JPS6361536A - Fsk信号復調回路 - Google Patents
Fsk信号復調回路Info
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- JPS6361536A JPS6361536A JP61203655A JP20365586A JPS6361536A JP S6361536 A JPS6361536 A JP S6361536A JP 61203655 A JP61203655 A JP 61203655A JP 20365586 A JP20365586 A JP 20365586A JP S6361536 A JPS6361536 A JP S6361536A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
-
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1566—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using synchronous sampling
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータ信号をFSK変調して伝送する伝送シス
テムにおいて、FSK信号からデータ信号を復調する復
調回路に係シ、特にディジタル集積回路化に好適な−F
SK信号復調回路に関する。
テムにおいて、FSK信号からデータ信号を復調する復
調回路に係シ、特にディジタル集積回路化に好適な−F
SK信号復調回路に関する。
FSK信号復調回路をディジタル集積化するものとして
特開昭54−87645号に記載のFSK信号復調装置
がある。その主要部分を第2図K、各部の波形を第3図
に示す。第3図の波形3aに示すようなデータ信号にF
SKK調をかけた信号を帯域フィルタ1およびスライサ
2により波形2aのようなパルス列に変換する。これを
パルス幅調整回路21によシ波形2bのようにパルス幅
一定のパルス列に変換する。これをカウンタ22のリセ
ットパルスとする。カウンタ22のクロックとして発振
器23から波形2bよシも充分高速の波形2Cのような
パルス列を入力する。第3図の3bはカウンタ22の動
作を示すものであシ、カウント数を友て軸としてカウン
ト数の変化を表わした図であるウカウンタ出力を識別回
路24によp3bの一点鎖線で示すカウント数で′″1
′、′0#に識別した結果は波形2dのようになる。こ
れを雑音の影響を除くために低域フィルタ25により波
形2eの信号とする。これを波形整形回路26によりパ
ルスとし、タイミング抽出回路28によりデータ信号ク
ロック2gを抽出、再生回路27で波形2fのようなデ
ータ信号を得る。
特開昭54−87645号に記載のFSK信号復調装置
がある。その主要部分を第2図K、各部の波形を第3図
に示す。第3図の波形3aに示すようなデータ信号にF
SKK調をかけた信号を帯域フィルタ1およびスライサ
2により波形2aのようなパルス列に変換する。これを
パルス幅調整回路21によシ波形2bのようにパルス幅
一定のパルス列に変換する。これをカウンタ22のリセ
ットパルスとする。カウンタ22のクロックとして発振
器23から波形2bよシも充分高速の波形2Cのような
パルス列を入力する。第3図の3bはカウンタ22の動
作を示すものであシ、カウント数を友て軸としてカウン
ト数の変化を表わした図であるウカウンタ出力を識別回
路24によp3bの一点鎖線で示すカウント数で′″1
′、′0#に識別した結果は波形2dのようになる。こ
れを雑音の影響を除くために低域フィルタ25により波
形2eの信号とする。これを波形整形回路26によりパ
ルスとし、タイミング抽出回路28によりデータ信号ク
ロック2gを抽出、再生回路27で波形2fのようなデ
ータ信号を得る。
〔発明が解決しようとする問題点〕
上記の復調回路の復調精度はFSK信号の搬送波周波数
と発振器23からのカウンタクロック(第3図の波形2
c)の周波数の比で定まる。カウンタクロック周波数が
FSK搬送波周波数に比べ高いほど第3図の3bK示す
ように識別カウント数に対する余裕が大となり、雑音に
対する余裕が大きく復調精度の高い復調が可能となる。
と発振器23からのカウンタクロック(第3図の波形2
c)の周波数の比で定まる。カウンタクロック周波数が
FSK搬送波周波数に比べ高いほど第3図の3bK示す
ように識別カウント数に対する余裕が大となり、雑音に
対する余裕が大きく復調精度の高い復調が可能となる。
しかし、使用する半導体デバイス、回路技術を考慮する
と、カウンタクロック周波数を無制限に高くすることは
できない。カウンタクロック周波数を10MHz程度と
すると搬送波周波数は100KHz程度が上限であり、
伝送データ信号速度は数kb/S程度となる。これ以上
高速のデータ信号を上記のような復調回路を用いる伝送
システムで伝送するのは非実用的である。
と、カウンタクロック周波数を無制限に高くすることは
できない。カウンタクロック周波数を10MHz程度と
すると搬送波周波数は100KHz程度が上限であり、
伝送データ信号速度は数kb/S程度となる。これ以上
高速のデータ信号を上記のような復調回路を用いる伝送
システムで伝送するのは非実用的である。
さらに、従来例では低域フィルタを用いた平均化を必要
とし、復調回路全体を論理回路のみで構成することはで
きないという欠点がある。
とし、復調回路全体を論理回路のみで構成することはで
きないという欠点がある。
本発明の目的は、搬送波周波数と同程度の周波数の信号
処理でデータ信号を復調可能であり、さらに論理回路の
みで構成できるようなFSX信号復調回路を提供しよう
とするものである。
処理でデータ信号を復調可能であり、さらに論理回路の
みで構成できるようなFSX信号復調回路を提供しよう
とするものである。
上記目的を達成するために本発明では第1図に示すよう
な構成をとる。
な構成をとる。
帯域フィルタ1、スライサ2によシパルス化したFSK
信号をその一方の周波数にほぼ等しいようなりロック3
を用いてサンプリング回路4でサンプリングする。これ
により実質的にFSK信号をデータ信号と同程度の周波
数に周波数変換する。
信号をその一方の周波数にほぼ等しいようなりロック3
を用いてサンプリング回路4でサンプリングする。これ
により実質的にFSK信号をデータ信号と同程度の周波
数に周波数変換する。
この信号は低速であるので搬送波周波数程度の速度の信
号処理で復調が可能となる。
号処理で復調が可能となる。
また、周波数変換をしたFSK信号を6の周波数識別回
路でディジタルカウント方式によシ2値に識別する。そ
の際必要となるデータ信号クロックタイミングはFSK
信号からデータクロック抽出回路5によシ抽出する。
路でディジタルカウント方式によシ2値に識別する。そ
の際必要となるデータ信号クロックタイミングはFSK
信号からデータクロック抽出回路5によシ抽出する。
Dフリップフロップによる周波数変換回路を第4図Aに
、また各部の波形を同図Bに示す。帯域フィルタおよび
スライサにより整形されたF’SK信号(波形2a)を
フリップフロップ41のD入力に接続し、FSK信号の
スペース信号に割シ当てた周波数とほぼ等しいサンプリ
ングクロック(4a)をCk大入力するとフリップフロ
ップ41の出力は波形4bのようになる。すなわち波形
3aに対応してそのlタイムスコツト中にレベルが変化
しないもの(DC成分)と変化するもの(AC成分)と
に分かれる。AC成分は1タイムスロツトに2回レベル
が反転するからその周波数はデータ信号速度に等しい。
、また各部の波形を同図Bに示す。帯域フィルタおよび
スライサにより整形されたF’SK信号(波形2a)を
フリップフロップ41のD入力に接続し、FSK信号の
スペース信号に割シ当てた周波数とほぼ等しいサンプリ
ングクロック(4a)をCk大入力するとフリップフロ
ップ41の出力は波形4bのようになる。すなわち波形
3aに対応してそのlタイムスコツト中にレベルが変化
しないもの(DC成分)と変化するもの(AC成分)と
に分かれる。AC成分は1タイムスロツトに2回レベル
が反転するからその周波数はデータ信号速度に等しい。
以上のようにしてFSK信号はDC成分とAC成分へ周
波数変換される。
波数変換される。
第4図の波形4bに示すようなレベル反転の生じる位置
は発振器3とFSK信号の位相差により異なる。これを
第5図に示す。φはPSKスペース信号周波数とサンプ
リングクロックとの位相差を表わす。図から明らかなよ
うにVペル反転信号はφの位相によらずマーク信号区間
で生じる。すなわちデータ信号のタイムスロット中にレ
ベル反転が生じたか否かKよシそのタイムスロットがマ
ークであるかスペースであるかを識別することができる
。この識別に当ってはDC成分とAC成分の識別をすれ
ば良いから、フリップフロップ41の出力が1H”レベ
ルの時にのみ計数動作をするようなカウンタでデータ信
号よシ高遠の識別用クロックをカウントし、カウント数
がOまたはn(nはデータ信号のタイムスロット中に発
生する前記識別用クロックパルス数)であればスペース
、n / 2であればマークと識別できる。すなわちΣ
の識別余裕が得られる。この場合nを10以上と大きく
しても識別用クロックは搬送波周波数と同程度の周波数
であり、従来例のように高速のクロックは必要ない。さ
らに周波数変換用発振器3のクロックを利用することも
できる。
は発振器3とFSK信号の位相差により異なる。これを
第5図に示す。φはPSKスペース信号周波数とサンプ
リングクロックとの位相差を表わす。図から明らかなよ
うにVペル反転信号はφの位相によらずマーク信号区間
で生じる。すなわちデータ信号のタイムスロット中にレ
ベル反転が生じたか否かKよシそのタイムスロットがマ
ークであるかスペースであるかを識別することができる
。この識別に当ってはDC成分とAC成分の識別をすれ
ば良いから、フリップフロップ41の出力が1H”レベ
ルの時にのみ計数動作をするようなカウンタでデータ信
号よシ高遠の識別用クロックをカウントし、カウント数
がOまたはn(nはデータ信号のタイムスロット中に発
生する前記識別用クロックパルス数)であればスペース
、n / 2であればマークと識別できる。すなわちΣ
の識別余裕が得られる。この場合nを10以上と大きく
しても識別用クロックは搬送波周波数と同程度の周波数
であり、従来例のように高速のクロックは必要ない。さ
らに周波数変換用発振器3のクロックを利用することも
できる。
データ信号に対応するタイムスロットを検出し、識別用
カウンタをリセットするタイミングを抽出するには次の
ようにする。第5図をみればわかるようにレベル反転信
号はこのタイムスロットからはみ出すことはない。即ち
このレベル反転信号がはみ出すことのないようにタイム
スロット位置を調整することによシ正確なカウンタリセ
ットタイミング(データ信号クロック)を抽出すること
ができる。
カウンタをリセットするタイミングを抽出するには次の
ようにする。第5図をみればわかるようにレベル反転信
号はこのタイムスロットからはみ出すことはない。即ち
このレベル反転信号がはみ出すことのないようにタイム
スロット位置を調整することによシ正確なカウンタリセ
ットタイミング(データ信号クロック)を抽出すること
ができる。
上記の復調方法ではφ=0.π、2πの場合にスペース
区間でレベル反転信号が出力される可能性がある。こ′
nはDフリップフロップへのFSK入力に雑音に起因す
るジッタが生じている場合である。その場合%識別カウ
ンタの識別余裕を越える誤りが生じる可能性がある。こ
れを防ぐkめには万位相離れたクロックを用いて2相で
識別を行なえば良い。一方がφ=0.π、2πの時、他
方π 3 は百、Σπであり正確な識別ができる。しかも上記誤シ
はスペース区間でのみ生じるから、2相の識別結果の論
理積をとるのみで正確な復調ができる。
区間でレベル反転信号が出力される可能性がある。こ′
nはDフリップフロップへのFSK入力に雑音に起因す
るジッタが生じている場合である。その場合%識別カウ
ンタの識別余裕を越える誤りが生じる可能性がある。こ
れを防ぐkめには万位相離れたクロックを用いて2相で
識別を行なえば良い。一方がφ=0.π、2πの時、他
方π 3 は百、Σπであり正確な識別ができる。しかも上記誤シ
はスペース区間でのみ生じるから、2相の識別結果の論
理積をとるのみで正確な復調ができる。
また前記方法によシ抽出したデータ信号クロックではジ
ッタが大きい場合には次のようにすることによりジッタ
を低減できる。位相連続FSKではデータ信号クロック
のタイミングすなわち周波数切替タイミングではキーイ
ングされる2つの周波数の位相は一致している。従って
この一致点を上記方法で検出した後データ信号タイミン
グクロックを前記一致点へPLLでロックすることKよ
り、周波数ずれによシマーク区間のレベル反転信号の位
相が変動した場合であってもジッタはPLLの特性で定
まる値に低減することができる。
ッタが大きい場合には次のようにすることによりジッタ
を低減できる。位相連続FSKではデータ信号クロック
のタイミングすなわち周波数切替タイミングではキーイ
ングされる2つの周波数の位相は一致している。従って
この一致点を上記方法で検出した後データ信号タイミン
グクロックを前記一致点へPLLでロックすることKよ
り、周波数ずれによシマーク区間のレベル反転信号の位
相が変動した場合であってもジッタはPLLの特性で定
まる値に低減することができる。
以下、本発明の実施例を第1図、第6図により説明する
。第7図は第6図中台部の波形である。
。第7図は第6図中台部の波形である。
ここではデータクロック周波数をfOsデータ信号ノ「
マーク」を17fo(f、+Δf)、データ信号の「ス
ペース」を16fo(f、−Δf)とした例について述
べる。第7図の波形7aがデータクロック、波形7bが
伝送データ信号を示す。
マーク」を17fo(f、+Δf)、データ信号の「ス
ペース」を16fo(f、−Δf)とした例について述
べる。第7図の波形7aがデータクロック、波形7bが
伝送データ信号を示す。
受信したFSK信号を帯域フィルタ1、スライサによシ
波形7Cのように整形する。一方受信側発振器3からは
「スペース」信号に対応する周波数のほぼ2倍にあたる
周波数zlbcz(f、−Δf)〕のクロックを出力す
る。この信号を分岐し、一つは百分周器62により周波
数f1のサンプリングクロック7dに、一つはインバー
タ61により逆位相に変換した後1/2分周することに
よp7dのサンプリングクロックに対しπ/2位相ずれ
たサンプリングクロックに、一つは位相比較器68、同
期保護回路69、可変分周器60からなるDPLLに入
力する。前2者を7リツプフロツプ63.63’のクロ
ック入力とし、FSK信号をD入力とするとその出力は
それぞれ波形7e。
波形7Cのように整形する。一方受信側発振器3からは
「スペース」信号に対応する周波数のほぼ2倍にあたる
周波数zlbcz(f、−Δf)〕のクロックを出力す
る。この信号を分岐し、一つは百分周器62により周波
数f1のサンプリングクロック7dに、一つはインバー
タ61により逆位相に変換した後1/2分周することに
よp7dのサンプリングクロックに対しπ/2位相ずれ
たサンプリングクロックに、一つは位相比較器68、同
期保護回路69、可変分周器60からなるDPLLに入
力する。前2者を7リツプフロツプ63.63’のクロ
ック入力とし、FSK信号をD入力とするとその出力は
それぞれ波形7e。
7fのように18に信号7Cを周波数変換した波形とな
る。この出力が″Hルベルの時にのみ16進カウンタ6
4,64’が前記2相のサンプリングクロックを計数す
るものとすると、16進カウンタ64,64’のカウン
ト数は模式的に7g、7hのようになる。ここでカウン
ト数が4〜12の時に「マーク」、0〜4あるいは12
〜16の時に「スペース」と識別するような識別回路6
5.65’を用いるとそれぞれ71,7jのように識別
される。ただし波形7fはクロック位相とFSK位相差
が0またはπ程度であるため「スペース」区間で誤った
周波数変換を行っている。このため識別結果7jは送信
データ7bとは異なったものとなっている。しかし、論
理積回路66によシ誤りのないデータ信号7kが得られ
る。
る。この出力が″Hルベルの時にのみ16進カウンタ6
4,64’が前記2相のサンプリングクロックを計数す
るものとすると、16進カウンタ64,64’のカウン
ト数は模式的に7g、7hのようになる。ここでカウン
ト数が4〜12の時に「マーク」、0〜4あるいは12
〜16の時に「スペース」と識別するような識別回路6
5.65’を用いるとそれぞれ71,7jのように識別
される。ただし波形7fはクロック位相とFSK位相差
が0またはπ程度であるため「スペース」区間で誤った
周波数変換を行っている。このため識別結果7jは送信
データ7bとは異なったものとなっている。しかし、論
理積回路66によシ誤りのないデータ信号7kが得られ
る。
一方、データクコツクは以下のようにして再生する。第
5図に示したようにサンプリングクロックの周波数f、
がFSK信号の一方の周波数f。
5図に示したようにサンプリングクロックの周波数f、
がFSK信号の一方の周波数f。
−Δfとわずかにずれていると7リツプ70ツブ64.
64’の出力はそのずれに応じて変化する。
64’の出力はそのずれに応じて変化する。
例えばfbがf。−Δfよシもわずかに大であるならば
、第5図において下から上へ向って波形が変化する。φ
がπの付近では「スペース」区間に対応する信号が6L
#レベルから1H”レベルへ変化する。この時「マーク
」K対応する信号の立下りはFSK信号の周波数切換タ
イミングに一致する。上記のように位相検出回路67は
動作し、DPLL中の同期保護回路69を制御する。
、第5図において下から上へ向って波形が変化する。φ
がπの付近では「スペース」区間に対応する信号が6L
#レベルから1H”レベルへ変化する。この時「マーク
」K対応する信号の立下りはFSK信号の周波数切換タ
イミングに一致する。上記のように位相検出回路67は
動作し、DPLL中の同期保護回路69を制御する。
次に位相検出回路の回路例を第8図に、その波形を第9
図に示す。第6図のカウンタ64の出力が0であること
を検出してパルス9dを出力するn = Q検出回路8
1により、f、の周期で少なくとも16回連続してフリ
ップ70ツブ63の出力が″′L#レベルであることを
検出する。この状態を検出した時点で7リツプ70ツブ
84をセットする。フリップ70ツブ84がセットされ
た後にロ=16検出回路82によりfbの周期で少なく
とも16回連続してフリップ70ツブ63の出力が“H
”レベルとなることを検出しフリップ70ツブ85をセ
ットする。これKよシゲート回路87が動作し7リツプ
フロツプ63の出力がフリップ7aツブ89に入力され
、63の出力の立下勺で89がセットされる。このフリ
ップフロップ89の出力によシ第6図の同期保護回路6
9全通して可変分周回路60をリセットする。これによ
り可変分周回路60の出力パルスは波形9aのように当
初位相ズレを起こしていたものが修正さ1正しい位相で
データクロックを出力する。以上のようにして一度検出
された位相は、FsK信号と可変分周回路60の出力パ
ルス9aとを位相比較器68で比較し可変分周回路6o
を制御することにより位相ロックされる。
図に示す。第6図のカウンタ64の出力が0であること
を検出してパルス9dを出力するn = Q検出回路8
1により、f、の周期で少なくとも16回連続してフリ
ップ70ツブ63の出力が″′L#レベルであることを
検出する。この状態を検出した時点で7リツプ70ツブ
84をセットする。フリップ70ツブ84がセットされ
た後にロ=16検出回路82によりfbの周期で少なく
とも16回連続してフリップ70ツブ63の出力が“H
”レベルとなることを検出しフリップ70ツブ85をセ
ットする。これKよシゲート回路87が動作し7リツプ
フロツプ63の出力がフリップ7aツブ89に入力され
、63の出力の立下勺で89がセットされる。このフリ
ップフロップ89の出力によシ第6図の同期保護回路6
9全通して可変分周回路60をリセットする。これによ
り可変分周回路60の出力パルスは波形9aのように当
初位相ズレを起こしていたものが修正さ1正しい位相で
データクロックを出力する。以上のようにして一度検出
された位相は、FsK信号と可変分周回路60の出力パ
ルス9aとを位相比較器68で比較し可変分周回路6o
を制御することにより位相ロックされる。
上記実施例ではデータ信号の16倍および17倍の周波
数を切り換える場合について述べた。しかし本発明の方
法は他の周波数を用いた場合にももちろん適用できる。
数を切り換える場合について述べた。しかし本発明の方
法は他の周波数を用いた場合にももちろん適用できる。
上記実施例ではサンプリングクロック周波数fbが高い
方にずれている場合について示した。
方にずれている場合について示した。
しかし、サンプリングクロック周波数が低い方にずれて
いる場合であっても適用できる。その場合はn=0から
n=16の変化の後の立上シを利用すれば良い。またn
=16からn = Qへの変化も利用することができる
。
いる場合であっても適用できる。その場合はn=0から
n=16の変化の後の立上シを利用すれば良い。またn
=16からn = Qへの変化も利用することができる
。
さらに周波数かどちにかずれているかはフリップフロッ
プ63の出力の変化を監視すれば判別可能であるのでこ
れを用いて位相検出を切換えることにより任意のサンプ
リングクロックを用いルコとができる。
プ63の出力の変化を監視すれば判別可能であるのでこ
れを用いて位相検出を切換えることにより任意のサンプ
リングクロックを用いルコとができる。
上記実施例では芽だけ位相のずれた2相のサンプリング
クロックを2 f bの周波数の発振器を用いて作成し
た。これをfbの周波数の発振器を用い固定の遅延回路
を用いて作成することも可能である。これは2つのサン
プリングクロックの位相差が正確にπ/2である必要は
ないからである。
クロックを2 f bの周波数の発振器を用いて作成し
た。これをfbの周波数の発振器を用い固定の遅延回路
を用いて作成することも可能である。これは2つのサン
プリングクロックの位相差が正確にπ/2である必要は
ないからである。
上記実施例では「マーク」、「スペース」ノ識別範囲を
それぞれ4〜12.o〜4/12〜16とした。この範
囲を多少変化したとしても復旧動作に対する影響は小さ
い。これを回路構成上の簡易化のために変更することも
可能である。
それぞれ4〜12.o〜4/12〜16とした。この範
囲を多少変化したとしても復旧動作に対する影響は小さ
い。これを回路構成上の簡易化のために変更することも
可能である。
本発明によれば、従来のようにFSK信号搬送波と比し
10倍以上も高い周波数のクロックを必要とせず、FS
K信号搬送波と同程度の周波数のクロックを用いるだけ
で復調可能である。
10倍以上も高い周波数のクロックを必要とせず、FS
K信号搬送波と同程度の周波数のクロックを用いるだけ
で復調可能である。
また、全て論理回路により構成でき無調整で動作するの
でゲートアレー等によるディジタル集積回路化が可能と
なる。このため部品数の低減、調整ケ所の消失により大
幅な低コスト化が可能となる。
でゲートアレー等によるディジタル集積回路化が可能と
なる。このため部品数の低減、調整ケ所の消失により大
幅な低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の構成例を示すブロック図、第2図は従
来のFSK復調器の構成を示すブロック図、第3図はそ
の波形図、第4図、第5図は本発明の詳細な説明図、第
6図は本発明の一実施例を示すブロック図、第7図はそ
の波形図、第8図は位相検出回路部の回路例を示すブロ
ック図、第9図はその波形図である。
来のFSK復調器の構成を示すブロック図、第3図はそ
の波形図、第4図、第5図は本発明の詳細な説明図、第
6図は本発明の一実施例を示すブロック図、第7図はそ
の波形図、第8図は位相検出回路部の回路例を示すブロ
ック図、第9図はその波形図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、周波数シフトキーイング(FSK)信号からディジ
タルデータを復調するFSK信号復調回路において、F
SK信号から前記ディジタルデータのタイミングクロッ
クを抽出する手段と、該FSK信号の一方の周波数にほ
ぼ等しいかあるいは前記周波数の整数倍にほぼ等しい周
波数のクロックにより該FSK信号をサンプリングする
手段とを有することを特徴とするFSK信号復調回路。 2、特許請求の範囲第1項記載のFSK信号復調回路に
おいて、前記サンプリング出力が所定のレベルの時にの
み計数動作を行ない、前記ディジタルデータのタイミン
グクロックで定まるタイミングで前もつて決められた基
準状態に復帰させられる計数器を有することを特徴とす
るFSK信号復調回路。 3、特許請求の範囲第1項記載のFSK信号復調回路に
おいて、該FSK信号をサンプリングするクロックとし
て同一周波数で位相の異なる少なくとも2つのクロック
を用いることを特徴とするFSK信号復調回路。 4、特許請求の範囲第3項記載のFSK信号復調回路に
おいて、前記複数のクロックのサンプリング出力を用い
て復調した該ディジタルデータの論理積をとる手段を有
することを特徴とするFSK信号復調回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61203655A JP2804755B2 (ja) | 1986-09-01 | 1986-09-01 | Fsk信号復調回路 |
EP87111678A EP0258697B1 (en) | 1986-09-01 | 1987-08-12 | FSK Signal demodulator |
DE3789793T DE3789793T2 (de) | 1986-09-01 | 1987-08-12 | FSK-Signal-Demodulator. |
US07/084,900 US4813058A (en) | 1986-09-01 | 1987-08-13 | FSK signal demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61203655A JP2804755B2 (ja) | 1986-09-01 | 1986-09-01 | Fsk信号復調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6361536A true JPS6361536A (ja) | 1988-03-17 |
JP2804755B2 JP2804755B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=16477650
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61203655A Expired - Lifetime JP2804755B2 (ja) | 1986-09-01 | 1986-09-01 | Fsk信号復調回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4813058A (ja) |
EP (1) | EP0258697B1 (ja) |
JP (1) | JP2804755B2 (ja) |
DE (1) | DE3789793T2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0350934A (ja) * | 1989-07-19 | 1991-03-05 | Kenwood Corp | Fsk復調器 |
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FR2822616B1 (fr) * | 2001-03-21 | 2003-08-01 | St Microelectronics Sa | Recepteur de signaux modules en frequence avec demodulateur numerique |
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-
1986
- 1986-09-01 JP JP61203655A patent/JP2804755B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-08-12 DE DE3789793T patent/DE3789793T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-08-12 EP EP87111678A patent/EP0258697B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-08-13 US US07/084,900 patent/US4813058A/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
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EP0258697A3 (en) | 1989-01-25 |
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US4813058A (en) | 1989-03-14 |
JP2804755B2 (ja) | 1998-09-30 |
EP0258697A2 (en) | 1988-03-09 |
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