JPS6364410A - デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＣＭ符号復号器、更に詳しく言えば、電話音
声の交換伝送に使用される２線アナログと４線ディジタ
ル信号との変換部で生じる反響信号を抑圧する回路を持
つＰＣＭ符号復号器に係り、特にＬＳＩ化に好適なディ
ジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器に関する。

〔従来の技術〕

電話交換機の加入者回路として、各加入者毎に２線・４
線変換回路（ハイブリッド回路等）を介して得たアナロ
グ信号をＩ）ＣＭ符号化すると共に、ＰＣＭ符号信号を
復号化してアナログ信号として上記変換回路を介して２
線式線路に加える回路が用いられる。この場合ハイブリ
ッド回路等の不平衡によって、復号化されたアナログ信
号が上記ＰＣＭ符号化の回路にまわり込み信号（エコー
信号等）の原因となる。これを除くために、Ｉ）　ＣＭ
復号器の入力を入力とし、かつＰＣＭ復号器−２線４線
変換回路−ＰＣＭ符号器の経路の等性とを近似した特性
を持つディジタルフィルタ（ディジタル平衡回路と呼ぶ
）を設け、そのフィルタの出力を−に記ＰＣＭ符号器の
出力から差引くことによって上記まわり込み信号を除去
する。

本発明者等は上記ディジタル平衡回路の設計、構成を簡
易にするため、上記ディジタル平衡回路を、上記ＰＣＭ
符号復号器等の回路的に固定した部分の特性を補正する
ための第１平衡回路と、上記ＰＣＭ符号復号器の外部の
回路、例えば２線。

４線変換回路、２線式線路等に対応した特性を補正する
ための第２平衡回路とを従続する構成とした（特願昭６
Ｏ−１７７５６４）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術のディジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号
復号器は、製造や実装の場合にディジタル平衡回路が反
響信号をどれだけ抑圧するかを試験する必要がある。そ
の場合ＰＣＭ符号復号器のＩ）　／　Ａ変換器出力端子
とＡ／Ｄ変換器入力端子の間に実物又は実物相当の２線
４線変換回路を設けなければならなかった。ディジタル
平衡回路は、ある設定された２線４Ｉｓ変換回路の伝達
関数を近似するように設計されているので、その伝達関
数をもつ外部回路をＰＣＭ符号復号器の１〕／Ａ変換器
出力端子とＡ／Ｄ変換器入力端子間に設ければ、十分な
反響信号抑圧特性を示す。しかし、上記外部回路の特性
がずれれば、ディジタル平衡回路の十分な反響信号抑圧
特性は得ら才すず、このような状態で試験をすることは
できない。したがって、上記外部回路で試験を行なうに
は、設計値とのずれが、振幅０．１　ｄ　Ｂ　以内、位
相１°以内の高精度に合せこまれた回路である必要があ
る。しかし、ディジタル平衡回路を有するＩ）　ＣＭ符
号復′＋器が１チツプＬＳＩで構成され、量産する場合
を考えると、このような高精度な外部回路を使用して試
験することは、必常に経済的に不利となる。

本発明の目的は、上記高精度な外部回路を使用すること
なく、ディジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器が
十分な反響信号を抑圧することを確認することのできる
ＰＧＭ符号復号回路摺成を実現することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、まず、ディジタル平衡回路を、ＰＣＭ符号
復号器を構成するＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器等に対応
した部分の特性を補正するための第１平衡回路と、ＰＣ
Ｍ符号復号器から外部のすなわち、Ｄ／Ａ変換器出力端
子からＡ／Ｄ変換器入力端子までの２線４線変換部を含
む部分に対応した特性を有する第２平衡回路とを縦続す
る構成にし、制御命令により、上記第１の平衡回路がＤ
／Ａ変換器の入力とＡ／Ｄ変換器の出力との間でつなぐ
ことができるようにする回路構成にするととしこより、
達成される。

〔作用〕

ディジタル平衡回路に故障がない限り、ディジタル平衡
回路の伝達特性は一定であり、ディジタル平衡回路を有
するＰＣＭ符号復号器の反響信号抑圧特性はＡ／Ｄ変換
器やＤ／Ａ変換器に使われている抵抗、キャパシタなど
のアナログ素子のばらつきで決まる。したがって、平衡
回路の中でＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器に対応した部分
の特性を補正する部分である第１平衡回路の特性と、実
際のＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の特性を比較すれば、
反響信号抑圧特性を推定することができる。

本発明では、制御回路によりＡ／Ｄ変換器の入力とＤ／
Ａ変換器の出力との間に一１ｘ記第１平衡回路をつなぐ
ことができるので、このときＡ　／　ｒ：ｌ変換器の出
力端子とＤ／Ａ変換器の入力端子を直接つなぎ、このと
きの反響信号抑圧特性を調べることにより、第１平衡回
路の特性と、Ａ／Ｄ変換器。

Ｄ／Ａ変換器の特性のずれを知ることができる。

これにより、高精度な外部回路なしにＩ）　ＣＭ符号復
号器の反響音抑圧特性を推定することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図〜第３図を用いて説明
する。

第１図は本発明によるディジタル平衡回路を有するＰＣ
Ｍ符号復号器とその周辺回路の一実施例を示すものであ
る。電話機１からの送信信号は２線伝送路２（インピー
ダンスＺｌ、）、等価回路で示した２線４ｖＡ変換回路
３（終端インピーダンスＺＴ　）　、バッファ増幅器４
を通してＰＣＭ符号復号器５のアナログ送信入力端子６
に供給される。

このアナログ送信入力信号は、サンプリング折返し雑音
防止フィルタ等を含む前置アナログ回路７を通してＡ／
Ｄ変換器８でディジタル信号に変換される。さらに、得
られたディジタル信号が種々のディジタル信号処理に便
利なように、ディジタル回路９によりサンプリング周波
数や符号形式の変換が行なわれた後、４線ディジタル送
信信号として端子１１により出力される。

一方、受信側では、端子１２により入力する４線ディジ
タル受信信号は、ディジタル回路１３によって次段のＤ
／Ａ変換器］４の回路構成や特性実現に有利なようにサ
ンプリング周波数や符号形式の変換が行なわれ、サンプ
リング雑音除去フィルタを含む後置アナログ回路１５を
通して、アナログ受信出力端子１６より出力される。こ
のアナログ出力信号はバッファ増幅器１７．２線４線変
換回路３．２線伝送路２を通して電話機１に供給される
。

このとき、上記した２線４線変換回路：３を通してアナ
ログ受信信号の一部が送信側に回り込んで反響信号］８
を生じる。この反響信号１８は前記した電話機１からの
送話信号と加算され、再びＡ／Ｄ変換されてディジタル
信号に変換される。このとき、通常モードでは、制御端
子２：３はスイッチ制御回路２６（入力端子の信号をス
イッチ制御に使う信号に変換する回路。第３図以降は省
略する）を通して平衡回路１９の出力（第２の平衡回路
１９ｂの出力）を加算器２０につなぐように切替えスイ
ッチ２４を制御し、平衡回路１９によって作られる反響
信号のレプリカにより反響信号を加算器２０で加算相殺
するようにしている。これにより、反響信号がディジタ
ル送信出力端子１１へ出力するのを抑圧することができ
る。

この場合、良好な反響信号抑圧度を得ようとすると、平
衡回路１９によるレプリカ（１号を反響信号に良く近似
させる必要がある。本発明では、平衡回路１９を２つに
分けて構成し、第１図に示したように、一般的にＰＣＭ
符号復号器内部の機能として定義される回路部、すなわ
ちＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器のみの特性を近似する第１の平
衡回路］、　９　ａと、Ｔ”ＣＭ符号復号器外部すなわ
ちＡ／Ｄ変換器の入力端子］−６との間に接続される回
路のみの特性を近似する第２の平衡回路１９ｂを縦続接
続して実現した。

すなわち、ＰＣＭ符号復号器５における送信側（入力６
から出力１０まで）、受信側（入力］、２から出力１６
まで）、及び２線４線変換回路３を含む外部のそれぞれ
の特性伝達関数をそれぞれＨｌ・ｘ＋　Ｔ（ｎｖ、　Ｈ
ＢＸとすると、平衡回路１９の伝達関数Ｉ−ＴｏＮは、 Ｔ（ＢＮ　＝　ＨＲＶ−Ｉ（ＥＸ−１（ＴＸ　　　　　
　−−（１）となる。そこで、 ＨＢＮ　ｊ＝　Ｉ−１ｎｖ　ｊＩ−Ｔ　ｒｘ　　　　　
　　　　・・・・−（２）とした。ただし、ａ及びｂは
外部バッファ増幅器４及び】７の電圧増幅度である。

ここで、第２平衡回路１９ｂの特性は式（３）に示した
ように２線伝送路のインピーダンスＺしが線路の種類や
距離によって変化するのに対応して可変できるものでな
ければならない。この具体的構成は、本発明の直接対象
ではないので詳細は省略するが、例えば、既に本発明の
出願者によって出願されたシフトレジスタ、加算器２乗
算器。

及び特性を表わす伝達関数の係数を記憶させたＲＯＭ等
で構成された回路を用いて実現できる。

一方、第１平衡回路１９ａの伝達特性ＴＩｉ＋Ｎｚは、
式（２）が示すように、第１図において端子１−６と端
子６とを短絡して得られる反Ｗ信Ｉ＋２１に対応したも
のであり、その設計法及び構成法に関しては、特願昭６
０−１７７５６／Ｉに述べである。

さて、ディジタル平衡回路］９が、どれだけ反響信号を
抑圧するかを試験する方法について述べる。端子１１か
ら端子１２までの伝達関数ＥＴｐｃ。

は、 ＨＩＩＣＯ：　ＨＲＶ　Ｉ　ＨＢＸ　＋　Ｉ（ＴＶ　−
Ｉ（Ｉ（ＮＩ　　＋　ＴｉＮ２６０９（４）となる。も
し、外部回路の伝達関数Ｈ＋ζＸが厳密に実現すれば、
ｌ　Ｈｐｃｏ　ｌ　　を測定することにより、平衡回路
を有するＰＣＭ符号復号器５の反響信号抑圧特性の実力
を知ることができる。しかしながら、外部回路の伝達関
数）（ａｘは、振幅特性０．１ｄＢ以下、位相特性１°
以内程度のばらつきしか許されない。ＰＣＭ符号復号器
５を１チップＬＳＩ化し量産する場合、このような外部
回路を多量に用意することは、テスティングコストが高
くなるため現実的ではない。

ところで式（４）では、もしＰＣＭ符号復号器５のディ
ジタル回路に故障がなければ、ＨＢＮｌとＨＢＸ２はデ
ィジタル回路で実現される伝達関数であるからばらつき
はなく一定である。また、外部回路の伝達関数Ｈｒ！ｘ
は、ＰＣＭ符号復号器５が反響信号を打消すために与え
られたものであり、一定である。ＰＣＭ符号復号器５を
ＬＳＩ化したときにばらつくのはＩ−（ＲＶとＨＴＶで
ある。特に前置アナログ回路７と後置アナログ回路１５
は、高域雑音除去用のフィルタであり、例えば第２図の
ような構成になっている。このフィルタは、キャパシタ
、抵抗がばらつくため、音声帯域の高域成分の位相特性
がずれる。このように、伝達関数Ｈｎｖ＋ＨＴＶの特性
はばらつくため、これらを測定すればよい。しかしなが
ら、伝達関数）ｉｎｖ、　Ｈｒｘの位相特性を高精度に
測定することは困難である。

そこで、第３図のように、アナログ受信出力端子１６と
アナログ送信入力端子６を直接つなぎ、制御端子２３か
ら制御命令で第１の平衡回路１９ａの出力が直接加算器
２０につながるように切替えスイッチ２２を切替えるこ
とにより、伝達関数ＨＲＶ、　ＨＴｘの積と伝達関数■
−■ＢＮ１は比較することができる。このとき端子１１
から端子１２までの伝達関数Ｈｐｃｔは。

ＨＥｃ工＝　Ｉ（ＲＶ　１ｌＨｔｘ　−ＨｏＮｔ　　　
　　１“−１（５）となる。このとき、 ｌ　ＨＥｃａｌ　＜　ｌ　Ｉ（ｆ！ＸＩ　・ｌ　Ｈｐｏ
ｔｌ　＋　ｌ　Ｉ−ＩＢＮ山ｌ　Ｈｎｘ　−Ｉ（ｎＮｚ
ｌ・・・・・・（６） となる。Ｈａｘ、　Ｉ（ＢＮＩ、　Ｈｔ＝ｘ、　ｌ−１
１３Ｎ４はすべてあらかじめ測定以前かられかっている
ため、１ｌ−ｆｏｘｌを測定すれば、１ＨＢｃｏｌ　が
どれだけ以下であるかが計算でき、ＰＣＭ符号復号器５
の反響音抑圧時性を推定することができる。

尚、第１図および第３図では、第１の平衡回路１９ａが
切替えスイッチ２２に直接つながっているが、もし第２
の平衡回路１９ｂに演算遅延がある場合は、タイミング
を調節するために、第１の平衡回路１９ａと切替スイッ
チ２２の間に遅延回路が必要である。

第４図は、第１図における第１の平衡回路１９ａ、第２
の平衡回路１９１〕、切替えスイッチ２２の配置を入換
えたものであり、このような配置でも第１図と全く同じ
動作する。

第５図は、第１図に、前置アナログ回路７の入力と後置
アナログ回路１５をつなぐことができる切り替えスイッ
チ２４と制御端子２５を追加した回路構成である。第３
図では、外部で端子６と端子１−６をつなぎ試験を行な
うが、第５図では、制御端子２３．２５へ制御命令を入
力するだけで、試験を行なえる。なお、この場合制御端
子２３゜２５は一つに統一することも可能である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、Ｉ）ＣＭ符号復号器内部のへ／Ｄ変換
器、Ｄ／Ａ変換器を縦続接続した特性とそれらを近似し
た平衡回路の特性を比較することができる。これにより
、ディジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器の反響
音抑圧特性を推定することができ、高精度な外部回路を
接続して特性を測定する必要がない。ＬＳＩ量産時に、
高精度な外部回路なしに特性を試験できることは、テス
ティングコストの大幅な低くする。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のディジタル平衡回路を有す
るＰＣＭ符号復号器とその周辺回路を示す。第２図は、
第１図のアナログ回路７または１５の具体的な実施例、
第３図は反響音抑圧特性テスティング時のディジタル平
衡回路を有するＰＣＭ符号復号器である６第４図は、第
１図の平衡回路と切替えスイッチの配置を変えて、ディ
ジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器を実現した例
である。第５図は、第１図に制御命令でＡ／Ｄ変換器の
入力とＤ／Ａ変換器の出力をつなぐことができる回路を
追加した構成図である。 １・・・電話器、２・・・２線伝送路（インピーダンス
Ｚ＋、）、３・・・等価回路で示した２線４線変換回路
（終端インピーダンスＺＴ）、４，１．７・・・バッフ
ァ増幅器、５・・・ディジタル平衡回路を有するＰＣＭ
符号復号器、６・・・アナログ送信入力端子、７・・・
前置アナログ回路、８・・・Ａ／Ｄ変換器、９，１３・
・・ディジタル回路、１１．．１２・・・端子％１４・
・・Ｄ／Ａ変換器、１５・・・後置アナログ回路、１６
・・・アナログ受信出力端子、１９ａ・・・第１の平衡
回路、１９ｂ・・・第２の平衡回路、２０・・・加算器
、２２・・・切替えスイッチ、２３・・・制御端子、７
−１・・・演算増幅器、７−２・・・入力端子、７−３
・・・出力端子、２４・・・切替えスイッチ、２５・・
・制御端子、２６・・・スイッチ制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力ＰＣＭ信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
   換器と、入力アナログ信号をＰＣＭ信号に変換するＡ／
   Ｄ変換器と、上記Ｄ／Ａ変換器の入力端子と上記Ａ／Ｄ
   変換器の出力端子間に設けられたディジタル平衡回路を
   持つＰＣＭ符号復号器において、 上記ディジタル平衡回路が、上記Ｄ／Ａ変換器の出力端
   子と上記Ａ／Ｄ変換器の入力端子を短絡したとき、上記
   ディジタル平衡回路側から上記Ｄ／Ａ変換器及びＡ／Ｄ
   変換器側をみた伝達特性を近似する特性を有する第１の
   平衡回路と、上記Ｄ／Ａ変換器の出力端子と上記Ａ／Ｄ
   変換器との間にインピーダンス成分を有する回路を接続
   したとき、上記Ｄ／Ａ変換器の出力が上記インピーダン
   ス成分を有する回路を接続したとき、上記Ｄ／Ａ変換器
   の出力が上記インピーダンス成分を有する回路を介して
   上記Ａ／Ｄ変換器の回り込む信号特性に近似した特性を
   持つ第２の平衡回路とを縦続接続して構成され、上記デ
   ィジタル平衡回路が、制御回路により、上記第１の平衡
   回路だけを、上記Ｄ／Ａ変換器の入力端子と上記Ａ／Ｄ
   変換器の出力端子間につなぐ回路を具備して構成された
   ことを特徴とするディジタル平衡回路を有するＰＣＭ符
   号復号器。 ２、第１項記載のＰＣＭ符号復号器において上記インピ
   ーダンス成分を有する回路は少なくとも上記ＰＣＭ符号
   復号器の外部に設けられる２線４線変換回路を含む回路
   であることを特徴とするディジタル平衡回路を有するＰ
   ＣＭ符号復号器。 ３、第１項記載のＰＣＭ符号復号器において、上記ディ
   ジタル平衡回路が上記Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換回路と一体
   の半導体集積回路上に形成されることを特徴とするディ
   ジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器。