JPS6333394B2

JPS6333394B2 -

Info

Publication number: JPS6333394B2
Application number: JP56088621A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Shibuya; Kuniharu Iwasaki
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1981-06-09
Filing date: 1981-06-09
Publication date: 1988-07-05
Also published as: JPS57206294A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は無整流子電動機の制御方法に係り、特
に逆変換部のサイリスタ群の逆電圧時間を直接検
出して転流余裕時間の一定制御を行なうことによ
つて、軽負荷時さらには低速度領域での運転力率
を改善する改良された制御装置のバツクアツプ方
法を提供しようとするものである。

ポンプ、ブロワ等の可変速駆動源として用いら
れる無整流子電動機は、始動時の電動機トルクを
大なるものとしトルク特性を改善する方法とし
て、逆変換部の転流進み角（以下βと略称する）
を、始動時にβ＝0゜とし定常時にβ＝60゜と固定
して行なわれることはよく知られている所であ
る。この種βを固定して所定の可変速制御が行な
われる運転方法では、例えば軽負荷時、重負荷時
等を問わずβが固定されているので、特に軽負荷
時の転流余裕角γが大きくなつて運転力率の悪化
をきたすことはよく知られている所である。かか
る問題を解決する方法として、従来では負荷電流
の値に応じてβを制御する方法がとられている訳
であるが、かかる従来のβ制御方法と併せてその
問題点を第１図Ａ，Ｂの波形図を参照し乍ら具体
的に説明するものとする。

第１図Ａ，Ｂの各波形図は、直流式であれば逆
変換部のサイリスタの逆電圧波形と負荷電流との
対応関係を表わし、第１図Ａは従来のβ固定法
を、同様に第１図Ｂは負荷電流に応じてβを制御
する従来のβ制御方法を示す。第１図Ａで実線イ
の波形は重負荷時のサイリスタのＡ−Ｋ間逆電圧
波形を示し、同様に破線イ′の波形は軽負荷時の
サイリスタＡ−Ｋ間逆電圧波形を示し、さらに実
線ロは重負荷時の負荷電流（サイリスタ電流）波
形を示し、破線ロ′は軽負荷時の負荷電流波形を
示している。なお、γ、γ′は重負荷時、軽負荷時
の転流余裕角を、同様にｕ、u′は重負荷時、軽負
荷時の転流重なり角を、さらにβ、β′は重負荷
時、軽負荷時の転流進み角をそれぞれ示してい
る。ここで転流進み角はβ＝γ＋ｕ、β′＝γ′＋
u′で表わされ、負荷力率はθ＝γ＋ｕ／２、θ′＝
γ′＋u′／２で表わされ、さらに転流重なり角はｕ
＝Ｅ（ｔ）．I₀／Ｌ、u′＝Ｅ（ｔ）．I₀′／Ｌでそれ
ぞ
れ表わされることもよく知られている。但しＥは
出力電圧を、I₀，I₀′は負荷電流を、Ｌは共振回路
のリアクタンスをそれぞれ示す。この第１図Ａよ
り明らかなように、重負荷時、軽負荷時等の負荷
電流に何ら関係なくβを固定すると、特に軽負荷
時にγ′が大きくなつて、これにより負荷力率角
θ′が大となり力率が悪くなる。従つて重負荷時に
負荷電流の値に応じてβを制御し、特に軽負荷時
のγを重負荷時のそれと一致すべく所定の制御を
行なえばγ→θ→ｕ、γ→θ′→u′と負荷電流との
対応関係は第１図Ｂのようになる。この第１図Ｂ
の波形図より明らかなように、軽負荷時および重
負荷時を問わずγが一定となるようにβを制御す
ると、特に軽負荷時に転流余裕角と転流重なり角
とそれぞれ小さくなつて、結果として負荷力率角
が小となつて力率が改善され且つ効率のアツプが
図られることとなる。このように、従来では負荷
電流に応じてγを一定とすべく転流進み角βを制
御することによつて、今日叫ばれている省エネル
ギーという時流に沿つた無整流子電動機なるもの
が実現できた所以ではあるが、かかる従来のγ一
定制御方法に於ても、例えばサイリスタの転流進
み角γを負荷電流に応じて制御すべく、実速度信
号を基にして形成した三角波に負荷電流のレベル
をスライスして、三角波と負荷電流のレベルとを
比較しなければならず、必然的に電動機の実速度
信号を取出すパルスピツクアツプさらには速度検
出用小発電機等のセンサーが必要となる。このよ
うな速度検出用としてのセンサーは、電動機軸に
横方向に取着けなければならず、さらに電動機軸
の横方向には界磁と固定子との対向位置を検出す
る為の位置検出器なるものを取付けねばならない
ので、結果的に電動機の横方向のスペースが大と
なつて、電動機の取付け面積に制約がある場合な
ど大きな問題となる。特に重要なことは、重負
荷、軽負荷時等を問わず運転全域に渡つて所定の
γ一定制御が行なわれるものであるからして、特
に低速度領域で周波数が低いような場合、転流余
裕角が全負荷時と同一に保持されるので運転力率
が極端に悪くなることである。かかる事象を具体
的に述べてみるに、電動機の運転力率を支配する
負荷力率角θは、θ＝γ＋ｕ／２の式で示される
ことはよく知られている所である。従つて運転力
率を向上させる為には転流余裕角γと転流重なり
角ｕとをそれぞれ小さくすればよい訳であるが、
これら諸量γ、ｕはインバータの転流を安定に行
なわせる為には最低限の角度が必要で、極端に小
さくはできない。この点を考慮してγ一定制御を
行なうものであるが、かかるγ一定制御であれ
ば、余裕角は一定に保持されるが特に余裕時間の
面よりみた場合、周波数が低くなればなる程サイ
リスタに印加する逆電圧の時間が次第に長くな
り、結果的に転流時の余裕時間が大幅に増加して
運転力率を悪化させ効率も悪いものとなつてい
る。

そこで、従来行われているような定速度制御
（γ一定制御）ではなく転流余裕時間の一定制御
（定時間制御）を行なうことにより、低速度領域
での転流余裕時間が小さくなつて運転力率を改善
しかつ高効率の装置になる制御方法が提案されて
いる。

本発明は上記転流余裕時間一定制御において、
複雑化する逆変換部制御装置に異常が発生した場
合にも正常なインバータ運転を継続できるように
したバツクアツプ方法を提供することを目的とす
る。

以下、本発明方法を詳細に説明する。

第２図において、１はサイリスタを純ブリツジ
接続して形成した順変換部でその制御系は図示し
ないがメジヤーループの電圧制御系と、この内側
に設けたマイナーループの電流制御系とで構成さ
れ、指令値通りに直流電圧を制御するものであ
る。２は直流中間回路の直流リアクトルで、３は
サイリスタを純ブリツジ接続して形成した一般に
サイリスタコミユテータと呼称されている逆変換
部で、４はクロボール型の回転子を有する電動機
本体で、この電動機には図示はしないが界磁と固
定子の相対的な位置を検出する電磁式、光電式等
の位置検出器が配置される。５は位置検出器より
の信号を基に60゜の位相差を有する同期信号と、
入力信号群より２組の信号を組合せて逆変換部の
サイリスタ群を転流する為の基準となるゲート信
号とを発生する分配器で、６は分配器よりの同期
信号を直流レベルの電圧信号に変換するＦ／Ｖ変
換回路で、この回路では例えば同期信号が電動機
速度（周波数）に依存性があるので、変換された
直流電圧のレベルは電動機速度に比例したものと
なつて、速度検出器を用いなくても間接的に実速
度信号を取出すことができる。７はＦ／Ｖ変換回
路よりの電圧信号を積分して且つ同期信号でリセ
ツトされることによつて電動機の実速度に比例し
た周波数でかつ電動機回転子の回転位相に同期し
た基準の三角波信号を発生する三角波発生回路
で、この回路は三角波信号の波高値が一定で且つ
波形幅が周波数に依存性があるような信号を発生
すべく、回路構成は図示しないが、例えば同期信
号で閉路するアナログスイツチと、所定の積分動
作を行なう積分アンプとで構成される。８は逆変
換部のサイリスタ群の転流余裕時間を検出する為
の回路で、この転流余裕時間検出回路は、第４図
で示すように逆変換部のサイリスタ個々（図では
単に１個のサイリスタ１７を示す）に、発光ダイ
オード１８とダイオード２０との直列回路を並列
接続して、逆電圧が印加された場合に発光するダ
イオードの光信号をライトガイドを介して１９の
ホト・トランジスタが受光している期間を「１」、
OFFしている期間を「０」というパルス信号の
形で転流余裕時間検出回路に送出することによつ
て、所望の転流余裕時間を検出するようにしてい
る。９は入力される同期信号を基に基準となる転
流余裕時間に相当するパルスを出力するγ設定パ
ルス発生回路で、１０は基準となる転流余裕時間
に相当するパルスと検出された転流余裕時間に相
当するパルスとを比較する為の比較回路で、１１
は両パルスの差分に相当する電圧信号を一且増幅
する為の偏差用アンプで、１２は基準の三角波信
号と偏差用アンプよりの電比レベルとを比較する
比較回路で、三角波信号が電動機の回転子位相に
同期した周波数と位置になることで比較結果には
基準ゲート信号に対する位相のための同期化した
パルスを得る。１３は分配器５よりの基準となる
ゲート信号を比較回路よりの信号で移相すること
によつて、所要のゲート信号を得る為のゲートロ
ジツク回路で、１４はゲートロジツク回路１３の
ゲート信号と分配器５よりのゲート信号とを切換
える切換回路で、１５は分配器５よりの基準とな
るゲート信号に対するゲートロジツク回路１３の
ゲート信号位相から６〜13から成る転流余裕時間
一定制御系の故障検出をする故障検出回路であつ
てその故障検出時には切換回路１４を分配器５の
ゲート信号側に切換える。１６は移相されたゲー
ト信号を一旦増幅する為のゲート増幅回路であ
る。

以上のように構成される本実施例の動作を第３
図に示すタイムチヤート図を参照し乍ら詳述する
と、ここでは順変換部の動作はよく知られている
所であるので説明は省略するものとし、先ず無整
流子電動機が始動し図示しない位置検出器より、
第３図のタイムチヤート図でイ〜ハに示すような
パルス幅が180゜で位相差が120゜を有する位置検出
信号群１φ−２φ−３φが５の分配器に出力され
たものとする。５の分配器では入力される位置検
出信号を基に、先ず入力信号１φ−２φ−３φを
反転回路で反転して第３図のニ〜ヘに示すような
反転信号１−２−３を得、これら位置検出
信号群より60゜の位相差を有する同期信号Ａ（第３
図トに示す）を発生するようにする。この動作と
並行して第３図のイ〜ヘに示す６個の位置検出信
号群より２組の信号を組合せて所定の論理処理を
行ない、例えば１φ・３φおよび１・３，２
φ−３φ，２−３というように２組の信号の
論理積をとり、第３図のヌ〜ヨに示すような逆変
換部のサイリスタ群を転流させる為の基準となる
ゲート信号群Ｄを得るようにする。このようにし
て取出された各信号より一方の同期信号Ａを第２
図に示すＦ／Ｖ変換回路６とγ設定パルス発生回
路９に導びき、パルス発生回路９では設定された
転流余裕時間に相当するパルス信号、例えば設定
時間が１ｍｓ（この１ｍｓは転流余裕角γで略23゜
に相当する）であれば、１ｍｓに相当する時間幅
で且つレベルが＋10Vのパルス信号を発生して１
０の比較回路に時間指令として与える。なおこの
時間指令は位置検出信号に対応するものでなけれ
ばいけないので、同期信号が入力される度毎に転
流余裕時間に相当するパルス信号が出力されるこ
とになる。かかる動作と並行して分配器よりの同
期信号を基に第２図のＦ／Ｖ変換回路６では、同
期信号を直流レベルの電圧信号に変換して、同期
信号の周波数に比例したレベルの電圧信号を三角
波発生回路７に出力して、この回路７で入力され
る電圧信号を積分し且つ同期信号によつてリセツ
トされるので、波高値が周波数に無関係で常に一
定であつて、且つ波形幅が周波数に依存性のある
所要の三角波信号Ｂ（第３図のチに示す）を１２
の比較回路に与える。一方８の転流余裕時間検出
回路では、例えば第４図に示す電流／光−光／電
圧変換回路で検出した逆変換部３のサイリスタ群
の転流時のＡ−Ｋ間逆電圧信号、即ち第５図Ａに
示すＡ−Ｋ間逆電圧を第５図Ｂの如く逆電圧が印
加されている区間のみ「１」とするパルス信号
で、転流余裕角γに相当する転流余裕時間を検出
する。この場合、転流余裕時間検出回路より出力
されるパルス信号は、例えばレベルが周波数に関
係なく−10Vというように常に一定で、パルス幅
のみが逆電圧区間に相当するものであつて、しか
もこのパルス幅が時間に相当するものであるから
して、パルス信号がそのままサイリスタの転流余
裕時間を意味していることになる。従つてこのよ
うにして取出された転流余裕時間検出信号と上記
１ｍｓという設定した転流余裕時間指令信号と
が、第６図に示すようにパルス信号の形で１０の
比較回路で比較させて、両パルス信号の差分を１
１の偏差用アンプで一旦増幅して、この増幅した
直流レベルの信号Ｈと基準となる三角波信号Ｂと
が１２の比較回路で比較され、三角波信号Ｂが直
流レベルの信号Ｈに比し大なる区間のみ「１」と
する第３図のリに示すような信号Ｃが１３のゲー
トロジツク回路に出力される。このロジツク回路
１３では分配器より基準となるゲート信号Ｄ（第
３図のヌ〜ヨに示す）が導びかれるので、この基
準ゲート信号Ｄを比較回路１２よりＣ信号の幅に
相当する期間だけ適宜移相することによつて、第
３図のタ〜ソに示すような所要のゲート信号を得
る。なお基準となるゲート信号とは、例えば第３
図のヌ〜ヨの信号群で１φ・３φと１・３お
よび２φ・１φと２・１さらには２φ・３φ
と２・３いうように２組の信号を組合わせる
ことによつて得られる。このようにして形成され
る基準となるゲート信号を第３図のリに示すＣ信
号の幅だけ移相すれば、点弧すべきサイリスタの
転流余裕時間を常に設定された基準時間と一致す
るように、転流進み角βの制御が行なわれる。

従つて、定常運転時間に於て定格回転数および
それ以上の高速度領域では転流余裕時間の基準時
間を１ｍｓとし、この基準時間は従来のγ一定制
御の場合の転流余裕角γ＝23゜に略相応するもの
であるからして、かかる領域での負荷力率角θは
本願による余裕時間一定制御でも、従来のγ一定
制御の場合も同一の値で運転力率の面では何ら変
りはない。しかし乍ら周波数を逓減し低速度領域
へと移行したような場合、従来のγ一定制御であ
れば、余裕角は一定に保持されるが余裕時間の面
より考慮した場合、周波数が低くなればなる程サ
イリスタに位加する逆電圧の時間が次第に長くな
り、結果的に余裕時間が増大することとなつて運
転力率を悪化させ効率も悪いものとなつている。

この点本実施例における転流余裕時間一定制御
によれば、周波数が低い低速度領域では、周波数
が低くなるとよく知られているようにサイリスタ
のＡ−Ｋ間逆電圧の期間が長くなるので、第２図
の転流余裕時間検出回路８より出力されるパルス
幅も長くなつて、基準時間（略１ｍｓ）に相当す
る設定パルス幅との偏差量が大となり、これによ
つて三角波信号Ｂと交わる偏差量を増幅した信号
Ｈが第３図チで上方向に移行し、三角波信号Ｂと
信号Ｈとの交点は遅れ方向（第３図チの右方向）
に移行して行く。この結果、第２図の比較回路１
２より出力される第３図リのＣ信号によつて転流
進み角βを遅らせ、サイリスタに印加される逆電
圧の時間、即ち転流余裕時間を基準の１ｍｓに保
持すべく所定の余裕時間一定制御を行なうもので
ある。このように、低速度領域でもサイリスタに
印加する逆電圧の時間を基準の１ｍｓとなるよう
に転流進み角βを制御し間接的に転流余裕角γ
も、転流失敗を生じない範囲での所要の最小角度
まで絞られて行くので、低速度領域での転流余裕
角γは、従来方式のγ一定制御に比し小さくなつ
て負荷力率θも小となり運転力率が改善される。
なおこれとは反対に、周波数が高くなつて検出し
たサイリスタの転流余裕時間が基準時間より短か
くなると、三角波信号Ｂと交わる偏差信号Ｈが第
３図のチで下方向に移行して行くので、転流進み
角βを進ませて転流余裕角γが所定の範囲に入る
よう設定した基準時間通りに転流余裕時間を制御
する。

以上のように、サイリスタ個々の転流余裕時間
を直接検出し、所定の転流余裕時間の一定制御を
行なうことで低速度領域での転流余裕時間を短縮
して運転力率改善等を図る。

ここで、故障検出回路１５は分配器５からの基
準となるゲート信号Ｄ（第３図ヌ〜ヨ）とゲート
ロジツク回路１３のゲート信号（第３図タ〜ソ）
１φ₁，２φ₁，３φ₁により各相についての故障検
出をなし、故障検出されるときには切替回路１４
を分配器５に入力される位置検出信号（第３図の
イ〜ヘ）側に切換えて逆変換部３のゲート信号と
して与え、逆変換部の運転継続を図る。

故障検出回路１５は第７図に１相分を示す。回
路Ａ側に示すもので説明すると分配器５から与え
られるゲート信号Ｄ（図中では１φ・３φ）の立
上りを単安定マルチバイブレータ２１で検出して
フリツプフロツプ２２をセツトし、ゲートロジツ
ク回路１３からのゲート信号（図示では１φ₁）
の立上りを単安定マルチバイブレータ２３で検出
してフリツプフロツプ２２をリセツトする。従つ
て、フリツプフロツプ２２はゲート信号Ｄに対し
てゲートロジツク回路１３から正規のゲート信号
が出力されればセツト、リセツトがなされ、正規
のゲート信号がないときにはセツト状態にされ
る。フリツプフロツプ２２のセツト出力はナンド
ゲート２４の一方の入力にされ、その他方の入力
にはゲート信号Ｄを入力とするインバータ２５の
反転出力が与えられる。この回路はゲート信号１
φ₁の立下りについてもの信号１φ₁の反転入力を
持つＢ側回路についても同様にされるし、２φ，
３φについても夫々Ａ，Ｂ回路が設けられて各出
力のワイヤードオアが取られてフリツプフロツプ
２６のセツト即ち故障検出出力OUTが取出され
る。

第８図は故障検出回路１５の動作波形を例示
し、第７図の回路Ａについて示す。位相制御の信
号１φ₁の立上りは分配器５の１φ・３φの期間
に発生しなければならないし、信号１φ₁の立下
りは１，３の期間に発生しなければならな
い。これを回路Ａ側とＢ側で夫々検出し、これら
期間に信号１φ₁の立上がり及び立下りが発生し
ないとき制御系の異常として切換回路１４の切換
えをなす。第８図中、時刻t₁での検出には信号１
φ₁、即ちマルチバイブレータ２３の出力１φ₁₁が
正常にあるためフリツプフロツプ２２のリセツト
がなされ、フリツプフロツプ２２の出力がリセツ
ト状態になつた後、信号１φ.３φによりナンド回
路２４のゲート開がなされてその出力OUT_Aは
“１”状態を出力し続ける。しかしながら、時刻
t₂からの検出において基準ゲート信号１φ・３φ
の出力時間（t₂〜t₃）内でゲート１φ₁が出力開始
されないという故障が生じた場合には単安定マル
チバイブレータ２３の出力１φ₁₁がt₂〜t₃内にない
ためフリツプフロツプ２２はその出力を時刻t₃以
降にまで継続し信号１φ・３φの立下りで（t₃）
ナンド回路２４の出力OUT_Aが“０”になつて故
障検出がなされる。又ゲート信号１φ₁が出力さ
れない場合の故障においては信号１φ₁₁が存在し
ないためナンド回路２４の出力はt₃以降継続して
“０”を出力し上述の説明と同様故障検出がなさ
れる。

以上のとおり、本発明によれば、転流余裕時間
一定制御系を持つ無整流子電動機制御方法におい
て、転流余裕時間一定制御系に故障発生（誤動作
を含む）するときに、故障検出により逆変換部を
位置検出信号によるゲート制御に切換えて逆変換
部の運転停止、故障拡大等を起すことなく運転継
続を可能にしたバツクアツプ方法になり、力率改
善等の機能が一時的に失なわれるが電動機運転を
継続してその信頼性を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のβ一定制御及びγ一定制御を行
なう場合のサイリスタＡ−Ｋ間逆電圧波形と負荷
電流との対応関係を示す図、第２図は本発明によ
る一実施例を示す具体的な回路構成図、第３図は
その動作タイムチヤート、第４図は第２図におけ
るサイリスタのＡ−Ｋ間逆電圧検出の一具体例、
第５図はその逆電圧検出時のサイリスタＡ−Ｋ間
逆電圧波形と検出パルス電圧との対応関係を示す
図、第６図は第２図における比較器１０の比較説
明図、第７図は第２図における故障検出回路の一
具体例を示す図、第８図は第７図の動作タイムチ
ヤートである。１……順変換部、３……逆変換部、５……分配
器、６……Ｆ／Ｖ変換回路、７……三角波発生回
路、８……転流余裕時間検出回路、９……γ設定
パルス発生回路、１１……偏差用アンプ、１３…
…ゲートロジツク回路、１４……切換回路、１５
……故障検出回路、１６……ゲート増幅回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１界磁と固定子との相対的な位置を検出する位
置検出器と、この検出器よりの位置検出信号を基
に60゜の位相差を有する同期信号と逆変換部のサ
イリスタ群を転流させるための基準ゲート信号と
を夫々発生する分配器と、この分配器より取り出
された同期信号をＦ／Ｖ変換器により電圧信号に
変換した後積分し、且つ分配器よりの同期信号に
より積分値をリセツトすることにより三角波信号
を発生する三角波発生回路と、前記逆変換部のサ
イリスタ転流余裕時間を検出し、この検出信号と
設定した基準時間との偏差を制御信号として前記
三角波信号と比較して上記基準ゲート信号を移相
制御し、この移相したゲート信号を基に逆変換部
を位相制御することで転流余裕時間一定制御する
と共に、前記移相したゲート信号の立上り部と立
下り部の夫々が前記分配器から出力される基準ゲ
ート信号のパルス出力時間内に入るかどうかを検
出し、この立上り部と立下り部の少なくとも一方
が基準ゲート信号のパルス出力時間内に入らない
場合には、該ゲート信号系の故障として逆変換部
へのゲート制御信号を上記位置検出信号に切換え
ることを特徴とする無整流子電動機の制御方法。