JPS6359770A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、トランジスタチョッパ式直流電圧変換回路と
インバータとを備え、商用電源等の低周波交流電源、ま
たは直流電源より高周波（例えば２０〜５０ＫＨｚ＞電
力を発生する電源装置に関し、特に負荷として放電灯を
接続し放電灯点灯装置として使用するのに好適な電源装
置に関する。

［従来の技術］ 従来、この種の装置として、特開昭５９−１３００８９
号公報に開示されたものや特開昭５９−１３９８７５号
公報に開示されたものが知られている。

このような装置は、交流電力を非平滑整流した脈流出力
を昇圧形チョッパ回路により安定化すなわち平滑化して
インバータに供給するもので、入力力率が高い。平滑度
が高く、ランプ効率が高い。

サージ耐母も大きい等の長所を有する。しかし、特開昭
５９−１３００８９号公報の装置は、電源（スイッチン
グレギュレータ）用ＩＣ等を使った制御回路や、チョッ
パトランジスタ駆動回路、ＩＣ用の電源が必要となる等
、回路構成が複雑となり、コスト高になるという欠点が
あった。また、チョッパ回路のスイッチング周波数とイ
ンバータの発振周波数とが相互に独立しているため、こ
れらの周波数の差のビートが発生し、ランプやトランス
等から可聴ノイズが発生するという欠点があった。

特開昭５９−１３９８７５号には、チョッパトランジス
タをインバータの高周波出力により駆動するようにした
チョッパレギュレータ式放電灯点灯装置が開示されてい
る。この装置は、回路構成簡略、かつ安価であり、チョ
ッパトランジスタのスイッチング周波数をインバータの
動作周波数に周期させているため、ビートの発生が無い
という長所を有する。

第６図は、この特開昭５９−１３９８７５号に開示され
た点灯装置の回路構成を示す。同図の装置は、交流電源
１より入力された交流入力を整流回路３により脈流出力
に変換（直流化）し、この脈流出力を昇圧形チョッパ回
路（スイッチングレギュレータ）４により平坦化すなわ
ち平滑して出力し、これを５ＥＰＰスイツチングトラン
ジスタＱ１ａとＱｌｂとからなるシリーズインバータ５
により高周波電流に変換して、出力端子６に接続された
螢光ランプＦを点灯するものである。

チョッパ回路４は、整流回路３の正側出力端子とインバ
ータ５の正側入力端子との間に直列接続されたインダク
タＬＣＩ）とダイオードＤｃｐ、Ｈチョッパ回路４の出
力端子（インバータ５の入力端子）に並列に接続された
平滑用コンデンサＣｃｐ、およびインダクタＬＣｐとダ
イオードＤｃｐの接続点と整流回路３の負側出力端子と
の間に接続されたＭＯＳ形電界効果トランジスタＱｃｐ
等により構成されている。インバータ５の出力端子６と
整流回路３の負側出力端子（共通端子）との間に接続さ
れたコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１との直列回路、コレ
クタをコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１の接続点にエミッ
タを共通端子に接続されたトランジスタＱ４１、このチ
ョッパ回路４の正側出力端子（インバータ５の正側入力
端子）と共通端子との間に接続された抵抗Ｒ４２とコン
デンサＣ４２との直列回路、および抵抗Ｒ４２とコンデ
ンサＣ４２の接続点とトランジスタＱ４１のベースとの
間に接続されたツェナーダイオードＺＤ４１等は、トラ
ンジスタＱｃｐのゲート駆動回路を構成している。

次に、第７図の波形図を参照しながら、第６図の装置の
動作を説明する。

第６図の装置において交流電源１が投入されると、整流
回路３から整流（脈流）出力が発生する。

この脈流出力はチョッパ回路４のインダクタしｃｐおよ
びコンデンサＣｃｐからなるＬ形フィルタにより平滑さ
れて、チョッパ回路４の出力端にはほぼ交流電源電圧の
ピーク値の直流電圧が発生する。

これにより、インバータ５が動作を開始し、出力端子６
に高周波電圧ＶＣＥが発生する。トランジスタＱｃｐは
、この高周波電圧ＶｃεをコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４
１で分圧した電圧が抵抗Ｒ４３を介してゲートに印加さ
れ（■Ｇｓ）、トランジスタＱ１ｂのオフに周期してオ
ンする。一方、コンデンサＣ４２は、トランジスタＱ１
ｂのオン時はダイｆ−ド［）４１を介して放電（リセッ
ト）されているが、トランジスタＱ１ｂがオフすると抵
抗Ｒ４３を介してチョッパ回路４の出力電圧が印加され
充電される（Ｖｃ　）。そして、このコンデンサＣ４２
の端子電圧ＶｃがツェナーダイオードＺＤ４１のツェナ
ー電圧Ｖｚｏを越えると、トランジスタＱ４１がオンし
、トランジスタＱｃｐはゲート電圧Ｖｃｓが零になって
オフする。

これにより、トランジスタＱｃｐは、インバータの高周
波出力ＶＣＥの１周期ごとにこのチョッパ回路４の出力
電圧に応じた時間だけオンする。つまり、チョッパ回路
４の出力電圧が所定値より高いときはコンデンサＣ４２
の端子電圧Ｖｃが早く立ち上がるため、トランジスタＱ
ｃｐのオフタイミングが早くなり、トランジスタＱｃｐ
のオン時間が短くなってチョッパ回路４の出力電圧が低
下する。

一方、チョッパ回路４の出力電圧が所定値より低いとき
はコンデンサＣ４２の電圧Ｖｃの立ち上がり、したがっ
てトランジスタＱｃｐのオフタイミングが遅くなり、ト
ランジスタＱｃｐのオン時間が長くなってチョッパ回路
４の出力電圧が上昇する。この動作により、チョッパ回
路４の出力電圧が平滑化される。

［発明が解決しようとする問題点］ ところで、この点灯装置においては、インバータ５のト
ランジスタＱ１ｂがオンしているときはチョッパトラン
ジスタＱＣＩ）がオフしているため、トランジスタＱＣ
Ｄのオンデユーテイは最大でも５０％にしかならない。

したがって、チョッパ回路４は、入力電圧変動に対する
レギュレーションに改善の余地があり、また、出力電圧
波形が交流電源電圧の谷の部分でリップルも大きいとい
う不都合があった。

本発明は、上記従来例における問題点に鑑みてなされた
もので、直流化した入力電圧をチョッパ型直流電圧変換
回路で安定化または平滑化してインバータに供給すると
ともに、インバータの高周波出力と周期して上記変換回
路のチョッパトランジスタを駆動する電源装置において
、チョッパ回路、したがってインバータの出力のレギュ
レーションおよび平滑性を向上することを目的とする。

［問題点を解決するための手段］ 上記目的を達成するため本発明では、チョッパトランジ
スタを上記インバータの高周波出力の実質的に全周期に
わたって駆動可能にするとともに、インバータまたは変
換回路の出力レベルに応じて充電されるタイマ用コンデ
ンサの充電電圧が所定値以上のとき該チョッパトランジ
スタの駆動を禁止し、さらに上記インバータの主トラン
ジスタと周期させたタイマ用コンデンサのリセット時間
を該主トランジスタのオンデユーテイより短く設定して
いる。

［作用］ チョッパ式直流電圧変換回路において、チョッパトラン
ジスタのオンデユーテイの最大値は、−般に、駆動信号
を供給可能な期間からこの期間内のタイマ用コンデンサ
リセット時間を差し引いた時間である。

本発明においては、インバータの高周波出力を整流平滑
した直流出力のような高周波出力の実質的に全周期にわ
たりチョッパトランジスタを駆動可能な信号を発生して
いる。また、コンデンサのリセット時間はインバータの
主トランジスタのオンデユーテイより短くしているため
５０％より短い。

したがって、本発明において、例えばリセットをインバ
ータの高周波出力の周期に対して無視し１ｑる程度の短
時間に行なう場合、チョッパトランジスタのオンデユー
テイは実質的に０〜１００％の範囲で可変となる。因み
に第６図の従来装置におけるそれは、はぼ０〜５０％で
ある。

［実施例」 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

なお、従来例と共通または対応する部分については、同
一の番号で表わす。

第１図は本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の回路
図である。第６図の装置はインバータ５の主トランジス
タＱ１ｂのコレクタ・エミッタ間に発生する高周波電圧
をコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１とで分圧した電圧によ
りチョッパトランジスタＱｃｐを駆動していたが、第１
図の装置はインバータ５の可飽和形帰還トランスＴ１の
ベース駆動巻線Ｗ２ｂに発生する高周波出力を整流し平
滑した直流出力でトランジスタＱｃｐを駆動するように
している。また、第６図の装置ではタイマ用コンデンサ
Ｃ４２の充電電圧を上記主トランジスタＱｌｌｌのオン
時ダイオード［）４１を介して放電（リセット）してい
るが、第１図の装置においては主トランジスタＱ１ｂの
オフ時のコレクタに印加される電圧をコンデンサＣ４５
と抵抗Ｒ４５とで微分して得られるパルス信号により、
トランジスタＱ４２をオンすることによりコンデンサＣ
４２の両端子間を頌絡してリセットする。

第１図において、インバータ５は、ハーフブリッジまた
はシリーズインバータと呼ばれる回路で、その入力端子
は電流制限用のチョークコイルＣＨを介してチョッパ回
路４の出力端子に接続しである。

このインバータ５においては、主トランジスタＱ１ａお
よびＱｌｂのエミッタと直列に、それぞれエミッタ抵抗
ＲｅａおよびＲｅｂが接続しである。

トランスＴ１は、可飽和形の帰還用電流トランスで、主
トランジスタＱ１ａとＱｌｂとの接続点６からの出力電
流を検出する電流検出巻線（１次巻線）〜Ｖ１１、およ
び主トランジスタＱ１ａ、　Ｑｌｂの各ベースに互いに
逆相の電圧を供給する２つのベース駆動巻線〈２次巻線
）　Ｗ２ａ、　Ｗ２ｂを有する。２次巻ＩＷ２ａはダイ
オード［）　１ａ、　［）　２ａ、抵抗Ｒ１ａおよびコ
ンデンサＣ１ａ等からなるベース駆動回路を介して主ト
ランジスタＱ１ａのベースに接続され、２次巻線Ｗ２ｂ
も同様にダイオードＤｌｂ、　Ｄ２ｂ、抵抗Ｒ１ｂ、ｊ
ｊよびコンデンサＣ１ｂ等を介して主トランジスタＱ１
ｂのベースに接続されている。また、この２次巻線Ｗ２
ｂにはコンデンサ０４Ｇ、　Ｃ４７およびダイオード［
）４２．　Ｃ４３からなる倍電圧整流回路が接続されて
いる。この倍電圧整流回路の出力は抵抗Ｒ４６およびツ
ェナーダイオードＺＤ４２により定電圧化（クリップ）
され、チョッパトランジスタＱｃｐのゲートに印加され
る。トランスＴ１の２次巻線Ｗ２ｂに誘起される電圧は
、高々数Ｖであるから、ここでは倍圧整流することによ
りチョッパトランジスタＱｃｐを駆動するのに充分な直
流電圧を得ている。

また、このインバータ５のプラス側直流入力端子から、
出力端子６との間に接続された抵抗Ｒ５およびコンデン
サＣ１を経由してマイナス側（共通）＠子に至る直列回
路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１との接続点７から一方
の主トランジスタＱ１ｂのベースに直列接続された双方
向サイリスタＳＳとで構成される弛張発振回路は、この
インバータ５の起動回路を形成している。なお、接続点
７と主トランジスタＱ１ｂのコレクタとの間に順方向に
接続されたダイオードＤ１は、インバータ起動後にコン
デンサＣ１の充電電圧を双方向サイリスタＳＳのブレー
クオーバー電圧以下に保ち、起動回路の動作を停止させ
、インバータの誤動作を防止するためのものである。

放電灯Ｆは、例えば螢光灯で、インバータ５の出力端子
６と共通端子との間に交流的に接続されている。コンデ
ンサＣ５１，Ｃ５２は直流カット用である。放電灯Ｆの
両フィラメント間には放電灯の起動用コンデンサＣ５３
が接続されている。

次に第１図の装置の作用を説明する。

この点灯回路において、図示しない交流電源を投入し、
整流回路３から整流（脈流）出力が発生すると、この脈
流出力はチョッパ回路４のインダフタしＣＤおよびコン
デンサＣＣｐからなるＬ形フィルタにより平滑されて、
チョッパ回路４の出力端にほぼ交流電源電圧のピーク値
の直流電圧が発生する。この直流電圧はチョークコイル
ＣＨを介してインバータ５に入力され、インバータ５の
抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ１に電荷が蓄積される。

これにより、接続点７の電位が上昇し、それが双方向サ
イリスタＳＳのブレークダウン電圧を超えるとＳＳが導
通して片側の主トランジスタＱ１ｂにベース電流を供給
し、トランジスタＱ１ｂが導通状態になる。トランジス
タＱ１ｂを流れる電流は、帰還トランスＴ１の１次巻線
Ｗ１１、ランプＦのフィラメントおよび起動用コンデン
サ０５３等を介して流れ、これが２次巻線Ｗ２ｂを介し
てトランジスタＱ１ｂのベースに正帰還される。このト
ランジスタＱ１ｂが導通状態にある間、１取巻ＦｉＷ１
１に流れる電流は時間とともに増加し、可飽和トランス
Ｔ１はコア内の磁束密度が増加して遂には飽和する。

すると、２次巻線Ｗ２ｂの誘起電圧は零となり、トラン
ジスタＱ１ｔｌはオフする。従って、１次巻線Ｗ１１に
流れる電流すなわちトランスＴ１のコアに対する起磁力
が減少し、これがコアを飽和させるレベルより小さくな
ると、今度は２次巻線Ｗ２ａに正の電圧が誘起され、ト
ランジスタＱｌａがオンする。

このオン状態は、１次巻線Ｗ１１および２次巻線Ｗ２ａ
を介しての正帰還によりトランスＴ１が飽和するまで持
続する。以後は同様にトランジスタＱ１ａとＱｌｂが交
互にオンし、インバータ５は発振を継続する。

チョッパ回路４においては、インバータ５の発振により
トランスＴ１の２次巻線Ｗ２ｂに誘起される電圧をコン
デンサ０４６．　Ｃ４７およびダイオード［）４２．　
［）４３で倍電圧整流し、これを抵抗Ｒ４６およびツェ
ナーダイオードＺＤ４２で定電圧化した電圧をチョッパ
トランジスタＱｃｐのゲート駆動回路に供給するととも
に、トランジスタＱ１ｂがオフする度にコンデンサＣ４
５と抵抗Ｒ４５との接続点に発生する微分パルスでトラ
ンジスタＱ４２を駆動し、このトランジスタＱ４２のオ
ンによりタイマ用コンデンサＣ４２を極く短時間でリセ
ットしている。さらに、コンデンサＣ４２には、抵抗Ｒ
４３を介してチョッパ回路４の出力電圧を印加している
。

したがって、コンデンサＣ４２は、第２図に示すように
、トランジスタＱ１ｂがオフした直後の時間τの間にリ
セットされ、このリセット時間τの経過後、チョッパ回
路４の出力端子から抵抗Ｒ４２を介して供給される電流
により充電される。トランジスタＱｃｐはコンデンサＣ
４２の端子電圧が比較的低い間は上記トランスＴ１の２
次巻ａＷ２ｂの誘起電圧を倍電圧整流して得た電圧がゲ
ートに印加されるためオンしている。そして、コンデン
サＣ４２の端子電圧がツェナーダイオードＺＤ４１のツ
ェナー電圧Ｖｚｏを越えると、トランジスタＱ４１がオ
ンし、トランジスタＱＣｐはゲート電圧が零になってオ
フする。

これにより、トランジスタＱＣｐは、インバータの高周
波出力の１周期ごとに、トランジスタＱｌｂがオフした
後リセット時間τが経過したときオンし、コンデンサＣ
４２の端子電圧がツェナーダイオードｚ［）、Ｎのツェ
ナー電圧Ｖｚｏを越えたときオフする。すなわち、トラ
ンジスタＱｃｐは、インバータの高周波出力の１周期ご
とにこのチョッパ回路４の出力電圧ｖｏｕｔに応じた時
間だけオンし、この結果、チョッパ回路４の出力電圧が
安定化および平滑化される。

第２図は、整流回路３の出力電圧ｖｏｕｔが設定電圧ｖ
ｔｈに対して変化した場合のタイミングコンデンサＣ４
１の電圧波形の説明図である。ｖｏｕｔ≦ｖｔｈの場合
（ａ）、チョッパトランジスタＱｃｐのオンデユーテイ
は最大となり、ｙｏｕｒがｖｔｈよりやや高くなると（
ｂ）トランジスタＱｃｐのオンデユーテイは少な（なり
、ｖｏｕｔがさらに高くなると（Ｃ）トランジスタＱｃ
ｐのオンデユーテイはさらに少な（なる。同図に示すよ
うに、チョッパトランジスタＱｃｐのオンデユーテイの
最大は１００％からリセット時間τの百分率を差し引い
た値である。チョッパ回路４においては、このようにト
ランジスタＱｃｐのオンデユーテイが変化することによ
り、平滑用コンデンサＣｃｐの充電電流を調節し、負荷
の大小によらず出力電圧を一定に近付ける。

但し、出力電圧の平均値は一定に近付くが、交流電源の
リップルを大幅に低減することはできなかった。

チョッパ回路４が動作すると、インバータ回路５の入力
電圧および高周波出力電圧が上界し、螢光ランプＦは、
この高周波出力を供給されて点灯する。

第３〜５図は、それぞれ本発明の他の実施例に係る放電
灯点灯装置の回路構成を示す。

第３図は、コンデンサＣ４２のリセット信号をインバー
タ５の主トランジスタＱ１ｂのコレクタ・エミッタ間電
圧を分圧して得るのであるが、この際、インバータ５の
主トランジスタＱ１ｂのスイッチング特性改善用のコン
デンサＣ２ｂおよび抵抗Ｒ２ｂを分圧用として兼用した
ものである。この場合、コンデンサＣ２ｂと抵抗Ｒ２ｂ
との接続点に発生する電圧は比較的高電圧であり、かつ
幅が広いため、ツェナーダイオードＺＤ４３により該接
続点に発生する電圧をレベルシフトして電圧を下げると
ともに尖頭に近い幅の狭い部分のみをトランジスタＱ４
２のベースに印加している。

第４図は、第１図のチョッパトランジスタＱｃｐとして
バイポーラトランジスタを用いた例を示す。

バイポーラトランジスタは、入力インピーダンスが低い
ので、トランジスタＱＣｐ駆動用として、さらに１個の
トランジスタＱ４３を追加しである。

第５図は、リセット回路の変形例で、この場合、期間ト
ランスＴ１の２次巻線Ｗ２ｂ誘起出力をツェナーダイオ
ードＺＤ４４によりレベルシフトした電圧をリセット用
トランジスタＱ４２のベースに供給している。

以上説明したように、本発明の要点は、タイマ用コンデ
ンサのリセット時間を短くし、また確実にリセットが掛
かるようにして、チョッパトランジスタのデユーティ比
の変化幅を大きくすることである。幅の短いリセット信
号は、シリーズインバータの場合、インバータの主トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間に並列接続したコンデ
ンサに流れる電流から得るのが好ましいが、帰還用トラ
ンスの駆動巻線電圧をレベルシフトして得てもよい。定
電流プッシュプル形インバータの場合は、発振トランス
のドライブ巻線電圧よりレベルシフトして得るのが簡単
である。正弦波電圧を出力する１石ブロッキングインバ
ータも発振トランスのドライブ巻線電圧よりレベルシフ
トして得るのが好ましい。

［発明の効果］ 以上のように、本発明の電源装置は、入力電圧変動およ
び負荷変動に対する出力変動が小さい。

また、交流電力を非平滑整流した脈流出力を入力として
これを平滑化することができるため、高力率であり、か
つ高周波出力の振幅変化が少ない。

したがって、放電灯やハロゲンランプ等のように多少の
リップルが許容される負荷に対して好適な電源装置であ
る。

ざらに、チョッパトランジスタとしてＭ　ＯＳ　−ＦＥ
Ｔを使用することにより、オン・オフ制御回路構成を簡
略化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の回
路構成図、 第２図は、第１図の装置のタイマ用コンデンサの充電波
形図、 第３〜５図は、それぞれ本発明の他の実施例に係る放電
灯点灯装置の回路構成図、 第６図は、従来の放電灯点灯装置の回路構成図、第７図
は、第６図の装置の各部波形図である。 １：交流電源、３：整流回路、 ４：チョッパ回路、５：インバータ、 ６：出力端子、Ｆ：放電灯、 Ｑｃｐ：チョッパトランジスタ、 Ｃａｐ：平滑用コンデンサ、 Ｌ　ｃｐ　：インダクタ、Ｄｃｐニダイオード、Ｑｌａ
、　Ｑｌｂ：主トランジスタ、 Ｃ４２：タイマ用コンデンサ、 Ｑ４２：リセット用トランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流化電源と、該直流化電源を入力とするチョッパ
   式直流電圧変換回路と、上記変換回路の直流出力より高
   周波出力を発生するインバータとを備えた電源装置であ
   つて、 上記変換回路が、チョッパトランジスタと、上記高周波
   出力を整流平滑した出力または上記直流出力よりタイマ
   用抵抗を介して充電されるタイマ用コンデンサと、該コ
   ンデンサの電圧を上記高周波出力に周期して上記インバ
   ータの主トランジスタのオン時間より短い時間でリセッ
   トするリセット回路と、上記チョッパトランジスタをオ
   ンさせるための駆動信号を上記高周波出力の実質的に全
   周期にわたって発生するとともに上記コンデンサの充電
   電圧が所定値以上のとき該駆動信号の供給を禁止して該
   チョッパトランジスタをオフさせるオン・オフ制御回路
   とを具備することを特徴とする電源装置。 ２、前記インバータが、シングルエンデッドプッシュプ
   ル接続された１対の主トランジスタとこれらの主トラン
   ジスタを交互にオン・オフ駆動する駆動回路とからなる
   いわゆるシリーズインバータであり、前記リセット回路
   が、該インバータの矩形波出力電圧を微分した信号で前
   記タイマ用コンデンサをリセットする特許請求の範囲第
   １項記載の電源装置。 ３、前記インバータが、シングルエンデツドプッシユプ
   ル接続された１対の主トランジスタとこのインバータの
   出力電流をこれらの主トランジスタの制御電極へ正帰還
   する帰還トランスからなる自励式シリーズインバータで
   あり、前記リセット回路が、該帰還トランスの制御電極
   駆動用巻線に誘起される電圧をレベルシフトして得られ
   る信号で前記タイマ用コンデンサをリセットする特許請
   求の範囲第１項記載の電源装置。 ４、前記インバータが、放電灯と共振回路とからなる負
   荷回路を接続されており、前記リセット回路が、該共振
   回路に含ませた電流トランスの２次巻線誘起電圧をレベ
   ルシフトして得られる信号で前記タイマ用コンデンサを
   リセットする特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 ５、前記オン・オフ制御回路が、前記インバータ内に発
   生する高周波電圧を整流平滑した信号で前記チョッパト
   ランジスタを駆動する特許請求の範囲第１〜４項のいず
   れか１つに記載の電源装置。 ６、前記チョッパトランジスタが、ＭＯＳ型電界効果ト
   ランジスタである特許請求の範囲第１〜５項のいずれか
   １つに記載の電源装置。 ７、前記チョッパトランジスタが、エミッタ抵抗を接続
   されたバイポーラトランジスタである特許請求の範囲第
   １〜５項のいずれか１つに記載の電源装置。