JPS6348127A

JPS6348127A - 電力調整装置

Info

Publication number: JPS6348127A
Application number: JP61187740A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-08-12
Filing date: 1986-08-12
Publication date: 1988-02-29

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は交流電源に接続された負荷がとる高調波電流や
無効電力を補償する電力調整装置に関する。

（従来の技術）近年、サイリスタ等の半導体を用いた電力変換器の大容
量化が進むに従い、当該電力変換器が発生する高調波や
無効電力が問題になってきている。

それに伴い、それらの高調波や無効電力を補償する電力
調整装置として種々のものが提案されている。

高周波リンクを有する電力調整装置（特開昭５９−１２
２３７２）もその１つで、特に装置を構成するサイリス
タを高周波電源の電圧を利用して自然転流されているた
め信頼性が高く大容量化が容易であるという利点を有す
る。

第１０図は従来の電力調整装置の構成図を示すもので、
図中Ｒ，Ｓ、Ｔは３相交流電源の電線図、ＬＯＡＤは３
相交流負荷、ＭＴＲは電源トランス、ＬＲ？１．３．Ｉ
、Ｔは交流リアクトル、ＣＣ−Ｒ，ＣＣ−３，ＣＣ−Ｔ
は循環電流式サイクロコンバータ、Ｔｒｙ、、　Ｔｒ２
．　Ｔｒ３は高周波絶縁トランス、ＣＡＰは高周波進相
コンデンサである。

Ｒ相のサイクロコンバータＣＣ−Ｒは、正群コンバータ
５ＳＰＲ，５ＤＰＲと負群コンバータＳＳＮゎ５ＤＮＲ
及び直流リアクｌ−ル１．−　ＯＲとから構成されてい
る。

コンバータ５ｓｐＲ及び５ＳＮＲは高周波絶縁トランス
Ｔｒ１の大結線の２次巻線に接続され、またコンバータ
ＳＤＰ、及び５ＤＮＩ？はＴｒｉ−のΔ結線に２次巻線
に接続されている。すなわち、　ＣＣ−Ｒは制御相数（
制御パルス数）１２パルスの循環電流式サイクロコンバ
ータを構成している。

Ｓ相及びＴ相のサイクロコンバータＣＣ−８，ＣＣ−Ｔ
も同様に構成されている。

このような高周波リンクを有する電力調整装置は交流電
源Ｒ，、Ｓ　、　Ｔに接続された負荷ＬＯＡＤに対して
補償電流ＩＣＲｔ　ＩＣ３＋　ＩＣＴを供給するもので
負荷電流Ｊｌ−Ｒｅ　ＩＬＳｔ　ＩＩ−Ｔに含まれる高
調波成分や無効電流成分を補償することができる。

（発明が解決しようとする問題点）上記、従来の電力調整装置は、次のような問題点があっ
た。

すなわち、補償電流■。Ｒｙ　ＩＣ８ｔ　ＩｅＴをきめ
細かに制御し、高次の高調波電流まで補償するためには
、前記サイクロコンバータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−３，ＣＣ−
Ｔの制御相数（制御パルス数）を多くする必要があり。

そのために前記高周波絶縁トランスＴｒｉ、Ｔｒ２．Ｔ
ｒ３が不可欠のものとなっていた。

当該高周波トランスＴｒｉ〜Ｔｒ３の容量は進相コンデ
ンサＣＡＰの容量に匹敵するもので、電力調整装置の出
力容量（補償容量）の２〜３倍となる。高周波であるた
めその形状は当該周波数に反比例して小さくなるか、逆
に損失が増加する欠点がある６従って高周波トランスの
鉄心には特殊なけい素鋼板を使用する必要があり高価な
ものとならざるを得なかった。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、上記高
周波絶縁トランスを省略し、効率の良い運転ができる電
力調整装置を提供することを目的と（問題点を解決する
ための手段）以上の目的を達成するために本発明は、交流電源と２次
巻線が各相毎に分離された電源トランスと、該電源の各
相毎に正群及び負群コンバータが用意された循環電流式
サイクロコンバータと、当該サイクロコンバータの正群
コンバータの入力側共通端子に接続された第１の高周波
進相コンデンサと、前記サイクロコンバータの負群コン
バータの入力側共通端子に接続された第２の高周波進相
コンデンサとで電力調整装置を構成している。

（作用）当該電力調整装置は、前記交流電源に対し高調波電流や
無効電流等の補償電流を供給するもので、各相サイクロ
コンバータの正群コンバータの入力側（高周波側）は第
１の進相コンデンサに接続され、また、各相サイクロコ
ンバータの負群コンパ〜４− −タの入力側（高周波側）は第２の進相コンデンサに接
続さｈている。

これにより、各相サイクロコンバータの正群コンバータ
と負群コンバータは絶縁されたことになり、従来の高周
波絶縁トランスを省略することができる。

サイクロコンバータの制御相数（制御パルス）を増加さ
せる場合、当該制御相数に応じて前記第１及び第２の進
相コンデンサを分割することにより、その目的を達成す
ることができる。

（実施例）第１−図は本発明の電力調整装置の実施例を示す構成図
である。

図中、Ｒ、Ｓ　、　Ｔ　ハ３相交流電線の電線路、ＬＯ
ＡＤは３相交流負荷、ＭＴＲは電源１〜ランス、！−Ｒ
＋ＬＳｔＬＴは交流リアクトル、ＣＣ−Ｒ，ＣＣ−８，
ＣＣ−Ｔは循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰ、１
．　ＣＡＰ、、は第１の高周波進相コンデンサ、ＣＡＰ
、１．　ＣＡＰ２２は第２の高周波進相コンデンサ、Ｈ
ＴＲは電圧バランス用高周波トランスである。

Ｒ相すイクロコンバータＣＣ−Ｒは正群コンバータ５Ｓ
ＰＲ，５ＤＰＲと負群コンバータ５ＳＮＲ９ＳＤＮＲ及
び直流リアクトルＬＯＲ（＋、ＯＲ＋〜ＬＯＲ４）とか
ら構成されている。

正群コンバータ５ＳＰＲ，５ＳＰｓ、　５ＳＰＴの入力
側（高周波側）は第１の進相コンデンサの１−っＣＡＰ
ｌｌ　に接続されており、他の正群コンバータ５ＤＰＲ
，５ＤＰｓ。

５ＤＰＴの入力側は第１−の進相コンデンサの別のコっ
ＣＡＰ１２　に接続されている。

同様に、負群コンバータＳＳＮ□５ＳＮＳ、　５ＳＮＴ
の入力側は、第２の進相コンデンサの〕−っＣＡＰ、　
１　に接続されており、他の負群コンバータ５ＤＮＲ，
５ＤＮ３ｔＳＤＮＴの入力側は第２の進相コンデンサの
別の１っＣＡＰ２２　に接続されている。

また、サイクロコンバータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−５及びＣＣ
−Ｔの出力側は、各々交流リアクトルＬＲｔ　Ｌａｙ　
Ｉ、Ｔを介して２次巻線が各相銀に分離された電源トラ
ンスＭＴＲに接続されている。

第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す構成図
である。

図中ＶＲは電圧設定器、Ｃ１〜Ｃ４は比較器、Ｇｖ（Ｓ
）は電圧制御補償回路、肚、〜ＭＬ３は乗算器、Ａ、〜
Ａ１は加減算器、ＧＲ（Ｓ）、　ＧＳ（Ｓ）、ＧＴ（Ｓ
）は電流制御補償回路、ＩＮＶ１〜ＩＮＶ、は反転増幅
器、ＰＩＦ、　、円（ＮＲ。

円（Ｐｓ、　ＰＨＮ３．　ＰＨＰＴ、　ＰＨＮ、は位相
制御回路、Ｏｓｅは基準電圧発生器である。

また、第Ｊ−図には制御回路用として変流器ＣＴ。

〜ＣＴｇ、変成器ＰＴｓ、　ＰＴｃａｐ、整流回路りが
用意されている。

前記位相制御回路用（ＰＲ，ＰＨＮＲ？　ＰＨＰｓｔ円
（Ｎｓ。

ＰＨＰＴ、　ＰＨＮＴは基準電圧発生器Ｏｓｅによって
与えられる次のような電圧を基準にして位相制御を行っ
ている。

ｅａｘ　”　Ｓｊ、ｎωｃｔ　　　　　　　　　　　　
　　　・・・■ｅｂｆｆ＝ｓｉｎ（ω。−ｔ−Ｌ＋：／
３）　　　　　　　−■ｅｃ１＝　ｓｉｎ　（ω。ψｔ
　−１−２π／３）　　　　　　　・・・■ｅａ２＝　
５ｊ−ｎ　（ωｅｔ＋π／６）　　　　　　　　■（へ
）ｅｂ２＝ｓｕｎ（ωにｔ−２ｉ／３＋　π／６）　　
　　−Ｃ５）ｅＣｚ　＝　ｓｊ　ｎ　（ω、ｔ＋２π／
３＋π／６）　　　　・・・０ここで、ω。＝２πｆｏ
は高周波の角周波数である。

コンバータ５ｓｐＲ，５ＳＮＲ，５ｓｐｓ、　ＳＳＮ、
、　５ＳＰＴ及びＳＳＮ、は、電圧ｅａｌｙ　ｅｂｌｙ
　ｅｅｌを基準にして位相制御が行なわれ、また、コン
バータ５ＤＰＲ９５ＤＮＲＩＳｌ）Ｐｓ、　ＳＤＮ、、
　５ＤＰＴ及び５ＤＮＴは電圧ｅ３２ｖ　ｅｂｚ　＋　
ｅＣｚを基準にして位相制御が行なわれる。

すなわち、位相基準電圧１３３２　ｔ　ｅｂ２ｓ　ＱＣ
：２は、ｅａｌｔ（！ｂｉｔ　ｅｅｌに対して位相が３
０’だけ進んでおり、結果的にサイクロコンバータの制
御相数（制御パルス数）を１２パルスとして運転してい
ることになる。

第１及び第２の進相コンデンサＣＡＰ１１．　ＣＡＰ、
２及びＣＡＰ７．、　ＣＡＰ、２に印加される電圧の周
波数と位相は上記基準電圧の周波数と位相に一致する。

すなわち、進相コンデンサＣＡＰ１．とＣＡＰ２ｔに印
加される電圧Ｖａ１ｔ　Ｖｂ１＊　Ｖｃｒは基準電圧ｅ
ａ１ｔ　ｅｂｓ−＋　８＋”ｚの位相に一致し、また進
相コンデンサＣＡＰ１□とＣＡＰ２２に印加される電圧
Ｖａ２ｐ　Ｖｂ２ｔ　ＶＯ２は基準電圧ｅａ２　ｙｅｂ
２　ｔｅＱｚの位相に一致する。

まず、進相コンデンサＣＡＰ１□、　ＣＡＰ２．［電圧
Ｖａ１ｖＶｂｔ＋　Ｖｏｌを確立させるための起動動作
を説明する。

他の進相コンデンサＣＡＰ、、、、　ＣＡＰ２．（Ｄ電
圧Ｖａ２　ｔＶｂｚ　ｆＶｅｚも同様なので省略する。

３相交流電源の各相電圧は次式のように表わせる。

ＶＲ＝ＶＳｍ　ｍ　ｓｉｎωｇｔ　　　　　　　　　　
−ｎＶＳ＝ＶＳｍ　Ｔ　５ｉｎ（Ｃ＋Ｊｇｔ　　２π／
３）　　　　−（８）ＶＴ＝ＶＳ、−５ｉｎ（ω８ｔ＋
２π／３）　　　　−（９）ここで、ＶＳｍは電源電圧
波高値、（１１Ｂ　＝　’ｌπｆＳは電源角周波数であ
る。

当該電源の周波数ｆ３（５０１１ｚあるいは６０Ｈｚ）
に対してサイクロコンバータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−３，ＣＣ
−Ｔの入力側（進相コンデンサ側）の周波数ｆ。ａｐ（
例えば５００Ｈｚ）が十分高いものとすれば、ある微少
時間の間、上記電源電圧ＶＲｔ　Ｖｓｔ　ＶＴを直流電
圧に置き換えることができる。

ここでは、Ｒ相すイクロコンバータＣＣ−Ｈの正群コン
バータ５ｓｐＲを例にとって、前記第１の進相コンデン
サＣＡＰｘｔ　を充電起動する動作を説明する。

第３図は、Ｒ指圧群コンバータｓｓｐ、と進相コンデン
サＣＡＰ１□（Ｃａｂ−Ｃｂｅ＝　Ｃｃａからなる）の
起動時の等価回路を示すもので、ＶＲはＲ相電源電圧Ｌ
Ｒは交流リアクトルである。

コンバータ５ＳＰｌ？は高速サイリスタ素子８１〜Ｓ６
で構成され、点弧パルスは、第２図の外部発振器Ｏｓｃ
からの３相基準電圧ｅａ□＋　ｅｂｔ　＋　ｅｅ＋と位
相制御入力信号ゲ。Ｉ）Ｒによって決定される。

電源電圧Ｖ＋＜は交流であるので正負に変化するか、あ
る微少時間を考えて図示のような直流電圧として説明す
る。

いま、仮にサイリスタＳ０とＳ、に点弧パルスが与えら
ｈた場合、充電電流ＩＰＲは電源ＶＲ＋→サイリスタ別
→コンデンサＣａｌ＋→サイリスタＳ、→リアクトルＬ
Ｒ→電源■１の経路と、電源Ｖｌ？＋−サイリスタＳ５
→コンデンサＣｂｃ→コンデンサＣ６ａ→サイリスタＳ
１→リアクトルＬＲ→電源■Ｉ？−の経路に流れる。こ
の結果、コンデンサＣａｌ＋には電源電圧ＶＲが充電さ
れ、コンデンサＣｂＣｙ　ｃｃａにはＶｌ？／２の電圧
が印加さ汎る。

第４図は、コンバータ５ＳＰＲのサイリスタＳ□〜ＳＬ
＋の点弧モードを示すもので、第２図のコ３相基準電圧
発生器Ｏｓｃからの信号に同期しτ点弧パルスが与えら
れる。第３図のモー・ドの後は、サイリスタＳ６に点弧
パルスが与えられる。すると、コンデンサｃｂｃに充電
された電圧によ−］でサイリスタＳ５に逆バイアス電圧
が印加さ肛Ｓ、、はオフする。すなわち、起動時には進
相コンデンサＣＡＰｔｉは転流コンデンサの役目をはた
す。サイリスタＳ１と８６がオンすると、コンデンサＣ
ａｂ、ＣｂＣｔ　ｃｃａに印加される電圧も変化する。

第５図は、第４図のモードで点弧されたときの第３図の
ａ、ｂ端子間の電圧Ｖ、□わと相電圧ｖ８の波形を表わ
す。電圧Ｖａ、、、□ゎは、リアク１−ル１．Ｉ？を介
Ｉ、て充電されるため、破線の如く徐々に立りる。その
時間を２δ　とした場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだ
け遅れる。相電圧Ｖ８は線間電圧Ｖ、ｌ−５に対して（
７ｒ、／６）ラジアンだけ位相が遅れる。

第４図の点弧モードと相電圧Ｖａを比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αＰ　Ｉ＋はαＰＲ−π−δ
　（ラジアン）　　　　　・・・（１ｏ）となっている
。δはあまり大きくないので、近似Ｊ１− 的にはα、Ｒ４１，８０’　　で運転されているごとに
なる。

このときのコンバータ５ＳＰＲの出力電圧Ｖ、＞、は、
Ｖｐｌ？＝　ｋ　・Ｖｅａｐ−ｃｏｓαＰＲ−（１１）
となっている。ただし９、ｋは比例定数、Ｖｅａｐはコ
ンデンサの相電圧波高値とする。

当該出力電圧−ｖｐ＋＋が電源電圧ＶＲとつり合ってい
る。しかしこのままでは進相コンデンサＣＡＰ□１には
当該出力電圧八以−４−の電圧は充電されない。

そこで、点弧位相角αＰＩ？を９０°の方向１７：少し
ずらしてやる。すると、（１］）式で示される出力電圧
ＶＦＲが減少し、ＶＲ＞−ＶＦＲとなる。この結果、充
電電流ＩＰＲが増大しコンデンサ電圧Ｖ。□を増大させ
、ＶＲニーＶＦＲとなって落ちつく。このとき、■２５
．は零となっている。さらにＶＣａＰを増大させたいと
きは、αＰＲをさらに９０°の方向にずらし、出力電圧
ＶＦＲを減少させることにより達成できる。αいｌ？；
９０″ではＶＰＲ＝Ｏ’となり、理論的には電源電圧九
がごくわずかな値でも：１ノデンサ電圧ｖ１８．を大き
な値に充電することができる。Ｌ、かじ、実際１・こけ
、回路損失があるため、その分の電力供給は必要不可欠
のものとなる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰ、　、の電圧ＶＣ
ａＰを任意の値に充電することができる。

電源電圧νＲが第２図と逆極性になった場合には他のＳ
相、Ｔ相の正群コンパ・−＝り５ＳＰ３．５ＳＰ７を介
して同様に充電制御される。。

同様にして第２の進相コンデンサＣＡＰ２　＞　は、サ
イグロコンバータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−８，ＣＣ・Ｔの負群
コンバータ５ＳＮＲ，５ＳＮＳ、　ＳＳＮ・ｒを介して
充電起動される。

次に、このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰ
１．及びＣＡＰ２．の電圧Ｖａｉｐ　Ｖｂｌ＋　Ｖｅｘ
が、第２図の位相制御回路に与えられる３相基準電圧ｅ
１１゜ｃｈｌ、＋　Ｏ６１の周波数と位相ｊｃ、−ヘ致
する。″とを説明する。

ここではＲ相すイクロ−１ンバータＣＣ−Ｒを用いて動
作説明を行う。

定常状態（、ニーおいて、Ｒ相の正群及びイ″Ｊ群−Ｊ
ンバータの出力電圧は直流リアクトル’　Ｏｎの中間タ
ップ点でつり合っており、ｖＰＲ＝ＶＮＲとなっている
。。

ただし、ｖｒ’、は（１１）式の関係６、！有し、また
負群−Ｉンバータの出力電圧ＶＮＲは次式で表わされる
。

ＶＮＲ＝　　ｋ　”　ＶｒＨａｐ　”　Ｇｏｔ；　ａＮ
Ｒ”’　（１２）従って正群コンバータの点弧位相角α
ＰＲに対し、負群コンバータの点弧位相角αＮ、は、ａ
ＮＲ師１．８０’　−αＰＲ−（１３）の関係を満足す
る。

当該出力電圧ＶＰＲｏ　ＶＮＲは、Ｒ相電源電圧ｖｌ？
＝ｖ８ｍ　＋　ｓｊｎω６ｔの値に応じて刻々と変化す
るが、（１３）式の関係は常に満足するように制御され
る。

第６図は、α、、　＝　４５°、α、、　＝　１３５°
　の場合の位相制御基準信号ｅａｌｔ　ｅｂｌ＋　ｅｅ
ｌと、Ｒ相の正群及び負群コンバー・夕の点弧パルス信
号の関係を表わす。

進相コンデンサＣＡＰ、、、及びＣＡＰ２．の相電圧Ｖ
ａｌｅＶｂ１．＋　ｖｌ、、１が上記基準電圧”ａ＞＋
　ｅｂｉｙ　ｅｃｉの周波数と位相に一致している場合
、正群及び負群コンバータの出力電圧ＶＰＲ及びＶＮＲ
は、（１１）式、　（１２）式（７’３通りとなる。故
にＶＰＩ？　＝ＶＮＲとなり循環電流ＩＯＲの増減はな
い。

この状態から仮りに、コンデンサ電圧の周波数が低くな
り破線のようにｖａｔ’　Ｔ　Ｖｂｌ’　ｖ　Ｖｅ１′
　　となった場合を考える。

コンバータ５ｓｐＲの点弧位相角はαＰ１からαＰＲ’
に、また、５ＳＮＲの点弧位相角はａＮＲからαＮＲ’
　に変化する。この結果、ＶＦＲ＞ＶＮＲとなり、循環
電流ＩＯＲを増大させる。このとき、同様にＳ相及びＴ
相のサイクロコンバータの循環電流■邸ｖ　ＩＯＴも増
大する。

当該環境電流Ｔ。Ｒ＋　ｌ０９ｅ　ＩＯＴは、サイクロ
コンバータの入力側（高周波側）の遅れ無効電力となる
。

第７図は、サイクロコンバータ全体の入力側（高周波側
）の］相分の等価回路を表わしたもので、サイクロコン
バータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−５，ＣＣ−Ｔは遅れ電流をとる
可変インダクタンスＬｃｃに置き換えられる。この回路
の共振周波数ｆｅａｐは、ｆｅａｐ＝　１　／　（２ｚ
Ｊ口丁’Ｃｃａｐ　）　　　　−（１４）となる。

循環電流が増大することは、等価インダクタンスＬｅｅ
が減少することに等しく、上記周波数ｆｃａｐは増大し
、Ｖａｌ、’　ｔ　Ｖｂｘ’　ｔ　Ｖｅ１’　　ノ周波
数ｆｃａｐは基準電圧ｆｌａｉｒ　Ｃｂｌ＋　ｅｅｌ　
の周波数ｆ。に近ずく。

同様にｆ。ａｐ＞ｆｃとなった場合には、循環電流が減
少しＬｅｅが大きくなって、やはりｆｅａｐ＝ｆｃとな
って落ち着く。

進相コンデンサｃＡＰ１．．　ＣＡＰ２１の電圧の位相
が基準電圧の位相より遅れた場合には、上記ｆ　ｅ　ａ
　ｐ　＞　ｆ　ｃとなったときと同様に循環電流が増加
し進相コンデンサの電圧位相を進める。逆に進相コンデ
ンサの電圧位相が基準電圧より進んだ場合には、上記ｆ
　ｅ　ａ　ｐ　＞　ｆ　Ｃとなったときと同様に循環電
流が減少し、進相コンデンサＣＡＰ１１及びＣＡＰ２＋
の電圧の位相を遅らせる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰ１１．　ＣＡＰ２
１の電圧Ｖａｌｅ　Ｖｂｌ＋　ＶＣＩは基準電圧’３ａ
ｌｔ　ｅｂｌｔ　（３０１と同一・周波数、同位相とな
るようにサイクロコンバータＣＣ−Ｒ，ＣＣ−５，ＣＧ
−Ｔの循環電流工ＯＲ＋　工Ｏ８ｙ　ＩＯＴの大きさが
自動的に調整されるものである。故に当該コンデンサ電
圧Ｖａｌｔ　Ｖｂ’ｌｔ　ｖｅｌは次式のようになる。

Ｖａｉ＝Ｖｃａｐ−ｓｉｎ（ω。・ｔ）　　　　　　　
・・・（１５）Ｖｂ１＝Ｖｃａｐ−ｓｉｎ（ωａｔ−２
ｘ　／３）　　　　−（１６）Ｖｏｌ　：ｌ／ｃａｐ　
Ｈ５ｉｎ（ω（、ｔ＋２　π／３）　　　　・＝　（１
７）ただし■。ａｐは電圧波高値である。

ここで、前記第ｊ−及び第２の進相コンデンサｃＡＰｘ
ｓ及びＣＡＰ、、　１の電圧は完全に一致するものとし
て説明してきたが、実際にはコンデンサ容量のバラツキ
等により、ＣＡＰ、、に印加される電圧ＶＡｔｔ＋Ｖｂ
ｔ１＊　Ｖｅｌ、１とＣＡＰ２１ニ印加される電圧Ｖａ
ｚ１ｅ　Ｖｂ、ｓ、ｔＶｃ２ｔとの間に若干の差を生じ
る可能性がある。そこで、その電圧バランスをとる目的
で、第Ｊ−図の実施例で結合トランスＨＴＲを設置して
いる。これによりＣＡＰｌｌの印加電圧Ｖａｌｉ＊　Ｖ
ｂｌｘｔ　Ｖｃ、−１とＣＡＰ、　。

の印加電圧Ｖａｚｚ＋　Ｖｂ、ｔｔ　ｖｅ２ｊ−を完全
に一致させることができる。

同様にして他の進相コンデンサＣＡＰ１２．ＣＡＰ、、
、に印加される電圧ｖａ２　＋　Ｖｂｚ　＋ＶＣ７の周
波数と位相は（イ）〜０式で示される基準電圧ｃａ２９
　ｅｂＺ　ｔ　ｅｅ２の周波数と位相に一致するように
なり、結果的に１２パルスのサイクロコンバータを構成
することになる。

このときにも各進相コンデンサに印加される電圧が平衡
するように、結合トランスＨＴＲが役に立つ。

なお、当該電圧バランス用トランスＨＴＲは進相コンデ
ンサＣＡＰ、１とＣＡＰｚ、に接続した巻線は大結線し
、進相コンデンサＣＡＰ２１とＣＡＰ、、に接続した巻
線はΔ結線となっている。すなわち、位相を３０°ずら
して基準電圧Ｑａ１＊　’３ｂｌ＋　ｅＣｌとｅａｚ　
＋　ｅｂｚ　ｔ　ｅａｚの位相差と一致させている。

さて、このようにして進相コンデンサＣＡＰ１．。

ＣＡＰ、、、　ＣＡＰ、、、　ＣＡＰ、の電圧が確立し
定常状態になったものとして、第］−図の装置の制御動
作を第２図の回路を参照しながら説明する。

まず、サイクロコンバータの出力電流すなわち補償電流
■。Ｒｖ　ＩＣ３＋　］：ｃ丁の制御動作を説明する。

Ｒ相すイクロコンバータＣＣ−Ｒを例にとって説明する
。

第１図の変流器ＣＴ、によってサイクロコンバータＣＣ
−Ｈの出力電流ＩＣＲを検出し、第２図の比較器Ｃ２に
入力する。比較器Ｃ２では当該電流検出値■。Ｒとその
指令値ＩＣＲを比較し、その偏差εＲ＝ＩＣＲ−■ｃＲ
を求める。当該偏差ＥＲは次の電流制御補償回路ＧＲ（
Ｓ）によって増幅され、１つはそのまま位相制御回路用
ＩＰＲに入力され、もう１．つけ反転増幅器ＩＮＶ１を
介して位相制御回路ＰＨＮ、に入力される。

当該位相制御回路ＰＨＰＲの入力電圧ＶαＰＲに比例し
た電圧ＶＦＲが正群コンバータｓｓｐ、及び５ＤＰＩ？
の出力電圧となる。

また、位相制御回路ＰＨＮｌ？の入力電圧’ＩＣＩＮＨ
の反転値に比例した電圧ＶＮＲが負群コンバータＳＳＮ
、及び５ＤＮＲから発生される。

故にＶＰＲ”　ＶＮＲとなり循環電流工。Ｉ？を増減さ
ぜることなく出力電圧ＶＣＲ＝　（ＶｐＲ＋　ＶＮＲ）
　／　２を調整することができる。

ＮＣＲ＞ＩＣＲとなった場合、偏差εえは正の値となり
、ＣＧ−Ｈの出力電圧ＶＣＲを増加させ出力電流（補償
電流）　Ｉｃ＋ｔを増加させる。

逆にＩＣＲ＜ＩＣＲとなった場合、偏差εＲは負の値と
なり、ＣＣ−Ｈの出力電圧ＶＣＩ？を減少させ、出力電
流Ｉ（ｌを減少させる。

故に最終的にＩＣＲ’Ｗ　ＩｅＲとなるように制御され
る。

８相及びＴ相のサイクロコンバータＣＣ−８，ＣＣ−Ｔ
も同様に制御される。

上記補償電流ＩＣＲＩ　ＩＣ８？　ＩＣＴの指令値ＩＣ
Ｒ＋　Ｉｃ５ｖにＩＣＴは、次のようにして与えられる。

まず、変成器ｐＴｃａｐにより、進相コンデンサＣＡＰ
、１．　ＣＡＰ、、、　ＣＡＰ、１．　ＣＡＰ２□の電
圧を検出し整流回路りを介して、その電圧波高値ｖｃａ
ｐを求める。

当該電圧波高値ＶＣａＰは比較器Ｃ１に入力され、電圧
設定器ＶＲからの電圧指令値Ｖ（ｊａＰと比較される。

当該偏差εｖ　”　Ｖ。ａｐ　　ｖｃａｐは次の電圧制
御補償回路ＧＶ（Ｓ）に入力され積分増幅あるいは比例
増幅される。一般に定常偏差を零にするため積分要素が
使われるが、ここでは説明を簡単にするため比例要素Ｋ
Ｖのみとして話を進める。

Ｇｖ（Ｓ）の出力信号１１；ｍ＝ＫＶ　”　Ｅ　Ｖは電
源Ｒ，Ｓ。

Ｔから供給される電流ＩＳＲ＋　ｌ５Ｓｔ　１：ｓ丁の
波高値指令となるもので乗算器ＭＬ１〜Ｍ！、３の一方
に入力される。乗算器語７．〜Ｍ１４．のもう一方の端
子には変成器ＰＴｓによって検出された電源電圧ＶＲ２
ＶＳ、　ＶＴに同期した単位正弦波φ７．φＳ、φアが
入力される。

φＨ＝Ｓｊ、ｎωｓｔ　　　　　　　　　　　　−（１
８）φｓ＝＝ｇｊ口（ωｓｔ　−２π／３）　　　　　
　　　　・・−（１９）φＴ　＝　ｓｉｎ　（ωｑ、ｔ
＋２π／３）　　　　　　　・・・（２０）従って乗算
型組、１〜ＭＬ３の出力信号Ｉ８Ｒ＊　ＩＳ３　ｔ　Ｉ
ＳＴは次式のようになる。

Ｉ３Ｒ＝Ｉ８ｍ　ｊ　ｓｉｎωｓｔ　　　　　　　　−
（２１）工ｓｓ＝■５ｌｌｌ−８ｊｎ（ω５ｔ−２π／
３）　　　−（２２）ＩＳＴ＝Ｉ８！１−ｓｉｎ（Ｃ３
ｔ　＋２ｉ／３）　　　−（２３）この値ｌ５Ｒｔ　工
ＳＳｙ　ＩＳＴは電源から供給される電流ｌ５Ｒｔ　ｌ
９３ｔ　ＩｓＴの指令値に相当するもので電源電圧ＶＲ
ｓ　ＶＳＩ　ＶＴと同相の正弦波となっている。

一方、交流負荷ＬＯＡＤに供給される電流ＩＬＲ９ＩＬ
Ｓ＋ＩＬＴを変流器ＣＴ４〜ＣＴＧによって検出し加減
算器Ａ。

〜Ａ３に入力し、前記信号ｌ５Ｒｔ　ＩＳＳ＋　ＩＳＴ
と演算を行う。

■。Ｒ＝ＩＬＲ：［ｓ＊　　　　　　　　　　　　・・
・（２４）Ｉｃｓ”ＩＬｓ　　Ｉｓｓ　　　　　　　　
　　　　−（２５）ＩＣＴ＝ＩＩ、Ｔ　　ＩＳＴ　　　
　　　　　　　　　・＝（２６）この信号Ｉｅ＋ｒｔ　
”Ｃ８ｙ　ＩＣＴが前記補償電流ＩＣ：ＲｔＩＣ８ｓＩ
Ｃτの指令値となる。

第８図及び第９図は交流電源側の電圧、電流ベクトル図
を示すもので、電源電圧ＶＲ，ＶＳ、　ＶＴに対して３
相不平衡電流ＩＬＲｖ　■１．ｓ　ｒ　：［ｔ、Ｔが流
れている場合を表わす。

負荷電流ＩＬＲ＋　Ｉｌ、Ｓ＋　ＩＬＴに対し補償電流
ＩＣＲ＋ＩＣ３ｔ工。アを（２４）〜（２６）式の指令
値に従って供給すると電源から供給される電流は、ＩＳＲ＝　ＩＬＲＩＣＲ＝　ＩＳＲ−（２７）Ｉｓｓ　
＝　ＩＬＳ　　Ｉｃｓ　＝　Ｉｓｓ　　　　　　　　−
（２８）Ｉｓｒ＝Ｌ−ＴＩＣＴ＝ＩＳＴ　　　　　　　
　−（２９）となって、３相平衡化された電源電圧と同
相（力率＝１）の止弦波（高調波が／Ｊ））の電流にな
る。

第９図は電源電圧ＶＲ，ＶＳ、　ＶＴに対する補償電流
ＮＣＲ＋　ＩＣ８＋　ＩＣＴの関係を表わしたものであ
る。

負荷電流ＩＬＲ？　ＩＬＳｔ　ＩＬＴに高調波電流が含
まれている場合には、当該高調波電流も補償することは
ぼうまでもない。

さて、このような電源から供給される電流■３＋？。

ＩＳＳ＋　ＩＳＴの波高値丁８ｍは、進相コンデンサｃ
ＡＰ、１゜ＣＡＰ、、、　ＣＡＰ２．、　ＣＡＰ２２　
の電圧波高値ＶＱａｐがその指令値ｖｅａｐに一致する
ように与えられる。

負荷が急変した場合、−時的に進相コンデンサＣＡＰ、
、、、ＣＡＰ１．、　ＣＡＰ２．、　ＣＡＰ２２　に蓄
積されたエネルギーを放出して有効電力を供給したり、
逆に有効電力を吸収して進相コンデンサのエネルギーが
増加したりする。その結果、当該電圧Ｖ。ａｐが変化し
一定値に定まらない。

そこで、進相コンデンサの電圧ｖｃａｐを監視し、はぼ
一定になるように制御しているのである。

Ｖ　ｅ　ａ　ｐ　＞　Ｖ　ｃ　ａ　ｐとなった場合、偏
差Ｅｖは正の値となり、電源から供給される電流の波高
値Ｉｇｌ、ｌを増加さぜる。この結か、電源から供給さ
６る有効電力Ｐｓが増大し、負荷１．、ＯＡ　Ｄが消費
する電力ＰＬを、に１回る。その差の電力ＰＣ−Ｐｓ−
Ｐ【、が進相：ｊンデンサｃＡｐ、１．　ＣＡＰｉ２．
　ＣＡＰ２□、　ＣＡＰ、、に供給され、当該電圧ＶＣ
ａＰを増大させる。

逆にＶｅａｐ＜Ｖｃａｐとなった場合、偏差Ｅｖは負の
値となり、電源から供給される電力ｌ〕１．が減少しＰ
ｃは負の値となる。故に進相コンデンサのエネルギーが
減ってＶ。ａｐは減少する。

このようにして、ＶＣａｐ師Ｖ（、ａＰとなるように制
御される。

第１１図の装置は３相電源に対して説明したが。

単相あるいは他の多相電源に対しても同様に適用できる
ことば言うまでもない。

また、サイクロコンバータの制御相数（制御パルス数）
を１２パルスとして説明したが、６パルスあるいは２４
パルス等他の制御パルス数でも同様に達成できる。その
場合、第１及び第２の進相コンデンサの分割数が異なる
だけである。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電力調整装置は、従来必要とさ
れた高周波絶縁１−ランスを用いることなく、サイクロ
コンバータの制御相数（制御パルス数）を多くすること
ができ、きめ細かな補償電流を供給することが可能とな
る。

また、−ヒ記高周波絶縁トランスによる損失をなくする
ことかでき、効率の良い電力調整装置が達成できる。

なお、各進相コンデンサの印加電圧を平衡化させるため
高周波１−ランスが用いられることもあるが、その容重
はきわめて小さいもので済む。

【図面の簡単な説明】

第１−図は本発明の電力調整装置の実施例を示す構成図
、第２図は第１−図の装置の制御回路の実施例を示す構
成図、第３図乃至第７図は第１図の装置の動作を説明す
るための等価回路とタイムチャート図、第８図及び第９
図は第１図の装置の動作を説明するための電圧電流ベク
トル図、第１０図は従来の電流調整装置の構成図である
。Ｒ，Ｓ、Ｔ・・・３相交流電源の電線路１、、ＯＡ　Ｄ
・・・３相交流負荷ＭＡＲ・・・電源Ｉ−ランスＬＲ＋ＬＳｔｌ、Ｔ’・・交流リアクトル（１：ｃ−Ｒ
，ＣＣ−８，ＣＣ−Ｔ・・循環電流式サイクロ：！ンバ
ータＣＡＰ□０．ＣＡＰ１２　・・・第Ｊの進相コンデ
ンサＣＡＰ２１．　ＣＡＰ２２・・・第２の進相コンデ
ンサＨＴＲ・・・電圧バランス用ト・ランスＬｏｌ？（
ＬｏＲ＋−Ｌｏｕ４）−直流リアクトルＬＯ３（ＬＯ３
：Ｌ　”−［，０３４）　”’ＬｏＴ（１−ｏＴｚ〜’
　ＬＯ１’＊　）　　”’代理人　弁理士　則　近　憲
　佑同　　三俣弘文５ＳＰｐ／　Ｒ”−””　−− ’Ｌｒｘ第３図；゛　　第４図 □ 第５図第６図第７図ｖＲ第８図特開［］］Ｒ６３−４８１２７１．０）Ｒ、ｓ　７Ｃ−ＲＩ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｉ−ｐｈｒ
Ｒδ’／’／７　１１１ｊｌ　　　ＳＳＡ／ＲＴｒ　／
ｒ　−１本　堂＋−１１ｔＲ１１１１本　堂１１Ｃｋ１、　　　　　　５ｔ）ＰＲ，５′ＯＨＲ１ｌ　　　　
　　　　　　　（、ｃ−、ｑＩ ”　　　”　３６　　１，５ＳＳＮＳ　　７／−２、、
、＊　　堂警１１　　　　本ｃｓ１　１　　−　δρＰ５．９ρＶδ ’　　　ｌ　　　　　　　　ｃｔ−７１Ｉ　　　／−ＴＩ　　　Ｉ”　　　Ｌａｒ　　ＳＳＭｒ　　Ｔｒ３−　
　　　　　　本　　堂 ■ １　　　１　　　　　　　　　　妻　　　　＾Ｖ７−　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｖ、ｙ」旧謂
、■ギゴ―予１−二智。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源と、２次巻線が各相毎に分離された電源
トランスと、該電源の各相毎に正群及び負群コンバータ
が用意された循環電流式サイクロコンバータと、当該サ
イクロコンバータの正群コンバータの入力側共通端子に
接続された第１の高周波進相コンデンサと、前記サイク
ロコンバータの負群コンバータの入力側共通端子に接続
された第２の高周波進相コンデンサとから構成される電
力調整装置。
（２）前記第１及び第２の進相コンデンサを前記サイク
ロコンバータの制御パルス数に応じて分割したことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力調整装置。
（３）前記第１及び第２の進相コンデンサの端子を高周
波絶縁トランスを介して結合したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項もしくは第２項記載の電力調整装置。