって後処理
   出力を得る後処理手段（３００）と、 後処理手段（３００）に入力される処理前の信号および
   該後処理手段（３００）による処理後の出力信号を受け
   てそれぞれの信号電力を算出する信号電力算出手段（４
   ４１）、当該算出された両信号電力に従って補正係数を
   求める補正係数算出手段（４４５）、後処理手段（３０
   ０）による処理後の出力信号の信号振幅を前記補正係数
   に応じて補正する振幅補正手段（４４６）を有する出力
   振幅補正部（４００）と、 を具え、適応予測符号化部（１００）を送信側に、復号
   化部（２００）、後処理手段（３００）および出力振幅
   補正部（４００）を受信側とし、該後処理手段（３００
   ）の処理による振幅変化を補正するように構成したこと
   を特徴とする符号化伝送装置。