JPS6341454B2 - - Google Patents
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- JPS6341454B2 JPS6341454B2 JP14197879A JP14197879A JPS6341454B2 JP S6341454 B2 JPS6341454 B2 JP S6341454B2 JP 14197879 A JP14197879 A JP 14197879A JP 14197879 A JP14197879 A JP 14197879A JP S6341454 B2 JPS6341454 B2 JP S6341454B2
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3073—Circuits generating control signals when no carrier is present, or in SSB, CW or pulse receivers
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は時分割多元接続方式（TDMA）に
おいてバースト状信号を送信，受信する際に使用
する自動利得制御（AGC）回路に関するもので
ある。
おいてバースト状信号を送信，受信する際に使用
する自動利得制御（AGC）回路に関するもので
ある。
衛星通信系のような通信システムにおいて用い
られる通信方式の一つにバースト通信方式があ
る。バースト通信方式においては情報を伝送する
場合にのみ送信動作が行なわれる。このようなバ
ースト通信方式の利点は所要電力が節減できるこ
とと、同一の衛星、同一の周波数帯を用いて多数
個の送受信局間で通信が行なえることである。
られる通信方式の一つにバースト通信方式があ
る。バースト通信方式においては情報を伝送する
場合にのみ送信動作が行なわれる。このようなバ
ースト通信方式の利点は所要電力が節減できるこ
とと、同一の衛星、同一の周波数帯を用いて多数
個の送受信局間で通信が行なえることである。
このようなバースト通信に用いられるAGC増
幅器においては、このAGC増幅器に入出力する
信号がともにバースト状であることから、それな
りの回路構成を用いられなければならない。この
AGC増幅器は、例えば送信装置では、温度変動
あるいは伝送路切替等による送信電力の変動を一
定値に保つために使用される。また受信装置で
は、受信入力電力の変動を一定出力に保ち復調動
作を安定化させるために使用される。そしてこの
ようなバースト信号用AGC回路においては、可
変増幅器の負帰還バイアス回路にピークホールド
作用を持つ充放電回路を用いてAGC作用を行つ
ているのがふつうである。
幅器においては、このAGC増幅器に入出力する
信号がともにバースト状であることから、それな
りの回路構成を用いられなければならない。この
AGC増幅器は、例えば送信装置では、温度変動
あるいは伝送路切替等による送信電力の変動を一
定値に保つために使用される。また受信装置で
は、受信入力電力の変動を一定出力に保ち復調動
作を安定化させるために使用される。そしてこの
ようなバースト信号用AGC回路においては、可
変増幅器の負帰還バイアス回路にピークホールド
作用を持つ充放電回路を用いてAGC作用を行つ
ているのがふつうである。
しかし従来のこの種のバースト信号用AGC回
路においては、あとに詳しく述べるように、バー
スト時間が変化するとAGC回路出力電力が変化
し、一定出力電力を保持するという回路本来の目
的から外れてしまうのが実情であつた。このため
たとえば回路が、送信装置に適用された場合は送
信電力の変動を来たし、受信装置に適用された場
合は復調回路入力が変動して受信機能劣化の原因
となつていた。
路においては、あとに詳しく述べるように、バー
スト時間が変化するとAGC回路出力電力が変化
し、一定出力電力を保持するという回路本来の目
的から外れてしまうのが実情であつた。このため
たとえば回路が、送信装置に適用された場合は送
信電力の変動を来たし、受信装置に適用された場
合は復調回路入力が変動して受信機能劣化の原因
となつていた。
したがつて本発明の目的は、バースト時間が変
化してもAGC回路出力電力の変化しないバース
ト信号用AGC回路を得ようとするものである。
化してもAGC回路出力電力の変化しないバース
ト信号用AGC回路を得ようとするものである。
本発明の回路は上記の目的のために、バースト
状出力を検波増幅して前記の充放電回路を充電す
る電圧を得る回路に、特定の振幅周波数特性をも
たせて上記の欠点と思われる点を改善するように
したものである。
状出力を検波増幅して前記の充放電回路を充電す
る電圧を得る回路に、特定の振幅周波数特性をも
たせて上記の欠点と思われる点を改善するように
したものである。
すなわち本発明によれば、バースト状信号を入
力し、充放電回路を用いてピークホールド特性を
持たせた負帰還回路により、利得を自動的に制御
してバースト状出力を発するようにしたバースト
信号用自動利得制御回路において、前記バースト
状出力を検波増幅して前記充放電回路の充電用電
圧を形成する手段に、前記バースト状信号のバー
スト時間の長短に対応して前記充電用電圧をそれ
ぞれ減増するピーキング補償を施したことを特徴
とするバースト信号用自動利得制御回路が得られ
る。
力し、充放電回路を用いてピークホールド特性を
持たせた負帰還回路により、利得を自動的に制御
してバースト状出力を発するようにしたバースト
信号用自動利得制御回路において、前記バースト
状出力を検波増幅して前記充放電回路の充電用電
圧を形成する手段に、前記バースト状信号のバー
スト時間の長短に対応して前記充電用電圧をそれ
ぞれ減増するピーキング補償を施したことを特徴
とするバースト信号用自動利得制御回路が得られ
る。
次に図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来のバースト用AGC増幅回路の構
成を示すブロツク図である。第１図において、は
じめに各部分回路につきその名称と機能を簡単に
説明すると、１は可変増幅器、２は包絡線検波
器、３はピークホールド回路、４は高入力インピ
ーダンスの高利得直流増幅器である。そしてピー
クホールド回路３においては、５はふつうの広帯
域直流増幅器、C1はピークホールド用コンデン
サ、X1はバースト状信号到来時には低抵抗とな
つて電荷のチヤージを可能とするが、空きバース
ト時には高抵抗となつてチヤージされた電荷をそ
のまま保持できるピークホールド用ダイオード、
R1はチヤージ時間を決定する抵抗、そしてR2は
デイスチヤージ時間を決定する高抵抗である。そ
してC1，X1，R1，R2は全体としてピークホール
ド用充放電回路を形成している。
成を示すブロツク図である。第１図において、は
じめに各部分回路につきその名称と機能を簡単に
説明すると、１は可変増幅器、２は包絡線検波
器、３はピークホールド回路、４は高入力インピ
ーダンスの高利得直流増幅器である。そしてピー
クホールド回路３においては、５はふつうの広帯
域直流増幅器、C1はピークホールド用コンデン
サ、X1はバースト状信号到来時には低抵抗とな
つて電荷のチヤージを可能とするが、空きバース
ト時には高抵抗となつてチヤージされた電荷をそ
のまま保持できるピークホールド用ダイオード、
R1はチヤージ時間を決定する抵抗、そしてR2は
デイスチヤージ時間を決定する高抵抗である。そ
してC1，X1，R1，R2は全体としてピークホール
ド用充放電回路を形成している。
次に回路の動作について説明する。入力したバ
ースト状信号ｉは、可変増幅器１で制御電圧ｎ
（後述）により負帰還的に増幅され、一方ではバ
ースト状出力信号ｐとして出力すると共に、他方
では包絡線検波器２に加えられ、ここで包絡線検
波された信号ｅは広帯域直流増幅器５により適宜
増幅される。この増幅器が広帯域であるのは、包
絡線検波信号がバースト状であつてバースト時間
とフレーム時間の関数であるスペクトラムが広帯
域に分布するためである。そして増幅された検波
電圧ｖは、ダイオードX1を通してコンデンサー
C1にチヤージング（充電）することによりピー
クホールドされる。このときチヤージング時間τa
はτa＝R1C1、デイスチヤージ（放電）時間τbはτb
＝R2C1により決定される。このようにしてピー
クホールドされた検波電圧v0は利得直流増幅器４
により増幅されてのち可変増幅回路１への制御電
圧ｎとなる。この過程において、AGC回路は負
帰還回路を形成するため、可変増幅回路１の制御
電圧対増幅特性、包絡線検波器２の検波感度、２
つの直流増幅器４と５の増幅利得等は、装置とし
てAGC回路に要求される特性例えばば入力レベ
ル変動対入力レベル変動＝圧縮比などおよびハー
ドウエア上の実現性を考慮したうえで適宜配分さ
れ、決定される。
ースト状信号ｉは、可変増幅器１で制御電圧ｎ
（後述）により負帰還的に増幅され、一方ではバ
ースト状出力信号ｐとして出力すると共に、他方
では包絡線検波器２に加えられ、ここで包絡線検
波された信号ｅは広帯域直流増幅器５により適宜
増幅される。この増幅器が広帯域であるのは、包
絡線検波信号がバースト状であつてバースト時間
とフレーム時間の関数であるスペクトラムが広帯
域に分布するためである。そして増幅された検波
電圧ｖは、ダイオードX1を通してコンデンサー
C1にチヤージング（充電）することによりピー
クホールドされる。このときチヤージング時間τa
はτa＝R1C1、デイスチヤージ（放電）時間τbはτb
＝R2C1により決定される。このようにしてピー
クホールドされた検波電圧v0は利得直流増幅器４
により増幅されてのち可変増幅回路１への制御電
圧ｎとなる。この過程において、AGC回路は負
帰還回路を形成するため、可変増幅回路１の制御
電圧対増幅特性、包絡線検波器２の検波感度、２
つの直流増幅器４と５の増幅利得等は、装置とし
てAGC回路に要求される特性例えばば入力レベ
ル変動対入力レベル変動＝圧縮比などおよびハー
ドウエア上の実現性を考慮したうえで適宜配分さ
れ、決定される。
またチヤージング時間τaおよびデイスチヤージ
ング時間τbはバースト状信号のフレーム周期Ｔと
バースト時間τを考慮して決定されるが、AGC
回路として応答時間が速いという意味でτaは小さ
いほうがよく、ピークホールド特性の安定化とい
う意味ではτbは大きいほうが望ましい。以下にパ
ラメータの一例を示すと、Ｔ＝750μs、τ＝1μs、
τa＝τ×10μs、τb＝Ｔ×100＝75msとすると、C1
＝0.1μF、R1＝100Ω、R2＝750kΩとなる。この
例によると、約10箇のバースト（10フレーム）が
到来した場合にチヤージングがほぼ完了して
AGC回路が動作したことになる。また100フレー
ム時間相当バーストの到来がないとコンデンサー
C1にチヤージングされた電荷がデイスチヤージ
されることを意味する。
ング時間τbはバースト状信号のフレーム周期Ｔと
バースト時間τを考慮して決定されるが、AGC
回路として応答時間が速いという意味でτaは小さ
いほうがよく、ピークホールド特性の安定化とい
う意味ではτbは大きいほうが望ましい。以下にパ
ラメータの一例を示すと、Ｔ＝750μs、τ＝1μs、
τa＝τ×10μs、τb＝Ｔ×100＝75msとすると、C1
＝0.1μF、R1＝100Ω、R2＝750kΩとなる。この
例によると、約10箇のバースト（10フレーム）が
到来した場合にチヤージングがほぼ完了して
AGC回路が動作したことになる。また100フレー
ム時間相当バーストの到来がないとコンデンサー
C1にチヤージングされた電荷がデイスチヤージ
されることを意味する。
TDMA通信方式では通信局の需要により情報
量を可変するためバースト時間が変化するが、こ
の変化に伴ないチヤージ，デイスチヤージの応答
も変化する。
量を可変するためバースト時間が変化するが、こ
の変化に伴ないチヤージ，デイスチヤージの応答
も変化する。
第２図は上記のAGC回路の動作状態を具体的
に説明した図であつて、ａ，ｂ，ｃはバースト時
間の異なる３つの例をあらわしたものである。こ
の第２図において、実線は包絡線検波器２の検波
出力ｅを広帯域増幅器５で適宜増幅したピークホ
ールド用ダイオードX1への入力電圧ｖ、破線は
前記の検波出力がコンデンサーC1にチヤージさ
れた電圧v0の時間応答をそれぞれ示しており、バ
ースト到来時にチヤージされた電圧は空きバース
ト時に抵抗R2を通してデイスチヤージされ、チ
ヤージされる電荷とデイスチヤージされた電荷が
等量でつり合いが保たれた状態で安定化している
様子を示している。そして(a)はＴ／τ1＝10、(b)は
Ｔ／τ2＝５、(c)＝Ｔ／τ3＝1.67の場合について示
す（τ1〜τ3はバースト時間、Ｔはフレーム時間）。
この第２図は説明を容易にするるためＴ／τの比
を実際よりは小さくとつてあるが、実際の回路で
は(a)の場合がＴ／τ1≒1000、(b)の場合がＴ／τ2≒
100、(c)の場合がＴ／τ3≒10といずれも大きくと
る必要がある。
に説明した図であつて、ａ，ｂ，ｃはバースト時
間の異なる３つの例をあらわしたものである。こ
の第２図において、実線は包絡線検波器２の検波
出力ｅを広帯域増幅器５で適宜増幅したピークホ
ールド用ダイオードX1への入力電圧ｖ、破線は
前記の検波出力がコンデンサーC1にチヤージさ
れた電圧v0の時間応答をそれぞれ示しており、バ
ースト到来時にチヤージされた電圧は空きバース
ト時に抵抗R2を通してデイスチヤージされ、チ
ヤージされる電荷とデイスチヤージされた電荷が
等量でつり合いが保たれた状態で安定化している
様子を示している。そして(a)はＴ／τ1＝10、(b)は
Ｔ／τ2＝５、(c)＝Ｔ／τ3＝1.67の場合について示
す（τ1〜τ3はバースト時間、Ｔはフレーム時間）。
この第２図は説明を容易にするるためＴ／τの比
を実際よりは小さくとつてあるが、実際の回路で
は(a)の場合がＴ／τ1≒1000、(b)の場合がＴ／τ2≒
100、(c)の場合がＴ／τ3≒10といずれも大きくと
る必要がある。
第２図の破線の位置に示すように、AGC回路
においては到来バースト長τが変化してもコンデ
ンサーC1に保持される電圧v0はほぼ同じくなるよ
うに負帰還回路を通じて動作する。従つてバース
ト時間が短くなつた場合にも時間内にデイスチヤ
ージ抵抗R2により放電された電位E0を補償する
ような電荷のチヤージが必要なためバースト時間
がτ3からτ1へと順次短くなるに従つて、チヤージ
ングする増幅された検波電圧ｖの示す３つの電圧
値v3，v2，v1がその順に大きくなり、コンデンサ
C1の保持する電圧値をv0とすると、ピークホール
ド用ダイオードX1と抵抗R1の両端にかかる電圧
（V3−V0），（V2−V0），（V1−V0）もこれらの順
に大きくなり、これによつてチヤージング電流が
増加しチヤージング時間を減らすことにより電位
E0を補償している。しかるに増幅された包絡線
検波電圧ｖがV1〜V3と変化するということは、
包絡線検波器２への入力電力すなわち出力信号ｐ
の値P1，P2，P3が変化することである。従つて、
先にも述べたように、この従来のバースト信号用
AGC回路ではバースト時間が変化するとAGC回
路出力電力が変動する。これはAGC回路出力を
一定電力に保つという回路本来の目的からはずれ
るし、例えばこの回路が送信装置に適用された場
合には送信電力の変動を来たし、受信装置に適用
した場合には復調回路入力が変動するため受信機
能劣化の原因となつていた。
においては到来バースト長τが変化してもコンデ
ンサーC1に保持される電圧v0はほぼ同じくなるよ
うに負帰還回路を通じて動作する。従つてバース
ト時間が短くなつた場合にも時間内にデイスチヤ
ージ抵抗R2により放電された電位E0を補償する
ような電荷のチヤージが必要なためバースト時間
がτ3からτ1へと順次短くなるに従つて、チヤージ
ングする増幅された検波電圧ｖの示す３つの電圧
値v3，v2，v1がその順に大きくなり、コンデンサ
C1の保持する電圧値をv0とすると、ピークホール
ド用ダイオードX1と抵抗R1の両端にかかる電圧
（V3−V0），（V2−V0），（V1−V0）もこれらの順
に大きくなり、これによつてチヤージング電流が
増加しチヤージング時間を減らすことにより電位
E0を補償している。しかるに増幅された包絡線
検波電圧ｖがV1〜V3と変化するということは、
包絡線検波器２への入力電力すなわち出力信号ｐ
の値P1，P2，P3が変化することである。従つて、
先にも述べたように、この従来のバースト信号用
AGC回路ではバースト時間が変化するとAGC回
路出力電力が変動する。これはAGC回路出力を
一定電力に保つという回路本来の目的からはずれ
るし、例えばこの回路が送信装置に適用された場
合には送信電力の変動を来たし、受信装置に適用
した場合には復調回路入力が変動するため受信機
能劣化の原因となつていた。
次に本発明の原理について説明する。
第３図は第１図に示す包絡線検波器２の出力ｅ
のスペクトラム特性をあらわした図であつて、
(a)，(b)，(c)はバースト時間の異なる３つの例を第
２図の(a)，(b)，(c)にそれぞれ対応して示したもの
である。この第３図から分るように、バースト信
号検波出力ｅは矩形波状であるため、そのスペク
トラムはsinx／ｘ（ｘは変数）の周波数特性を有
しており、バースト長がτ1，τ2，τ3と変化するに
従つてその逆数1＝１／τ1，2＝１／τ2，3／
１／τ3に比例した周波数的広がりを示している。
したがつてピークホールド出力v0を一定にするに
は、広帯域直流増幅器５の特性に何らかの特徴を
与えるようにすればよい。
のスペクトラム特性をあらわした図であつて、
(a)，(b)，(c)はバースト時間の異なる３つの例を第
２図の(a)，(b)，(c)にそれぞれ対応して示したもの
である。この第３図から分るように、バースト信
号検波出力ｅは矩形波状であるため、そのスペク
トラムはsinx／ｘ（ｘは変数）の周波数特性を有
しており、バースト長がτ1，τ2，τ3と変化するに
従つてその逆数1＝１／τ1，2＝１／τ2，3／
１／τ3に比例した周波数的広がりを示している。
したがつてピークホールド出力v0を一定にするに
は、広帯域直流増幅器５の特性に何らかの特徴を
与えるようにすればよい。
第４図は上記のような目的で広帯域直流増幅器
５に賦与すべき特徴ある特性を示したもので、ｘ
軸は周波数，ｙ軸は振幅利得をそれぞれあらわ
している。そしてこのような振幅周波数特性が与
えられた場合、第３図ａに示す信号が入力した場
合には、周波数1，2の成分が余計に増幅される
結果第３図ｂあるいはｃの信号が入力した場合に
比較して増幅された電圧ｖの値が増大する。同様
に第３図ｂの信号が入力した場合には、やはり増
幅回路出力ｖの値は第３図ｃの場合に比較して増
大するが、この増大のしかたは第３図ａの信号入
力の場合よりは小さい。従つてこの振幅周波数特
性を適宜設定することにより、例えば包絡線検波
器出力ｅの値を、第２図ｃの出力値V3相当（V3
÷増幅率）に保ちながら、バースト信号時間がτ1
の場合にはピークホールド回路の広帯域増幅器５
の出力ｖの値をV1相当に変換することができ、
バースト時間がτ2の場合にはホールド回路入力ｖ
の値をv2相当に変換し、バースト時間がτ3の場合
はホールド回路入力ｖの値がv3相当そのままにす
ることが可能となる。
５に賦与すべき特徴ある特性を示したもので、ｘ
軸は周波数，ｙ軸は振幅利得をそれぞれあらわ
している。そしてこのような振幅周波数特性が与
えられた場合、第３図ａに示す信号が入力した場
合には、周波数1，2の成分が余計に増幅される
結果第３図ｂあるいはｃの信号が入力した場合に
比較して増幅された電圧ｖの値が増大する。同様
に第３図ｂの信号が入力した場合には、やはり増
幅回路出力ｖの値は第３図ｃの場合に比較して増
大するが、この増大のしかたは第３図ａの信号入
力の場合よりは小さい。従つてこの振幅周波数特
性を適宜設定することにより、例えば包絡線検波
器出力ｅの値を、第２図ｃの出力値V3相当（V3
÷増幅率）に保ちながら、バースト信号時間がτ1
の場合にはピークホールド回路の広帯域増幅器５
の出力ｖの値をV1相当に変換することができ、
バースト時間がτ2の場合にはホールド回路入力ｖ
の値をv2相当に変換し、バースト時間がτ3の場合
はホールド回路入力ｖの値がv3相当そのままにす
ることが可能となる。
以上の説明より明らかなように、包絡線検波器
出力ｅを増幅する広帯域増幅器５の振幅周波数特
性を、バースト時間が短い場合の周波数成分の利
得を増大するように設定することにより、バース
ト時間が変化しても（このとき包絡線検波器出力
は一定）ピークホールド用チヤージ電圧がバース
ト時間に対応して変化して保持電圧が一定となる
ようなAGC回路、即ちバースト時間が変化して
も出力電力が一定となるようなAGC回路を実現
することができる。
出力ｅを増幅する広帯域増幅器５の振幅周波数特
性を、バースト時間が短い場合の周波数成分の利
得を増大するように設定することにより、バース
ト時間が変化しても（このとき包絡線検波器出力
は一定）ピークホールド用チヤージ電圧がバース
ト時間に対応して変化して保持電圧が一定となる
ようなAGC回路、即ちバースト時間が変化して
も出力電力が一定となるようなAGC回路を実現
することができる。
第５図はこの発明によるバースト信号用AGC
回路の一実施例の構成を示すブロツク図である。
第１図の従来回路におけると同じブロツクなどに
ついては第１図の参照数字に10を加えた参照数字
を用いている。但しＣ，Ｒ，Ｌなどの記号および
ｉ，ｐ，ｅ，ｖなどの電流又は電圧をあらわす記
号は同じものを用いてある。第５図において、入
力したバースト状信号ｉは可変増幅器１１で負帰
還制御的に増幅され、包絡線検波器１２において
包絡線検波されて信号ｅを広帯域直流増幅器１５
に送るところまでは従来と同じである。そして広
帯域増幅回路１５にC1，X1，R1，R2から成る充
放電回路を加えたものは第１図に示したピークホ
ールド回路３に相当する。
回路の一実施例の構成を示すブロツク図である。
第１図の従来回路におけると同じブロツクなどに
ついては第１図の参照数字に10を加えた参照数字
を用いている。但しＣ，Ｒ，Ｌなどの記号および
ｉ，ｐ，ｅ，ｖなどの電流又は電圧をあらわす記
号は同じものを用いてある。第５図において、入
力したバースト状信号ｉは可変増幅器１１で負帰
還制御的に増幅され、包絡線検波器１２において
包絡線検波されて信号ｅを広帯域直流増幅器１５
に送るところまでは従来と同じである。そして広
帯域増幅回路１５にC1，X1，R1，R2から成る充
放電回路を加えたものは第１図に示したピークホ
ールド回路３に相当する。
しかしこの広帯域直流増幅器１５は、従来の場
合入力に比例した出力を発するのに対し、本発明
においてはバースト時間の相対的な長短に応じて
増幅率をそれぞれ相対的に減増するように構成さ
れている。すなわちトランジスタTR1とTR2を主
体とする増幅部分にトランジスタTR3、インダク
タンスL1、リアクタンスC2、抵抗R3を加えて負
帰還特性を持つ広帯域直流増幅器を構成し、L1，
C2，R3の値を適当に選ぶことによりこれらの大
きさによつてきまる負帰還回路ピンキング定数を
所望の値にし、これによりピーキングの帯域幅お
よびピーキングの中心周波数を決定することがで
きる。例えば第４図に示すピーキング特性を得る
ためには、 2π√2 1＝１／1 となるようにC2とL1を設定すればよい。この場
合に抵抗R3はL1，C2で構成される直列共振回路
の負荷Ｑを調整するためのものであり、具体的に
はピーキングの帯域幅を決定している。
合入力に比例した出力を発するのに対し、本発明
においてはバースト時間の相対的な長短に応じて
増幅率をそれぞれ相対的に減増するように構成さ
れている。すなわちトランジスタTR1とTR2を主
体とする増幅部分にトランジスタTR3、インダク
タンスL1、リアクタンスC2、抵抗R3を加えて負
帰還特性を持つ広帯域直流増幅器を構成し、L1，
C2，R3の値を適当に選ぶことによりこれらの大
きさによつてきまる負帰還回路ピンキング定数を
所望の値にし、これによりピーキングの帯域幅お
よびピーキングの中心周波数を決定することがで
きる。例えば第４図に示すピーキング特性を得る
ためには、 2π√2 1＝１／1 となるようにC2とL1を設定すればよい。この場
合に抵抗R3はL1，C2で構成される直列共振回路
の負荷Ｑを調整するためのものであり、具体的に
はピーキングの帯域幅を決定している。
なお以上の説明において検波出力ｅは従来のも
のをそのまま使用した場合について説明したが、
検波器１２の検波特性に前述のような意味の非直
線性の一部を与えることもできる。したがつて本
発明においては検波増幅出力に前述のような特徴
を与えるというふうに理解すべきである。また利
得制御を自動的に行う可変増幅器１１の代りに可
変減衰器を用い必要に応じ増幅器を附加してもよ
い。
のをそのまま使用した場合について説明したが、
検波器１２の検波特性に前述のような意味の非直
線性の一部を与えることもできる。したがつて本
発明においては検波増幅出力に前述のような特徴
を与えるというふうに理解すべきである。また利
得制御を自動的に行う可変増幅器１１の代りに可
変減衰器を用い必要に応じ増幅器を附加してもよ
い。
以上説明したように、本発明によれば、バース
ト時間が変わつても出力電力が変化しないバース
ト信号用AGC回路を実現することができる。
ト時間が変わつても出力電力が変化しないバース
ト信号用AGC回路を実現することができる。
第１図は従来のバースト信号用AGC回路の構
成を示すブロツク図で、第２図は上記AGC回路
の動作状態を説明した図であつて、ａ，ｂ，ｃは
バースト時間の異なる３つの場合について示した
ものであり、第３図は包絡線検波器の出力のスペ
クトラムをあらわした図であつて、ａ，ｂ，ｃは
バースト時間を変化させた場合について示したも
のであり、第４図は本発明によるピーキングを施
したピークホールド回路内の広帯域増幅回路の振
幅周波数特性の一例を示した図、第５図は第４図
に示す振幅周波数特性を実現するための本発明の
バースト信号用AGC回路の一実施例の構成を示
した図である。 記号の説明：１１は可変増幅回路、１２は包絡
線検波器、１４は高利得高インピーダンス直流増
幅器、１５はバースト信号の長短により出力の変
化する広帯域直流増幅器、C1，X1，R1はピーク
ホールド用充放電回路を形成するコンデンサ、ダ
イオード、抵抗をそれぞれあらわし、L1，C2，
R3は負帰還回路のピーキング常数を選択するた
めのインダクタンス、コンデンサ、抵抗をそれぞ
れあらわしている。
成を示すブロツク図で、第２図は上記AGC回路
の動作状態を説明した図であつて、ａ，ｂ，ｃは
バースト時間の異なる３つの場合について示した
ものであり、第３図は包絡線検波器の出力のスペ
クトラムをあらわした図であつて、ａ，ｂ，ｃは
バースト時間を変化させた場合について示したも
のであり、第４図は本発明によるピーキングを施
したピークホールド回路内の広帯域増幅回路の振
幅周波数特性の一例を示した図、第５図は第４図
に示す振幅周波数特性を実現するための本発明の
バースト信号用AGC回路の一実施例の構成を示
した図である。 記号の説明：１１は可変増幅回路、１２は包絡
線検波器、１４は高利得高インピーダンス直流増
幅器、１５はバースト信号の長短により出力の変
化する広帯域直流増幅器、C1，X1，R1はピーク
ホールド用充放電回路を形成するコンデンサ、ダ
イオード、抵抗をそれぞれあらわし、L1，C2，
R3は負帰還回路のピーキング常数を選択するた
めのインダクタンス、コンデンサ、抵抗をそれぞ
れあらわしている。
Claims (1)
- １ バースト状信号を入力し、充放電回路を用い
てピークホールド特性を持たせた負帰還回路によ
り、利得を自動的に制御してバースト状出力を発
するようにしたバースト信号用自動利得制御回路
において、前記バースト状出力を検波増幅して前
記充放電回路の充電用電圧を形成する手段に、前
記バースト状信号のバースト時間の長短に対応し
て前記充電用電圧をそれぞれ減増するピーキング
補償を施したことを特徴とするバースト信号用自
動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14197879A JPS5666916A (en) | 1979-11-05 | 1979-11-05 | Automatic gain control circuit for burst signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14197879A JPS5666916A (en) | 1979-11-05 | 1979-11-05 | Automatic gain control circuit for burst signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5666916A JPS5666916A (en) | 1981-06-05 |
| JPS6341454B2 true JPS6341454B2 (ja) | 1988-08-17 |
Family
ID=15304540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14197879A Granted JPS5666916A (en) | 1979-11-05 | 1979-11-05 | Automatic gain control circuit for burst signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5666916A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59128837A (ja) * | 1983-01-14 | 1984-07-25 | Nec Corp | バ−スト信号用自動利得制御回路 |
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| CA2135816C (en) * | 1993-11-19 | 2000-02-15 | Takashi Enoki | Transmission circuit with improved gain control loop |
| WO2007122563A2 (en) * | 2006-04-25 | 2007-11-01 | Manousos Pattakos | Improved variable valve actuation |
| CN103636121A (zh) * | 2011-10-13 | 2014-03-12 | 三菱电机株式会社 | 前端放大器 |
-
1979
- 1979-11-05 JP JP14197879A patent/JPS5666916A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5666916A (en) | 1981-06-05 |
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