JPS6361874B2 - - Google Patents
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- JPS6361874B2 JPS6361874B2 JP56096467A JP9646781A JPS6361874B2 JP S6361874 B2 JPS6361874 B2 JP S6361874B2 JP 56096467 A JP56096467 A JP 56096467A JP 9646781 A JP9646781 A JP 9646781A JP S6361874 B2 JPS6361874 B2 JP S6361874B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流形インバータ装置の制御方法にか
かり、特にパルス幅変調制御による多重化電流形
インバータ装置の制御方法に関する。
かり、特にパルス幅変調制御による多重化電流形
インバータ装置の制御方法に関する。
第１図に本発明を適用する多重化電流形インバ
ータの構成要素である単位電流形インバータ装置
の代表例を示す。第１図において、１は交流電力
を直流電力に変換する第１の電力変換装置（以下
順変換器とする）、２は直流電流を平滑化する直
流リアクトル、３はスイツチング素子Ｕ，Ｖ，
Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ及び転流コンデンサＣ等から構成
され直流電力を交流電力に変換する第２の電力変
換装置、（以下逆変換器とする）、４は制御対象た
る光流電動機である。
ータの構成要素である単位電流形インバータ装置
の代表例を示す。第１図において、１は交流電力
を直流電力に変換する第１の電力変換装置（以下
順変換器とする）、２は直流電流を平滑化する直
流リアクトル、３はスイツチング素子Ｕ，Ｖ，
Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ及び転流コンデンサＣ等から構成
され直流電力を交流電力に変換する第２の電力変
換装置、（以下逆変換器とする）、４は制御対象た
る光流電動機である。
本図に示した単位インバータ装置の動作は周知
のものであるので説明を省き、前記単位インバー
タ装置を多重化した多重化電流形インバータ装置
の構成例を第２図及び第３図に示す。
のものであるので説明を省き、前記単位インバー
タ装置を多重化した多重化電流形インバータ装置
の構成例を第２図及び第３図に示す。
電流形インバータ装置の多重化は装置容量の増
大、出力電動波形に含まれる高調波の低減、電動
機トリクリツプルの低減、転流コンデンサＣの削
減、転流時に発生する転流サージ電圧の低減等、
種々の目的をもつて行なわれる。
大、出力電動波形に含まれる高調波の低減、電動
機トリクリツプルの低減、転流コンデンサＣの削
減、転流時に発生する転流サージ電圧の低減等、
種々の目的をもつて行なわれる。
この多重化は出力電流の合成方法により２つの
種類に分けることができる。ひとつは出力電流を
トランスを介して合成する方法でこの代表例を第
２図に示す。
種類に分けることができる。ひとつは出力電流を
トランスを介して合成する方法でこの代表例を第
２図に示す。
第２図は前記単位インバータ装置を２台並列運
転する２重化電流形インバータの例で、１Ａ，１
Ｂは交流電力を直流電力に変換する順変換器、２
Ａ，２Ｂは直流電流を平滑化する直流リアクト
ル、３Ａ，３Ｂは直流電力を交流電力に変換する
逆変換器である。
転する２重化電流形インバータの例で、１Ａ，１
Ｂは交流電力を直流電力に変換する順変換器、２
Ａ，２Ｂは直流電流を平滑化する直流リアクト
ル、３Ａ，３Ｂは直流電力を交流電力に変換する
逆変換器である。
本図においてインバータ出力トランス５が２つ
の電流形インバータ装置を電気的に絶縁すると同
時に出力電流を合成する。この場合２台の出力ト
ランス５は相互の位相を意図的にずらすことによ
り出力電流波形を改善できることが知られてい
る。（２重化の場合には位相差30゜とすることが一
般的である。） 多重化のもう一つの方法は出力電流をトランス
を介さず直接合成する方法で、この代表例を第３
図に示す。本図において逆変換器３Ａ及び３Ｂは
相互に一定の位相差をもつて運転する。この場合
２つの電流形インバータ装置を電気的に絶縁する
ために入力トランス６を使用する。第３図に示し
た回路の動作例を第４図の電流波形図に示す。第
４図においてiAは逆変換器３Ａの出力電流波形、
iBは逆変換器３Ｂの出力電流波形、ｉは前記iA，
iBを合成した交流電動機４の入力電流波形であ
る。iAおよびiBが相互に30゜の位相差を有するよう
に逆変換器３Ａおよび３Ｂを制御することによ
り、合成電流ｉは30゜ステツプの第４図に示すよ
うな電流波形となる。
の電流形インバータ装置を電気的に絶縁すると同
時に出力電流を合成する。この場合２台の出力ト
ランス５は相互の位相を意図的にずらすことによ
り出力電流波形を改善できることが知られてい
る。（２重化の場合には位相差30゜とすることが一
般的である。） 多重化のもう一つの方法は出力電流をトランス
を介さず直接合成する方法で、この代表例を第３
図に示す。本図において逆変換器３Ａ及び３Ｂは
相互に一定の位相差をもつて運転する。この場合
２つの電流形インバータ装置を電気的に絶縁する
ために入力トランス６を使用する。第３図に示し
た回路の動作例を第４図の電流波形図に示す。第
４図においてiAは逆変換器３Ａの出力電流波形、
iBは逆変換器３Ｂの出力電流波形、ｉは前記iA，
iBを合成した交流電動機４の入力電流波形であ
る。iAおよびiBが相互に30゜の位相差を有するよう
に逆変換器３Ａおよび３Ｂを制御することによ
り、合成電流ｉは30゜ステツプの第４図に示すよ
うな電流波形となる。
ところで電流形インバータの出力電流波形に含
まれる低次高調波の低減策としては多重化の他に
電流パルス幅変調（以下PWMと略す）がある。
電流形インバータにおいてPWM制御を行なうに
は前記逆変換器３を構成するスイツチング素子
Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚそれぞれの通電期間
（120゜）を適当な間隔に分割させればよい。出力
電流をPWM制御した波形の一例を第５図に示
す。第５図の如く、電流i1の通電時間をPWMに
より漸増、漸減させればその平均値に波線の如く
なることがわかる。（以後図の簡略化のために電
流波形は平均値で示すことにする。） 前述した如く、多重化は装置容量が大きな場
合、容量の増大方法として適しており出力電流波
形の改善にも役立つている。しかし、小容量の電
流形インバータに出力電流波形の改善を目的とし
て適用するには装置コストの上昇になり、得策で
はない。さらに多重化には限度があり（一般に４
重化程度までが使用されている）極端な低周波出
力を得ようとしても限界がある。他方PWMは制
御回路が若干複雑になるものの装置コストを大幅
に上げることなく極端な低周波出力を得ることが
できる長所がある反面、装置容量の大きなものに
そのまま適用することはむずかしい（もともと装
置容量の増大技術ではない。）以上の如き長短が
あるため、大容量で低周波出力を要求される様な
用途に対しては、多重化電流形インバータに
PWM制御を行う必要が生じる。
まれる低次高調波の低減策としては多重化の他に
電流パルス幅変調（以下PWMと略す）がある。
電流形インバータにおいてPWM制御を行なうに
は前記逆変換器３を構成するスイツチング素子
Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚそれぞれの通電期間
（120゜）を適当な間隔に分割させればよい。出力
電流をPWM制御した波形の一例を第５図に示
す。第５図の如く、電流i1の通電時間をPWMに
より漸増、漸減させればその平均値に波線の如く
なることがわかる。（以後図の簡略化のために電
流波形は平均値で示すことにする。） 前述した如く、多重化は装置容量が大きな場
合、容量の増大方法として適しており出力電流波
形の改善にも役立つている。しかし、小容量の電
流形インバータに出力電流波形の改善を目的とし
て適用するには装置コストの上昇になり、得策で
はない。さらに多重化には限度があり（一般に４
重化程度までが使用されている）極端な低周波出
力を得ようとしても限界がある。他方PWMは制
御回路が若干複雑になるものの装置コストを大幅
に上げることなく極端な低周波出力を得ることが
できる長所がある反面、装置容量の大きなものに
そのまま適用することはむずかしい（もともと装
置容量の増大技術ではない。）以上の如き長短が
あるため、大容量で低周波出力を要求される様な
用途に対しては、多重化電流形インバータに
PWM制御を行う必要が生じる。
多重化電流形インバータをPWM制御する方法
として最も容易な方法は、各単位インバータに対
しそのままPWM制御を適用する方法である。２
重化を例に出力電流波形を第６図に示す。第６図
においてiAは逆変換器３Ａの出力電流波形、iBは
逆変換器３Ｂの出力電流波形、ｉは前記iA，iBを
合成した交流電動機４の入力電流波形である。第
６図に示した如く、iA及びiBは30゜の位相差を有す
る。このため逆変換器３Ａと３Ｂの運転力率が異
なることになり、常に一方の逆変換器が他方より
処理すべき無効電力が大となる。従がつて同一逆
変換器でありながら、転流コンデンサＣの充電々
圧が異なる、スイツチング素子に加わる電圧が異
なる等種々の問題が生ずる。また、すべての単位
インバータに対し、PWM制御を行う必要があり
制御回路が複雑化する。PWM制御のために転流
回路を特殊にした場合、すべてに対して同様の処
理を行なうため高価になる等の問題もある。
として最も容易な方法は、各単位インバータに対
しそのままPWM制御を適用する方法である。２
重化を例に出力電流波形を第６図に示す。第６図
においてiAは逆変換器３Ａの出力電流波形、iBは
逆変換器３Ｂの出力電流波形、ｉは前記iA，iBを
合成した交流電動機４の入力電流波形である。第
６図に示した如く、iA及びiBは30゜の位相差を有す
る。このため逆変換器３Ａと３Ｂの運転力率が異
なることになり、常に一方の逆変換器が他方より
処理すべき無効電力が大となる。従がつて同一逆
変換器でありながら、転流コンデンサＣの充電々
圧が異なる、スイツチング素子に加わる電圧が異
なる等種々の問題が生ずる。また、すべての単位
インバータに対し、PWM制御を行う必要があり
制御回路が複雑化する。PWM制御のために転流
回路を特殊にした場合、すべてに対して同様の処
理を行なうため高価になる等の問題もある。
本発明は、この様な点に鑑みて行なつたもの
で、多重化電流形インバータを構成する単位イン
バータのうち少なくとも１台をPWM制御し、少
なくとも１台の他の単位インバータを120゜通電と
することにより、各単位インバータの出力電流位
相を合わせることの可能な、あるいは出力電流位
相差を小さくすることが可能な多重化電流形イン
バータを提供することを目的とする。
で、多重化電流形インバータを構成する単位イン
バータのうち少なくとも１台をPWM制御し、少
なくとも１台の他の単位インバータを120゜通電と
することにより、各単位インバータの出力電流位
相を合わせることの可能な、あるいは出力電流位
相差を小さくすることが可能な多重化電流形イン
バータを提供することを目的とする。
本発明の実施例を２重化を例にとり第７図にそ
の電流波形を示す。
の電流波形を示す。
第３図の逆変換器３ＡをPWM制御し、逆変換
器３Ｂを120゜通電とした場合、逆変換器３Ａの出
力電流iAを図の如く逆変換器３Ｂの出力電流iBの
転流と位相を合わせてパルス幅変調すれば、合成
電流ｉは第６図と同一波形となる。しかもiA，iB
及びｉは同一位相のため、、各単位インバータの
運転力率も同一となる。またPWM制御回路は逆
変換器３Ａに対してのみ設ければよく、装置価格
信頼性上の利点もある。さらに電流パルス幅変調
周波数を上げるために転流コンデンサＣの容量を
低減し、スイツチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，
Ｚの耐圧を上げるといつた必要が生じた場合を考
えても、その対策は逆変換器３Ａに対してのみ実
施すればよい。
器３Ｂを120゜通電とした場合、逆変換器３Ａの出
力電流iAを図の如く逆変換器３Ｂの出力電流iBの
転流と位相を合わせてパルス幅変調すれば、合成
電流ｉは第６図と同一波形となる。しかもiA，iB
及びｉは同一位相のため、、各単位インバータの
運転力率も同一となる。またPWM制御回路は逆
変換器３Ａに対してのみ設ければよく、装置価格
信頼性上の利点もある。さらに電流パルス幅変調
周波数を上げるために転流コンデンサＣの容量を
低減し、スイツチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，
Ｚの耐圧を上げるといつた必要が生じた場合を考
えても、その対策は逆変換器３Ａに対してのみ実
施すればよい。
第８図は本発明の他の実施例で、３重化電流形
インバータに対する適用を示したものである。３
台の逆変換器３Ａ，３Ｂ，３Ｃのうち３Ａのみを
PWM制御し、残りの２台の逆変換器３Ｂ，３Ｃ
は120゜通電とした場合、逆変換器３Ａの出力電流
iAを図の如く逆変換器３Ｂ，３Ｃの転流と位相を
合わせてパルス幅変調すれば、図の様な合成電流
ｉが得られる。この場合、合成電流ｉとiB，iCと
の間には位相差が±15゜生じるが、３台の逆変換
器３Ａ，３Ｂ，３ＣすべてをPWM制御した時に
60゜の位相差が出ることを考えれば本発明の効果
は明瞭である。
インバータに対する適用を示したものである。３
台の逆変換器３Ａ，３Ｂ，３Ｃのうち３Ａのみを
PWM制御し、残りの２台の逆変換器３Ｂ，３Ｃ
は120゜通電とした場合、逆変換器３Ａの出力電流
iAを図の如く逆変換器３Ｂ，３Ｃの転流と位相を
合わせてパルス幅変調すれば、図の様な合成電流
ｉが得られる。この場合、合成電流ｉとiB，iCと
の間には位相差が±15゜生じるが、３台の逆変換
器３Ａ，３Ｂ，３ＣすべてをPWM制御した時に
60゜の位相差が出ることを考えれば本発明の効果
は明瞭である。
なお説明は、２重化、３重化の場合を例にとつ
たが本発明はこれに限定されるものではない。
たが本発明はこれに限定されるものではない。
以上説明した様に本発明によれば、多重化電流
形インバータをPWM制御する際に、各インバー
タの運転力率の差が無いか、あるいは差が少なく
なる様に構成することが可能となり、出力容量の
増大、運転効率の向上、等の効果がある、また制
御の簡易化、装置価格の低減等を図ることの可能
な多重化電流形インバータ装置の制御方法を提供
することができる。
形インバータをPWM制御する際に、各インバー
タの運転力率の差が無いか、あるいは差が少なく
なる様に構成することが可能となり、出力容量の
増大、運転効率の向上、等の効果がある、また制
御の簡易化、装置価格の低減等を図ることの可能
な多重化電流形インバータ装置の制御方法を提供
することができる。
第１図は単位電流形インバータ装置の代表例を
示す主回路構成図、第２図、第３図はそれぞれ異
なる２重化電流形インバータ装置の主回路構成
図、第４図は２重化電流形インバータ装置に対す
る従来の電流波形図、第５図はPWM制御を説明
するための電流波形図、第６図は２重化電流形イ
ンバータ装置をPWM制御した従来の電流波形
図、第７図は本発明による２重化電流形インバー
タ装置をPWM制御した電流波形図、第８図は本
発明の他の実施例で３重化電流形インバータ装置
をPWM制御した電流波形図である。 １，１Ａ，１Ｂ……順変換器、２，２Ａ，２Ｂ
……直流リアクトル、３，３Ａ，３Ｂ……逆変換
器、４……交流電動機、５，６……トランス、
Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ……スイツチング素子、
Ｃ……転流コンデンサ、iA……逆変換器３Ａの出
力電流、iB……逆変換器３Ｂの出力電流、ｉ……
合成出力電流、i1……PWM制御による実際の電
流。
示す主回路構成図、第２図、第３図はそれぞれ異
なる２重化電流形インバータ装置の主回路構成
図、第４図は２重化電流形インバータ装置に対す
る従来の電流波形図、第５図はPWM制御を説明
するための電流波形図、第６図は２重化電流形イ
ンバータ装置をPWM制御した従来の電流波形
図、第７図は本発明による２重化電流形インバー
タ装置をPWM制御した電流波形図、第８図は本
発明の他の実施例で３重化電流形インバータ装置
をPWM制御した電流波形図である。 １，１Ａ，１Ｂ……順変換器、２，２Ａ，２Ｂ
……直流リアクトル、３，３Ａ，３Ｂ……逆変換
器、４……交流電動機、５，６……トランス、
Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ……スイツチング素子、
Ｃ……転流コンデンサ、iA……逆変換器３Ａの出
力電流、iB……逆変換器３Ｂの出力電流、ｉ……
合成出力電流、i1……PWM制御による実際の電
流。
Claims (1)
- １ ３相交流電源を入力とし、交流電力を直流電
力に変換する第１の電力変換装置と、この第１の
電力変換装置の直流出力側に直流リアクトルを介
して前記直流電力を３相交流電力に変換する第２
の電力変換装置とを備えた電流形インバータ装置
を、少くとも２台以上接続し、夫々の出力電流の
和を負荷に供給する様に構成した多重化電流形イ
ンバータ装置の制御方法に於て、少なくとも１台
の前記第２の電力変換装置に流れる電流をパルス
幅変調制御し、かつ少なくとも１台の他の前記第
２の電力変換装置に流れる電流を120゜通電制御す
ることを特徴とする多重化電流形インバータ装置
の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56096467A JPS57211980A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Controlling method for multiplexed current type inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56096467A JPS57211980A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Controlling method for multiplexed current type inverter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57211980A JPS57211980A (en) | 1982-12-25 |
| JPS6361874B2 true JPS6361874B2 (ja) | 1988-11-30 |
Family
ID=14165832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56096467A Granted JPS57211980A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Controlling method for multiplexed current type inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57211980A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7324360B2 (en) * | 2005-10-17 | 2008-01-29 | General Electric Company | Power converter methods and apparatus for variable speed high power machines |
-
1981
- 1981-06-24 JP JP56096467A patent/JPS57211980A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57211980A (en) | 1982-12-25 |
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