JPS63228993A - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電動機の基本波分に基き、ＰＷＭインバータ
装置により電動機を可変制御する方法に関する。

〔従来の技術〕

論文誌アイ・ピー・イー・シー１９８３年第１巻第７２
０頁〜第７３１頁（Ｉ　ＰＥＣ’　８３　　Ｖｏｌ、、
１ＰＰ７２０〜７３１）に記載のように、従来の装置は
出力電圧を装置の出力端から検出し、これをもとに出力
電流指令を演算している。出力電流指令は出力電流と比
較することによりパルス巾変調を行い出力電圧（電流）
を制御していた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

インバータなどの変換装置を用いて誘導電動機を制御す
る場合、電動機電圧の高精度検出が必要になる場合があ
る。それは例えば、基本波電圧（電動機磁束に比例）を
高精度に制御することにより制御性に優れた運転が行え
るからである。従来、電動機の基本波分の電圧検出は、
変圧器を用いて電動機の端子電圧を検出しているため、
電動機を低速域で運転した場合、変圧器の１次インピー
ダンス降下の影響が大きくなり、精度良く基本波分の電
圧を検出できないという問題があった。

本発明の目的は電動機を低速域で運転する際においても
精度良く基本波電圧成分を検出するとこにある。

本発明の目的は、これらの問題を解決することにあり、
電動機の端子電圧に含まれる基本波成分をインバータを
制御するＰＷＭ信号をもとに精度良く検出することによ
り電動機の高精度制御法を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、インバータの半導体素子を制御するＰＷＭ
信号を、半導体素子の動作に一致する様に補正すること
により達成される。

〔作用〕

補正回路は、半導体の動作遅れ時間を補償する遅れ補償
回路、アンド回路、オア回路、インバータ、スイッチ、
加算器、相数変換器、出力電流の極性を判別する極性判
別回路から構成されている。

極性判別回路は出力電流の極性を判別し、アン１−回路
、インバータ、オア回路により、半導体の制御信号を演
算し、スイッチを駆動する。半導体の制御信号を演算し
、スイッチを駆動する。それによって、スイッチはＧＴ
Ｏとダイオードの動作と同一の動作をするようになるた
め、加算器はインバータの出力電圧と同一の電圧を出力
する。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示すＰＷＭインバータ装置
の回路構成図を示す。１はＧ　Ｔ　Ｏ（Ｇａｔ。

Ｔａｒｎ−ｏｆｆ　　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）及びダイオ
ードなどで構成されるＰＷＭインバータ、２は誘導電動
機、３は周波数指令回路、４は電圧指令作成回路、５は
電圧指令信号と後述の基本波電圧検出回路の偏差を増幅
する電圧偏差増幅器、６は周波数指令信号に比例した周
波数の２相正弦波を発生する発振器、７は増幅器５から
の電圧指令信号Ｖ＊と発振器６の出力信号を乗算し、２
相の電圧指令パターン信号■α及びＶβを出力する座標
変換器、８は信号Ｖα、■βに基いて３相の電圧指令パ
ターン信号υＵ、υＶ、υＷを出力する相数変換器、９
はＰＷＭ制御のための搬送波信号発生器、］−〇〜１２
は電圧指令パターンのＧＴＯをオン、オフ制御するため
のＰＷＭ信号を出力する比較器であり、１３〜１４はＧ
ＴＯのＰ側とＮ側がアーム短絡しないように時間遅れを
もたせる時間遅れ回路である。

１６〜１８は時間遅れ回路１３〜１５の出力を補正し実
際の半導体素子の動作と一致する信号を出力する補正回
路、１９は補正回路１６〜１８を入力とし、後述する基
本波電圧成分ｅ１、及びｅ、を検出する際に用いるυα
、υβを出力する相数変換器、２４はインバータの出力
電流の瞬時値を検出する電流検出器である。２ｏはＧＴ
Ｏにゲート信号を供給するゲート回路である。ゲート回
路２０及び電流検出器２４は■相、Ｗ相についても同様
の回路があるが図面を簡単にするため省略しである。２
］、及び２２はＰＷＭ信号と発振器出力信号を乗算し、
電圧の基本波成分（直効軸成分）を演算検出する基本波
成分検出器、２３は各検出器の出力信号に基づいて電動
機電圧の基本波成分を検出する基本波電圧検出器である
。

次に」二記回路の動作を説明する。座標変換器７は電圧
指令信号■＊及び発振器６の信号に基づいて次式の演算
を行い、２相の電圧指令パターン信ここに、ｓｉｍωＩ
ｔ、ｃｏｓω工ｔ：発振器６の出力信号さらに相数変換
器８において３相の電圧指令パターン信号υＵ〜υＷが
次式に従い取り出される。

このときυＵ〜υＷは次式のように表わせる。

信号υＵは比較器１０において搬送波信号と比較され、
ＰＷＭ信号が取り出される。Ｖ相及びＷ相においても同
様である。これらＰＷＭ信号に応じてＧＴＯのオン、オ
フ制御が行われ、インバータの出力電圧の基本波成分は
各指令信号υＵ〜υＷに比例するように制御される。

次に本発明に特に関係する部分について説明する。補正
回路１６〜１８はインバータ内のＧＴＯを制御する信号
Ｖ　ｕｐ　−Ｖ　ＷＮを入力とし、その信号を補正する
ことによりインバータの出力電圧を演算する。なぜなら
、時間遅れ回路］、３〜１５の出力Ｖ　ｕｐ　−Ｖ　Ｗ
Ｎとインバータの出力電圧は一致しないためである。第
２図はＧＴＯの制御信号と出力電圧の関係を示した図で
ある。なお本図ではＶ相。

Ｗ相についての動作もＵ相と同じであるため、■相、Ｗ
相の説明は省略する。

Ｖｕは比較器１２の出力で、′Ｈ″レベルの時Ｐ側のＧ
ＴＯのターンオンを指令し、ｒｔ　Ｌ　ｎレベルの時Ｎ
側のＧＴＯのターンオンを指令する。

Ｖｕｐ、　ＶＵＮは、ＧＴＯの動作時間遅ｔＬ（７）タ
メＰ側。

Ｎ側のＧＴＯが同時にターンオンするアーム短絡を防止
するため、時間遅れ回路１５でＴｄの時間遅れをもたせ
た信号ＶＵＰ、　ＶＵＮを出力する。グー１−回路２０
はＶＵＰ、　ＶＵＮを増幅し、Ｇ　Ｔ　Ｏニ制御信号Ｖ
ｕｐ　’　、　ＶＵＮ　’を出力し、ＧＴＯを制御する
。

その結果、インバータは電圧Ｖｕは制御される。

Ｔａ　ｏｎ、　ＴｄｏｆｆはＧＴＯのターンオン、ター
ンオフ遅れ時間である。なお、同図は、インバータ１か
ら電動機２に電流が流れ出る方向の場合の図である。同
図において、ＶＵＮ、　ＶＵＮ　’と出力電圧が一致し
ないのは、Ｐ側のＧＴＯがターンオフ後、Ｎ側のＧＴＯ
に逆並列に接続しであるダイオードに電流が転流するた
めである。第３図にインバータに電動機２から電流が流
れ込んでいる場合のＧＴ○制御信号と出力電圧を示す。

この場合、Ｖｕｐ。

Ｖｕｐ’と出力電圧が一致しないのは、Ｎ側ＧＴ○がタ
ーンオフ後、Ｐ側のＧＴＯに逆並列に接続されたダイオ
ードへ電流が転流するためである。第２図、第３図より
、ＧＴＯの制御信号から出力型圧を検出するためには、
補正回路が必要であることが判る。

第４図にＵ相のＧＴ○制御信号から出力電圧を検出する
ための補正回路１８の詳細を示す。同図中記号ＶＵＰ、
　ＶＵＮ、　ｉ　ｕ、　Ｖｎｃは第１図に示した記号と
同一場所の接続を示す。遅れ補償回路１０１．１０２は
、ＧＴＯの時間遅れＴｄｏｎ。

Ｔｄｏｆｆを補償し、そ（７）Ｌ／ベベルＶＵＰ、　Ｖ
ＵＮのレベルにしたがう。

極性判別回路１０３は、インバータの出力電流ｉｕの極
性を判別し、ｉｕがインバータから流れ出す極性の場合
ｒｔ　Ｈｔｒレベルの信号、逆に流れ込む極性の場合Ｉ
Ｉ　Ｌ　ｌ＋レベルの信号を出力する。

まず、インバータの出力電流が流れ出す方向の場合につ
いて説明する。この場合、極性判別回路１０３の出力は
“Ｈ”レベルである。

ＶＵＮがＨレベルの場合、遅れ補償回路１０１の出力は
アンド回路１０４．オア回路１０５を通してスイッチ１
０６を閉じる。その結果、直流電圧Ｖｏｃはスイッチ１
０６．加算器１０７を通し相数変換回路１９へ出力され
る。相数変換器１９は３相の交流信号を入力とし、位相
が９０度異なる２相の交流信号Ｖα、Ｖβを出力する。

ＶｕｐがｇＬ　Ｌ　７ルベルの場合、遅れ補償回路１０
１の出力は“Ｌ”レベルであり、インバータ１０９によ
りＯＨ１ルベルに変換され、アンド回路１１０．オア回
路１１１を通しスイッチ１１２を制御する。

直流電圧ＶＤＣはスイッチ１１２を通し加算器１０７に
出力される。加算器１０７でＶＤＣの極性が反転され、
その出力は相数変換器１９に入力される。

また、出力電流がインバータに流れ込む場合、極性判別
回路１０３の出力はｔｔ　Ｌ　ｔ＋レベルになり、イン
バータにより極性が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに変
換される。その結果、ＶＵＮが”Ｈ”レベルの時、アン
ド回路１１４．オア回路１１１を通し、スイッチ１１２
を制御する。その結果直流電圧ＶＤＣはスイッチ１１２
をへて、加算器１０７で極性が反転され相数変換器１０
８へ出力される。

ＶｕｓがＬＬ　Ｌ　Ｉ＋レベルの場合、遅れ補償回路１
０２の出力は、インバータ１１５．アンド回路１１６　
。

オア回路１０５をへてスイッチ１０６を制御する。

直流電圧Ｖｏｃはスイッチ１０６．加算器１０７をへて
相数変換器１０８へ入力される。

」１記動作により、加算器１０７の出力はインバータの
出力電圧Ｖｕと同一になる。

電圧成分検出器２１．２２においては、相数変換器１９
の出力Ｖα、Ｖβに基づき、次式に従い電動機電圧の直
交二軸成分ｃｄ及びｅｑが検出される。

ここに、 ｅ、：検出器２１の出力信号 Ｃｑ　＝検出器２２の出力信号 上述の演算は例えば乗算器及び加算器を用いて実行でき
ることは明らかである。（４）式から明らかなように、
電圧■α、■βの基本波成分は信号Ｑａ　、ｅｑの直流
分に変換される。また高調渡分は脈動分となるが、これ
はフィルタを用いて容易に除去することができる。この
ようにして検出器１５．１６より基本波分の直交２軸成
分が検出される。この場合、従来のように電動機電圧の
検出は変圧器を使用すると、周波数が低い場合変圧器の
一次インピーダンス降下の影響によりその入力と出力の
電圧の間に生ずる位相差が大きくなり、ｅａ　、ｅｑの
検出に誤差を生ずる。しかし本方法によれば、直接電動
機の端子電圧を検出するのと等価であるため周波数にか
かわらず精度よ＜ｅｄ。

ｅｑ　を検出することができる。

信号ｅｄ、ｅｑは基本波電圧検出器２３に加えられ、次
式に従い電動機電圧の基本波分の大きさが検出される。

。＝６７〒７Ｆ　　　　　　　　・・・（５）信号ｅは
電圧偏差増幅器５にフィードバックされ信号ｅが電圧指
令信号に比べて小であれば、信号Ｖ＊は上昇方向に、ま
た逆の場合は下降方向に変化し、よって電動機電圧の基
本波分は指令回路３からの指令信号に比例するように制
御される。

したがって本発明によれば、電動機電圧の基本波分を高
精度に検出して、電動機電圧を高精度に制御することが
できる電圧検出方法並びに電圧制御方法を提供すること
ができる。

前記実施例は、正弦波の電圧指令パターン信号に比例し
てインバータ出力電圧を制御する方式のいｂゆる電圧制
御形インバータ装置に本発明が実施された場合であるが
、電流指令パターン信号に比例してインバータ出力電流
が制御される方式のいわゆる電流制御形インバータ装置
に本発明を適用しても同様の制御が行えることは、明ら
かである。第５図はその実施例の回路構成図である。１
〜８及び１３〜２２は前記実施例ものと同一物であるの
で説明を省略する。２５は電動機の励磁電流（無負荷電
流）の指令信号ｊ、を出力する励磁電流指令回路、７′
は信号ｊ、と増幅器５の出力信号ｉｔ及び発振器６の出
力信号に基づいて２相交流の電流指令パターン信号ｉα
、ｉβを出力する座標変換器、８′は３相分の電流指令
ｉ　ｕ〜１ｗを出力する相数変換器、２４はインバータ
出力電流の瞬時値ｉ　ｕを検出する電流検出器、１０′
〜１２′は電流指令パターン信号と電流検出信号を比較
し、インバータのＧＴＯをオン、オフ制御するための、
ＰＷＭ信号を出力する。１９は補正回路１６−１．８の
出力Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを２相電圧に変換した■α、Ｖβ
を出力する。２３′は各基本波成分検出器２１．２２の
出力信号及び電流指令信号に基づいて電動機電圧の基本
波分を検出する基本波電圧検出器である。なお、２０．
２４はＵ相出力に対応した回路であり、■相、Ｗ相のそ
れぞれに対応しては同様の回路があるが、それらの図示
を省略しである。

７′において電流指令信号ｉ、及びｉ、と発振器６の出
力信号ＣＯ５ω１を及びＳｊｍω１ｔに基づき次式に従
い、信号ｉα及びｉβが取り出される。

さらに相数変換器８′においては次式に従い３相の電流
指令信号１ｕＨｉｖ及びｉ　ｗが取り出される。

このとき、ｉｕ〜ｉｗは次式のように表わせる。

θ＝ｔａｎ−”　− １二 電流指令パターン信号ｉｕはヒステリシス特性相比較器
１０’〜１１′において、電流検出信号ｉｕと比較され
、両信号の偏差が所定値以上となる場合、比較器の出力
信号極性が反転する動作が行われる。■相、Ｗ相につい
ても同様にしてＰＷＭ信号が取り出される。これらＰＷ
Ｍ信号に応じてＧＴ○のオン、オフ制御が行われ、イン
バータ各相出力電流はｉｕ−ｉｗに比例するように制御
される。

一方、前述の実施例におけるのと同様に電圧成分検出器
２１．２２により検出された信号（３ｄＨｅｑは基本波
電圧検出器２３′に加えられ、（９）。

（１０）式に従い、電動機電圧の基本波分ｅ′が検出さ
れる。なお（９）式の右辺第２項は電動機巻線の漏れイ
ンピーダンスによる電圧降下を補償していることを示す
。

ｅ’＝ｒ＝７　　　　　　・・・（１０）ここに、ｒ工
　：１次巻線抵抗 ｕｎ、ｆｌｚ’　：　１次及び２次漏れインダクタンス 信号ｅ′は電圧偏差増幅器５にフィードバックされ、そ
して電圧指令信号と信号ｅ′偏差に応じて信号ｉｔが変
化しインバータ出力電流が制御される。このとき基本波
電圧実際値が指令値より不足であれば、電流は増加方向
に、逆の場合は減少方向に制御されるため電動機の基本
波分は電圧指令信号に比例するように制御される。した
がって本実施例においても前記実施例と同様の効果が得
られる。

また本発明は誘導電動機を制御するものに限らず、同期
機を対象とするものであっても同様の効果が得られる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、電動機の端子電圧を変圧器を用いるこ
となく検出できるため、低い周波数においても高精度に
検出することができるので電動機を高精度に制御するこ
とができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を電圧形インバータに適用した場合の一
実施例の系統図、第２図、第３図はＧＴ○の制御信号と
出力電圧の関係を示した説明図、第４図はＧＴ○の制御
信号から出力電圧を検出する補正回路図、第５図は本発
明の他の実施例の系統図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・周波数指令回路、４・・・電圧指令作成回路、５・
・・電圧偏差増巾器、１６〜１８・・・補正回路、１０
１゜１０２・・・遅れ補償回路、１０３・・・極性判別
回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、誘導電動機と、該電動機に可変周波数の交流を供給
   する変換器と、該変換器の出力電圧、電流、及び周波数
   を制御するための制御装置からなる電動機制御装置にお
   いて、インバータを構成する半導体素子を制御するＰＷ
   Ｍ信号とインバータの出力電圧との相違を補正する手段
   を具備し、ＰＷＭ信号を補正した信号と前記変換器の出
   力電圧あるいは出力電流を制御するための正弦波信号を
   乗算することにより得られる基本波分の電圧に応じて該
   変換器の出力電圧、電流を制御するようにしたことを特
   徴とする誘導電動機の制御方法。