JPS6329289Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6329289Y2 JPS6329289Y2 JP14557980U JP14557980U JPS6329289Y2 JP S6329289 Y2 JPS6329289 Y2 JP S6329289Y2 JP 14557980 U JP14557980 U JP 14557980U JP 14557980 U JP14557980 U JP 14557980U JP S6329289 Y2 JPS6329289 Y2 JP S6329289Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- output
- distortion
- differential
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 16
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
オーデイオ回路などに用いられる増幅回路を構
成する増幅器は特に大振幅の信号を処理する場
合、或は高忠実度増幅を行なう場合、非線形増幅
器として取扱はれる。増幅器の出力信号から非線
形に起因する歪成分を除去するため通常は負帰還
が施されるが、このような負帰還構成の増幅器で
は、多段にわたつて多量の負帰還をかけるため
に、その周波数特性や負帰還信号の時間遅れなど
によつて、回路が発振したり過渡的な歪が発生す
る等の欠点を有する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] Amplifiers that make up amplifier circuits used in audio circuits, etc. are used as nonlinear amplifiers, especially when processing large amplitude signals or performing high-fidelity amplification. Handling available. Negative feedback is normally applied to remove distortion components caused by nonlinearity from the output signal of an amplifier, but in amplifiers with such a negative feedback configuration, the frequency It has drawbacks such as circuit oscillation and transient distortion due to the characteristics and time delay of the negative feedback signal.
負帰還によらないでも歪を除去することができ
るならば、負帰還構成に基づく特有な歪などが発
生しないので都合がよい。 It would be advantageous if distortion could be removed without using negative feedback, since the peculiar distortion caused by the negative feedback configuration would not occur.
負帰還によらないで歪を除去するには、その増
幅回路を例えば第１図のように構成すればよい。 In order to eliminate distortion without relying on negative feedback, the amplifier circuit may be configured as shown in FIG. 1, for example.
図において端子１に供給された入力信号S1は、
電力増幅器等で構成された増幅器１０で増幅され
たのち負荷RLに供給される。２０は差動増幅器
であつて、入力信号S1と、この入力信号S1と同相
の、増幅器１０の出力信号S2とがそれぞれ非反転
入力端子及び反転入力端子に供給されることによ
り、両信号S1，S2が差動増幅される。前述のよう
に、増幅器１０の増幅特性は非直線的であるの
で、出力信号S2には無歪成分S20と共に歪成分SD
が含まれる。従つて、信号S1，S2のレベルを適当
に定めれば、差動増幅器２０からは歪成分SDだけ
が差動出力S4として出力されることになる。 In the figure, the input signal S 1 supplied to terminal 1 is
After being amplified by an amplifier 10 composed of a power amplifier or the like, the signal is supplied to the load R L. Reference numeral 20 denotes a differential amplifier, in which the input signal S 1 and the output signal S 2 of the amplifier 10, which is in phase with this input signal S 1 , are supplied to a non-inverting input terminal and an inverting input terminal, respectively. Signals S 1 and S 2 are differentially amplified. As mentioned above, since the amplification characteristic of the amplifier 10 is non-linear, the output signal S 2 includes the distortion component S D as well as the undistorted component S 20 .
is included. Therefore, if the levels of the signals S 1 and S 2 are appropriately determined, only the distortion component S D will be output from the differential amplifier 20 as the differential output S 4 .
差動出力S4は図のように出力信号S2と合成され
てから負荷RLに供給される。この場合、出力信
号S2中に含まれる歪成分に対し、差動増幅器２０
より取出された歪成分は逆相関係にあるから、両
信号S2，S4を加え合わせると歪成分が相殺され、
従つて負荷RLに現れる出力信号S3は無歪出力と
なる。 The differential output S 4 is combined with the output signal S 2 as shown in the figure and then supplied to the load R L. In this case, the differential amplifier 20
Since the distortion components extracted from the above are in an antiphase relationship, when both signals S 2 and S 4 are added together, the distortion components are canceled out,
Therefore, the output signal S3 appearing at the load R L becomes a distortion-free output.
なお、この回路において、R2，R4は加算抵抗
器である。 Note that in this circuit, R 2 and R 4 are summing resistors.
出力信号S3が無歪出力となることは以下の説明
で一層明らかとなる。すなわち、各部の信号振幅
（電圧）及び電流を図のように定め、そして、増
幅器１０の増幅度をA1、差動増幅器２０の増幅
度をA2としたときには以下のような式が夫々成
り立つ。 It will become clearer from the following explanation that the output signal S3 is a distortion-free output. That is, when the signal amplitude (voltage) and current of each part are determined as shown in the figure, and the amplification degree of the amplifier 10 is A 1 and the amplification degree of the differential amplifier 20 is A 2 , the following formulas hold true. .
e2＝A1・e1 …(1)
e4＝（e1−e2）A2＝（１−A1）A2・e1 …(2)
i2＝（e2−e3）／R2 …(3)
i4＝（e4−e3）／R4 …(4)
ここで、(3)式及び(4)式にそれぞれ(1)式及び(2)式
を代入して、次の（3a），（4a）式が得られる。e 2 = A 1・e 1 …(1) e 4 = (e 1 − e 2 ) A 2 = (1 − A 1 ) A 2・e 1 … (2) i 2 = (e 2 − e 3 ) /R 2 …(3) i 4 = (e 4 −e 3 )/R 4 …(4) Here, substitute equations (1) and (2) into equations (3) and (4), respectively. As a result, the following equations (3a) and (4a) are obtained.
i2＝（A1・e1−e3）／R2 …（3a）
i4＝｛（１−A1）A2・e1−e3｝／R4 …（4a）
また、第１図から明らかなように、出力電圧e3
は
e3＝（i2＋i4）RL …（5a）
であるから、この（5a）のi2及びi4にそれぞれ
（3a）式及び（4a）式を代入すると、
e3＝（A1・e1−e3）RL／R2
＋｛（１−A1）A2・e1−e3｝RL／R4
＝１／R2−A2／R4RL・A1・e1
＋A2／R4・RL・e1
−１／R2＋１／R4RL・e3 …(5)
上述したように、増幅度A1は非直線的であり、
また差動増幅器２０の増幅特性は直線性のある部
分のみを使用するとすれば、(5)式のうちA1を含
む右辺第１項が零であれば、出力電圧e3は無歪出
力となる。従つて、歪成分を相殺するためには次
式が成立すればよい。i 2 = (A 1・ e 1 − e 3 ) / R 2 … (3a) i 4 = {(1 − A 1 ) A 2・ e 1 − e 3 } / R 4 … (4a) As is clear from the figure, the output voltage e 3
is e 3 = (i 2 + i 4 ) R L … (5a), so by substituting equations (3a) and (4a) for i 2 and i 4 in (5a), e 3 = (A 1・e 1 −e 3 )R L /R 2 + {(1−A 1 )A 2・e 1 −e 3 }R L /R 4 =1/R 2 −A 2 /R 4 R L・A 1・e 1 +A 2 /R 4・R L・e 1 −1/R 2 +1/R 4 R L・e 3 …(5) As mentioned above, the amplification degree A 1 is nonlinear,
Also, assuming that only the linear part of the amplification characteristic of the differential amplifier 20 is used, if the first term on the right side including A 1 in equation (5) is zero, the output voltage e 3 is a distortion-free output. Become. Therefore, in order to cancel the distortion components, the following equation only has to hold.
A2＝R4／R2 …(6)
すなわち、増幅度A2を(6)式のように選べば、
増幅器１０の増幅度A1に関係なく無歪出力が得
られる。A 2 = R 4 /R 2 …(6) In other words, if the amplification degree A 2 is chosen as in equation (6),
Undistorted output can be obtained regardless of the amplification degree A1 of the amplifier 10.
また、この無歪の出力電圧e3は、(6)式を(5)式に
代入して、次のように調理される。 Further, this undistorted output voltage e 3 is calculated as follows by substituting equation (6) into equation (5).
e3＝RL／R2e1−１／R2＋１／R4RL・e3
∴e3＝RL／R2e1／１＋（１／R2＋１／R4）RL
＝１／R2e1／１／R2＋１／R4＋１／RL
＝R2R4RL／R2e1 …（5b）
さて、このように構成された増幅回路におい
て、後出第３図に示すように、エミツタホロワ構
成の増幅器１０の増幅特性が仮に直線的であり、
その増幅度がA0（１）であるものとすれば、差
動増幅器２０に対する入力信号レベルは増幅器１
０の入力電圧e1とその出力電圧A0・e1との差（１
−A0）e1の非常に小さいレベルとなるから、差
動出力e4は、これをA2倍しても、
e4＝（１−A0）A2・e1 …(7)
と小さなレベルとなつてしまう。e 3 = R L /R 2 e 1 -1/R 2 +1/R 4 R L・e 3 ∴e 3 = R L /R 2 e 1 /1 + (1/R 2 +1/R 4 ) R L = 1/R 2 e 1 /1/R 2 +1/R 4 +1/R L =R 2 R 4 R L /R 2 e 1 ...(5b) Now, in the amplifier circuit configured in this way, the following As shown in FIG. 3, if the amplification characteristic of the emitter follower configuration amplifier 10 is linear,
Assuming that the amplification degree is A 0 (1), the input signal level to the differential amplifier 20 is equal to that of the amplifier 1.
The difference between the input voltage e 1 of 0 and its output voltage A 0・e 1 (1
-A 0 ) e 1 becomes a very small level, so even if this is multiplied by A 2 , the differential output e 4 becomes e 4 = (1-A 0 )A 2・e 1 (7) It becomes a small level.
このため差動増幅器２０は大振幅の出力信号S3
によつて逆ドライブされ、この逆ドライブ動作に
よつて出力が歪を受ける。また抵抗器R4による
電力損失も無視できない。 Therefore, the differential amplifier 20 outputs a large amplitude output signal S 3
The output is distorted by this reverse driving operation. Also, power loss due to resistor R4 cannot be ignored.
このときの逆ドライブ電流i4は前出（4a）式の
A1をA0に書き換え、これに（5b）式と(6)式とを
代入して求められる。 The reverse drive current i 4 at this time is expressed by the equation (4a) above.
It is obtained by rewriting A 1 to A 0 and substituting equations (5b) and (6) into this.
i4＝１−A0／R2e1−R2R4RL／R2R4e1 …(8)
そこで、この考案は差動増幅器２０が大振幅の
出力信号S3によつて逆ドライブされないように、
歪成分SDだけの差動出力S4に増幅器１０の出力信
号S2を同相で重畳したものである。そのため、こ
の考案に係る増幅回路は第２図のように構成され
る。i 4 =1−A 0 /R 2 e 1 −R 2 R 4 R L /R 2 R 4 e 1 ( 8 ) Therefore, in this invention, the differential amplifier 20 is To avoid being driven in reverse,
This is obtained by superimposing the output signal S 2 of the amplifier 10 on the differential output S 4 containing only the distortion component S D in the same phase. Therefore, the amplifier circuit according to this invention is constructed as shown in FIG.
すなわち、この考案に係る増幅回路では第１及
び第２の増幅器１０，３０が設けられ、第２の増
幅器３０は図のように縦続接続された一対の差動
増幅器３０Ａ，３０Ｂで構成され、初段の差動増
幅器３０Ａには入力信号S1が第１のレベル調整手
段４０を介して供給されると共に、第１の増幅器
１０の出力信号S2が、第２のレベル調整手段５０
を介して、第２の増幅器３０に供給される。 That is, in the amplifier circuit according to this invention, first and second amplifiers 10 and 30 are provided, and the second amplifier 30 is composed of a pair of differential amplifiers 30A and 30B connected in cascade as shown in the figure. The input signal S 1 is supplied to the differential amplifier 30A via the first level adjustment means 40, and the output signal S 2 of the first amplifier 10 is supplied to the second level adjustment means 50.
is supplied to the second amplifier 30 via.
なお、第２の増幅器３０の出力、すなわち差動
出力は第１図の場合と同じく加算抵抗器R4を介
して負荷RLに供給される。 Note that the output of the second amplifier 30, that is, the differential output, is supplied to the load R L via the summing resistor R 4 as in the case of FIG.
また、初段の差動増幅器３０Ａの入力側に設け
られたローパスフイルタ６０は、差動増幅器３０
Ａ，３０Ｂの同相出力抑圧比の低下によつて周波
数特性が高域増強型となるので、これを補償し、
出力信号S2と同じく平坦な周波数特性とするもの
である。 Further, the low-pass filter 60 provided on the input side of the first-stage differential amplifier 30A
Since the frequency characteristics become high-frequency enhanced due to the decrease in the common mode output suppression ratio of A and 30B, compensate for this,
Like the output signal S2 , it has a flat frequency characteristic.
さて、この構成において、第１及び第２のレベ
ル調整手段４０，５０の減衰比を夫々１／k1、
１／k2、差動増幅器３０Ａ，３０Ｂの増幅度を
A3，A4とすれば、差動増幅器３０Ａの両入力端
子に供給される信号のレベルはそれぞれe1／k1及
びe2／k2となる。第２の増幅器３０の出力電圧e4
は、e2＝A1・e1であるから
e4＝e1／k1−e2／k2A3A4
＝１／k1−A1／k2A3A4・e1 …（2a）
この（2a）式を前出(4)式に代入すると
i4＝１／k1−A1／k2A3A4・e1／R4−e3／R4 …（4b）
この（4b）式及び前出の（3a）式を（5a）式
に代入すると
e3＝（i2＋i4）RL＝（A1・e1−e3）RL／R2
＋１／k1−A1／k2A3A4・e1／R4−RL・e3／R4
＝１／R2−A3A4／k2・１／R4A1RL・e1
＋A3A4／k1・RL／R4e1
−１／R2＋１／R4RL・e3 …(9)
従つて、(9)式の右辺のA1を含む第１項を零と
する無歪条件は
k2R4−A3A4R2＝０
∴A4＝R4／R2・k2／A3 …(10)
すなわち、前述と同様に、増幅器３０Ｂの増幅
度A4を(10)式のように選ぶことにより、第１の増
幅器１０の増幅度A1に関係なく、無歪出力が得
られる。 Now, in this configuration, the damping ratios of the first and second level adjusting means 40 and 50 are respectively 1/k 1 ,
1/k 2 , the amplification degree of differential amplifiers 30A and 30B is
A 3 and A 4 , the levels of the signals supplied to both input terminals of the differential amplifier 30A are e 1 /k 1 and e 2 /k 2 , respectively. Output voltage e 4 of the second amplifier 30
Since e 2 = A 1・e 1 , e 4 = e 1 /k 1 −e 2 /k 2 A 3 A 4 =1/k 1 −A 1 /k 2 A 3 A 4・e 1 ... (2a) Substituting equation (2a) into equation (4) above, i 4 = 1/k 1 −A 1 /k 2 A 3 A 4・e 1 /R 4 −e 3 /R 4 …(4b ) Substituting this equation (4b) and the previous equation (3a) into equation (5a), e 3 = (i 2 + i 4 ) R L = (A 1 · e 1 − e 3 ) R L /R 2 + 1 /k 1 −A 1 /k 2 A 3 A 4・e 1 /R 4 −R L・e 3 /R 4 =1/R 2 −A 3 A 4 /k 2・1/R 4 A 1 R L・e 1 +A 3 A 4 /k 1・R L ／R 4 e 1 −1/R 2 +1/R 4 R L・e 3 …(9) Therefore, A 1 on the right side of equation (9) is included. The no-distortion condition where the first term is zero is k 2 R 4 −A 3 A 4 R 2 =0 ∴A 4 =R 4 /R 2・k 2 /A 3 (10) In other words, as above, By selecting the amplification degree A 4 of the amplifier 30B as shown in equation (10), a distortion-free output can be obtained regardless of the amplification degree A 1 of the first amplifier 10.
このときの出力電圧e3は
e3＝R2RLR4／R2・k2／k1・e1 …(11)
また、このときの差動増幅器３０の差動出力
e4′は前出（2a）式に(10)式を代入して整理すると
e4′＝１／K1−A1／K2A3A4・e1
＝k2／k1−A1R4／R2・e1 …(12)
ここで、第１の増幅器１０の増幅度A1を無歪
成分A0と歪成分ADの和であると考えると、差動
増幅器３０の差動出力e4は次のように表わすこと
ができる。 The output voltage e 3 at this time is e 3 = R 2 R L R 4 /R 2・k 2 /k 1・e 1 (11) Also, the differential output of the differential amplifier 30 at this time
e 4 ′ can be rearranged by substituting equation (10) into equation (2a) above, e 4 ′ = 1/K 1 −A 1 /K 2 A 3 A 4・e 1 = k 2 /k 1 −A 1 R 4 /R 2 · e 1 ...(12) Here, if we consider that the amplification degree A 1 of the first amplifier 10 is the sum of the non-distortion component A 0 and the distortion component A D , then the The differential output e4 can be expressed as:
e4＝k2／k1−A0−ADR4／R2・e1 …（2b）
従つて、これから歪成分を除いた、入力信号と
相似の無歪成分e4′は
e4′＝k2／k1−A0R4／R2・e1 …（12a）
この差動増幅器３０の無歪差動出力成分e4′を
増幅器１０の無歪状態の出力電圧e3と等しくすれ
ば、抵抗器R4の両端の電圧差がなくなり、逆ド
ライブ電流が流れ込むことはない。e 4 =k 2 /k 1 −A 0 −A D R 4 /R 2・e 1 …(2b) Therefore, the undistorted component e 4 ′ similar to the input signal, excluding the distortion component, is e 4 ′=k 2 /k 1 −A 0 R 4 /R 2・e 1 (12a) The undistorted differential output component e 4 ′ of the differential amplifier 30 is the undistorted output voltage e 3 of the amplifier 10. If they are made equal, there will be no voltage difference across resistor R4 , and no reverse drive current will flow.
このように、逆ドライブ電流i4を流さないよう
にするためには、
e3＝e4′ …（13）
でなければならないから
k2／k1＝R4・A0／R4−（R2RLR4） …（14）
となる。そのときの出力電圧e3は
e3＝RL／R2＋RL・A0・e1 …（15）
故に、(10)式を満足すれば、無歪出力が得られ、
（14）式を満足すれば、第２の差動増幅器３０が
大振幅の出力信号S3によつて逆ドライブされるこ
とはない。 In this way, in order to prevent the reverse drive current i 4 from flowing, e 3 = e 4 ′ (13) must be satisfied, so k 2 /k 1 =R 4・A 0 /R 4 −( R 2 R L R 4 ) …(14) becomes. The output voltage e 3 at that time is e 3 =R L /R 2 +R L・A 0・e 1 (15) Therefore, if formula (10) is satisfied, a distortion-free output can be obtained,
If formula (14) is satisfied, the second differential amplifier 30 will not be reversely driven by the large amplitude output signal S3 .
第３図は第２図の具体例であつて、第１の増幅
器１０は電力増幅用トランジスタQ1を有し、第
１のレベル調整手段４０は一対の抵抗器Ra，Rb
で構成され、その抵抗比により減衰比１／k1が定
まる。第２のレベル調整手段５０も同様に一対の
抵抗器Rc，Rdで構成される。 FIG. 3 is a specific example of FIG. 2, in which the first amplifier 10 has a power amplifying transistor Q1 , and the first level adjustment means 40 has a pair of resistors Ra, Rb.
The damping ratio 1/k 1 is determined by the resistance ratio. The second level adjustment means 50 is similarly composed of a pair of resistors Rc and Rd.
第４図は第１の増幅器１０としてＡ級プツシユ
ブル増幅器を使用した場合の一例である。Q2，
Q3はプツシユプル増幅用トランジスタ、Re2，
Re3はエミツタ抵抗器、７０はバイアス回路であ
る。また、一対のエミツタ抵抗器Re2，Re3と並
列に一対の検出用抵抗器RX，RYが接続され、そ
の接続中点に得られる出力信号S2が第２の増幅器
３０に供給される。 FIG. 4 shows an example in which a class A pushable amplifier is used as the first amplifier 10. In FIG. Q2 ,
Q 3 is a push-pull amplification transistor, R e2 ,
R e3 is an emitter resistor, and 70 is a bias circuit. Furthermore, a pair of detection resistors R X and R Y are connected in parallel with the pair of emitter resistors R e2 and R e3 , and an output signal S 2 obtained at the midpoint of the connection is supplied to the second amplifier 30. Ru.
このように構成した場合、抵抗器Re2，Re3が
省略された抵抗器R2に相当し、これらはR2＝１／２
Re2＝１／２Re3の関係に選ばれる。Ｂ級プツシユプ
ル増幅の場合にも、R2＝１／２Re2＝１／２Re3である。 In this configuration, the resistors R e2 and R e3 correspond to the omitted resistor R 2 and are selected to have the relationship R 2 = 1/2 R e2 = 1/2 R e3 . Also in the case of class B push-pull amplification, R2 = 1/2R e2 = 1/2R e3 .
以上説明したように、この考案によれば負帰還
を施さないでも歪成分を除去できるので、従来の
ように発振を起こしたり過渡的歪の発生を除去で
きる。そして、この考案では、さらに第２の増幅
器３０に加えるべき信号S1又はS2のレベルを調整
して第２の増幅器３０の差動出力S4として歪成分
SDに第１の増幅器１０の出力信号S2を重畳したも
のを使用したので、大振幅の出力信号S3によつて
第２の増幅器３０が逆ドライブされるおそれはな
い。従つて、歪が発生したり、電力ロスを生じた
りする欠点を一掃できる。 As explained above, according to this invention, distortion components can be removed without applying negative feedback, so oscillations and transient distortions that occur in the conventional method can be removed. In this invention, the level of the signal S 1 or S 2 to be applied to the second amplifier 30 is further adjusted, and the distortion component is output as the differential output S 4 of the second amplifier 30.
Since the output signal S 2 of the first amplifier 10 is superimposed on S D , there is no possibility that the second amplifier 30 will be reversely driven by the large amplitude output signal S 3 . Therefore, defects such as distortion and power loss can be eliminated.
第１図はこの考案の説明に供する増幅回路の接
続図、第２図はこの考案の一例を示す接続図、第
３図及び第４図はその具体例を示す接続図であ
る。
１０，３０は第１及び第２の増幅器、RLは負
荷、４０，５０は第１及び第２のレベル調整手段
である。
FIG. 1 is a connection diagram of an amplifier circuit for explaining this invention, FIG. 2 is a connection diagram showing an example of this invention, and FIGS. 3 and 4 are connection diagrams showing specific examples thereof. 10 and 30 are first and second amplifiers, R L is a load, and 40 and 50 are first and second level adjustment means.
Claims (1)
とを互に逆相関係で加えて増幅する第２の増幅器
とを有し、 上記第１及び第２の増幅器の出力を加算または
減算して上記出力信号中に含まれる歪成分を相殺
すると共に、 上記第２の増幅器に加えるべき信号のレベルを
調整してこの第２の増幅器の出力に含まれる無歪
成分と、上記第１の増幅器の出力信号とが同相同
大となるようにした増幅回路。[Claims for Utility Model Registration] A first amplifier, and a second amplifier that amplifies an input signal to the first amplifier and an output signal thereof in an opposite phase relationship, The outputs of the first and second amplifiers are added or subtracted to cancel out the distortion components contained in the output signal, and the level of the signal to be applied to the second amplifier is adjusted to increase the output of the second amplifier. An amplifier circuit in which a non-distorted component included in the first amplifier and an output signal of the first amplifier are in phase and in magnitude.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14557980U JPS6329289Y2 (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14557980U JPS6329289Y2 (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5769308U JPS5769308U (en) | 1982-04-26 |
| JPS6329289Y2 true JPS6329289Y2 (en) | 1988-08-08 |
Family
ID=29505203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14557980U Expired JPS6329289Y2 (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6329289Y2 (en) |
-
1980
- 1980-10-13 JP JP14557980U patent/JPS6329289Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5769308U (en) | 1982-04-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6717461B2 (en) | Circuits with dynamic biasing | |
| US5311088A (en) | Transconductance cell with improved linearity | |
| EP0644649B1 (en) | A pulse width modulation amplifier | |
| JPS59174005A (en) | Power amplifier | |
| KR950005172B1 (en) | Three-terminal op amplifier | |
| JPS6041882B2 (en) | An amplifier comprising first and second amplification elements | |
| JPS6329289Y2 (en) | ||
| US5146176A (en) | Amplifier circuit with input error compensation | |
| JPS6336744Y2 (en) | ||
| JPH0279604A (en) | Low frequency amplifier | |
| JPH046129B2 (en) | ||
| JPH08148950A (en) | Balanced amplifier circuit | |
| JPS62270Y2 (en) | ||
| JPH05191157A (en) | Balanced input type audio amplifying circuit | |
| JPS6340904Y2 (en) | ||
| JPS6221051Y2 (en) | ||
| JPH0535607Y2 (en) | ||
| JPS6117618Y2 (en) | ||
| JP2507029B2 (en) | amplifier | |
| JP2023132557A (en) | Precision amplifier, 2-input pair operational amplifier, and precision operational amplifier | |
| JPH0124979Y2 (en) | ||
| JPS6117619Y2 (en) | ||
| JPH0865067A (en) | Balanced amplifier circuit | |
| JPS6338575Y2 (en) | ||
| JPH01126566A (en) | Electric field detection circuit |