JPS63228977A - パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、直列可飽和リアクトルおよび分路コンデンサ
を有する単位コンデンサ電源を多段に縦続接続してなる
パルス圧縮回路からなり、出力コンデンサを有する電源
部から給電され充電されるパルス電源装置に関する。

（従来の技術） 放電励起パルスレーザにおいては、一対の電極間に立」
二がりの速い高電圧を印加することにより、電極間ガス
がグロー放電することを利用してレーザ発振を行わせる
。このグロー放電は短時間にアークへ移行するため、ア
ーク化する前に急速に高電圧の印加を停止する必要があ
る。そのため、電極間に印加する電圧はパルス化される
ことになる。

このように、電極間にパルス状の放電電流を誘起してレ
ーザ発振させることから、一般にパルスレーザと称され
ている。また、この放電励起パルスレーザは、１パルス
当りのレーザ出力が小さいため、１秒間に数千回の高繰
返し運転による高出力化が行われる。

第４図は、この種の従来の放電励起パルスレーザ用電源
装置の回路構成を示すもので、一般に磁気パルス圧縮方
式と呼ばれるものである。磁気パルス圧縮方式の回路自
体については、例えば“ＢＡＳＩＣＰＲＩＮＣＩＰＬＥ
Ｓ　　ＧＯＶＥＲＮＩＮＧ　　ＴＨＥ　　ＤＢＳＩＧＮ
ＯＦ　ＨＡ（ｉＮＥＴｌｃ　ＳＷ！ＴＣＨＥＳ”　　（
Ｄ、Ｌ、Ｂｊｒｘ　　ｅｔｃ、、　ＵＣＩＤ−１８８３
１，Ｌａｗｒｅｎｃｅ　Ｌｉｖｅｒｍｏｒｅ　Ｌａｖｏ
ｒａｔｏｒｙ、１９８０年１１月）等に詳述されている
。

第４図の回路は、電源部１０から磁気パルス圧縮回路２
０を介してレーザ電極３０に放電励起パルスを供給する
回路である。電源部］０は、直流電源を含む充電装置１
１と、この充電装置１１に並列に接続された一次スイッ
チ１２およびリアクトル１３の直列回路と、この直列回
路に並列に接続されたコンデンサ１４と、このコンデン
サ１４に直列に接続されたコンデンサ１５と、この直列
接続の両コンデンサ１４および１５に対して並列に接続
されたりアクドル１６とから成っている。

磁気パルス圧縮回路２０は、リアクトル１６に並列接続
された可飽和リアクトル２１および分路コンデンサ２２
と、分路コンデンサ２２に並列接続された可飽和リアク
トル２３および分路コンデンサ２４とから成っている。

可飽和リアクトル２１および分路コンデンサ２２は第１
段の単位コンデンサ電源を構成し、可飽和リアクトル２
３および分路コンデンサ２４は第２段の単位コンデンサ
電源を構成している。レーザ電極３０は最終段すなわち
ここでは第２段の単位コンデンサ電源の分路コンデンサ
２４に対して並列に接続されている。

第４図の回路において、リアクトル１３．１６のインダ
クタンスをそれぞれＬ１１Ｌ２、コンデンサ１４，１５
，２２．２４のキャパシタンスをそれぞれＣ１，Ｃ２、
Ｃ３，Ｃ４、可飽和リアクトル２１．２３の非飽和時の
インダクタンスをそれぞれ”１０’　　”２０’飽和時
のインダクタンスをそれぞれＬｉｓ”２３とすれば、各
定数は次の関係をもって定められる。

Ｃｌ２）Ｃ３）Ｃ４ たたし、１／Ｃ１２−］／Ｃ１＋１／ｃ２ＬＩＳ１Ｌ２
Ｓ ＬＩＵ）ＬＩＬＩＳ Ｌ２）ＬＩ ＬＩＵ）Ｌ２Ｓ 初期状態として、−次スイッチ１２はオフ、可飽和リア
クトル２１．２３は非飽和状態にあり、またコンデンサ
１４．１５は充電装置１１により電圧Ｖｓに充電されて
いる回路状態を考える。この状態で一次スイッチ１２を
オンにすると、可飽和リアクトル２１が非飽和状態で高
インピーダンスを呈し、またＬ２）Ｌｌの関係からコン
デンサ１５の電圧Ｖ。２はコンデンサ１５と同じ電圧Ｖ
ｓを保持し、一方、コンデンサ］４は一次スイッチ１２
およびリアクトル１３を介して形成される共振回路ＲＣ
１で放電し、回路の抵抗成分を無視すれば、コンデンサ
１４の電圧Ｖｃ１は完全に−Ｖｓへと反転する。このと
きのコンデンサ１４の電圧は次の式で表される。

Ｖｃｌ　−ＶｓΦｃｏｓ　ω１ｔ ただし、ω１＝１／ｒ−電］− Ｖｃｌ　−−Ｖｓ ３“−“”習７冒ｔ；ｂ）、、、、□、コンデンサ１４
の電圧Ｖｃ１が完全に反転した時、すなわち−次スイッ
チ１２がオンしてからπＥ層＝３］の後に、可飽和リア
クトル２，１が飽和するとＬｌ　）Ｌｉｓ’　　Ｌ２Ｕ
）”１８の関係から、コンデンサ１４．１５の電荷は可
飽和リアクトル２１および分路コンデンサ２２を介して
形成される共振回路ＲＣ２で放電し始める。この放電動
作は、キャパシタンスＣ】２．電圧２・Ｖｓ（−−Ｖｃ
ｌ＋ｖｃ２）のコンデンサ力呵飽和すアクトル２１を介
して分路コンデンサ２２を充電することと等価であり、
分路コンデンサ２２の電圧Ｖｏ３は次式で表される。た
だし、共振回路ＲＣ２内の抵抗成分は無視し、また、可
飽和リアクトル２］が飽和した時刻をｔ＝Ｑとする。

ω２−１／Ｓ］冒■冒 たたし、 １／Ｃ＝１／Ｃ＋１／Ｃ２＋１／Ｃ３ （たたし、ｔ＝π”　１８”　Ｃ１２３とする）・・・
（２） さらに、コンデンサ１４．１５が放電し、分路コンデン
サ２２が完全に充電されたとき、すなわち電圧■ｃ３が
最大となったときに、ロＪ飽和すアクトル２］か非飽和
状態に戻り、可飽和リアクトル２３が飽和すると、ＬＩ
Ｕ）Ｌ２ｓの条件により、分路コンデンサ２２に蓄えら
れた電荷は可飽和リアクトル２３および分路コンデンサ
２４を介して形成される共振回路ＲＣ３で放電し始める
。このときの分路コンデンサ２４の電圧Ｖ。４は次式で
表される。なお、ここでも回路内の抵抗成分は無視する
。

ω３＝１／４Ｌ２ｓ−Ｃ３４ （ただし、１／Ｃ３４−１／Ｃ３＋１／ｃ４）したがっ
て、共振回路ＲＣＩからＲＣ２，ＲＣ３へとエネルギー
が次々と伝送されていくときの電圧増幅およびパルス幅
圧縮の態様についてまとめると、以下のようになる。な
お、次の各不等式における第１項は共振回路ＲＣ１、第
２項は共振回路ＲＣ２、第３項は共振回路ＲＣ３にそれ
ぞれ対応するものである。

＝　　７　− 電圧増幅： Ｖ　　（４−Ｖ　　−（Ｃ１２／（Ｃ１２＋Ｃ３））Ｓ （８・Ｖ８・（Ｃ１２／（Ｃ１２＋０３））（なぜなら
、Ｃｌ２）Ｃ３）Ｃ４） パルス幅圧縮： πＡ／Ｌ　　−Ｃ）πＡ／Ｌｉｓ”　１２３）π４Ｌ２
ｓ−Ｃ３４ （なぜなら、Ｌｌ）Ｌ１ｓ≧Ｌ２８．Ｃ１゜）Ｃ３）Ｃ
４・ Ｃ１）０１２３）Ｃ３４） 上式の意味するところを、各分路コンデンサの電圧に基
づいて概念的に示せば第５図（ａ）。

（ｂ）、　　（ｃ）のようになる。この図から、エネル
ギーが次々と後段に伝送されていくに従って、電圧増幅
とパルス幅圧縮が行われていることを認めることができ
る。

」一式により、各分路コンデンサのキャパシタンスｃｃ
ｃ　　Ｏ比が大きくなって０１２〉１２’　　　３’　
　　４ Ｃ３〉Ｃ４となる程、大きい電圧増幅比と大きいパルス
幅圧縮比が得られることが分る。

このようにして増幅された電圧がレーザ電極３０の電極
間に印加され、予備電離されたレーザガスをグロー放電
させることができる。

（発明が解決しようとする問題点） 以」二述べた回路構成の従来のパルス電源装置には次の
ような問題がある。

すなわち、まず第一に、電圧増幅比を」二昇させるため
に、各段のコンデンサ間のキャパシタンス比を大きくと
ると、充電装置から最終の単位コンデンザ電源段へのエ
ネルギー伝送効率が著しく低下してしまい、その結果、
レーザ装置として実用化の困難な効率の悪い装置となっ
てしまうことである。問題を明確にするために、前述の
従来例において具体的な値を導出してみる。いま第４図
において、各段のコンデンサのキャパシタンス比をＣ１
２：Ｃ３；Ｃ４＝５０；１０；１ とおくと、電圧増幅比は、（１）、　　（３）式から、
＝６．１ このときのエネルギー伝送効率は、 となり、著しく効率が低下することになる。

一方、効率を実用」二連用可能な程度に選択しようとす
ると、十分な電圧増幅比か得られず、グロー放電が誘起
され得る電圧まで立ち１−げるためには、電源部１０の
コンデンサ１．４．１５の電圧を高くする必要が生じ、
そのため、耐電圧は高いとしても寿命の短いトリガギャ
ップ、サイラトロン等の一次スイッチの選択を余儀無く
される。

本発明は以」二の問題点を解決するためになされたもの
で、その目的は、エネルギー伝送効率の低下を抑え得る
電圧増幅型磁気パルス圧縮方式のパルス電源装置を提供
することにある。

（問題点を解決するための手段） 本発明のパルス電源装置は、単位コンデンサ電源の分路
コンデンサの入力側に直列に挿入された直列コンデンサ
と、この直列コンデンサを独立に充電し得る充電手段と
を具備したことを特徴とする。

（作　用） 本発明のパルス電源装置においては、前段の単位コンデ
ンサ電源の分路コンデンサの電圧が最大となり、また同
時に直列コンデンサが完全に充電されたときに後段の可
飽和リアクトルを飽和させることにより、前段の分路コ
ンデンサの電圧と直列コンデンサの電圧とが重畳された
電圧で後段の分路コンデンサを充電することが可能とな
る。したかって、従来、コンデンサのキャパシタンス比
の選択のみによって達成しようとした電圧増幅作用に、
直列コンデンサによる電圧増幅作用が付加され、従来例
と同様の電圧増幅比を選択したとしても、従来はど大き
なコンデンサキャパシタンス比を選択する必要性がなく
なり、それにもかかわ＝　　１１　− らずエネルギー伝送効率を上昇させることができる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すものである。

ここで第４図と共通の回路要素には同じ符号を付し、個
々の説明は省略する。

一次スイッチ１２はサイリスクやＧＴ、Ｏ（ゲートター
ンオフサイリスク）等の、保守が容易で寿命の長い固体
素子から構成される。第１図の回路の第一の特徴は、出
力段の単位コンデンサ電源の分路コンデンサ２４の入力
側に直列コンデンサ２５を挿入した点にある。この直列
コンデンサ２５を可飽和リアクトルを通すことなく独立
に充電するために充電部４０が設けられている。充電部
４０においては、まず充電装置１１に対し固体素子から
なるスイッチ４１を介してコンデンサ４２が接続されて
いる。このコンデンサ４２は、一端が同様に固体素子か
らなるスイッチ４３ａおよびリアクトル４４を介してコ
ンデンサ２５の一端に接続され、他端がスイッチ４３ｂ
を介してコンデンザ２５の他端に接続されている。

第１図のように構成されたパルス電源装置は次のように
作用する。

第１図において、コンデンサＣ６のキャパシタンスをＣ
ヤバシタンスをＣ５とし、各コンデ６　ゝ ンザおよびリアクトルの定数は次の関係にあるものとす
る。

Ｃ１２〉Ｃ３＝０５−０６〉Ｃ４ Ｌ１ｓ≧Ｌ２Ｓ Ｌ　、Ｕ＞　Ｌ　１≧Ｌ３〉Ｌ１ｓ Ｌ２〉Ｌｌ ＬＩＵ＞Ｌ２Ｓ Ｌ２Ｕ＞Ｌ３〉Ｌ２Ｓ 初期状態において、−次スイッチ１２およびスイッチ４
３ａ、４３ｂはオフ、スイッチ４１はオンとなっており
、充電装置１１によりコンデンサ１４．１５．４２は初
期充電されている。このときコンデンサ４２はスイッチ
４１に流れる電流の最大値、立上げ速度がスイッチの定
格値以下となる程度に十分時間をかけて充電される。コ
ンデンザ４２が完全に充電された後、スイッチ４１をオ
フとし、同時にスイッチ４３ａ、４３ｂをオンにすると
、コンデンサ４２の電荷はコンデンサ４２、リアクトル
４４、および直列コンデンサ２５を含むノ（振回路で放
電し、直列コンデンサ２５を電圧Ｖｓに充電する。この
とき、Ｌ２Ｕ＞Ｌ３、Ｃ３−Ｃ３−Ｃ６〉Ｃ４の関係か
ら、直列コンデンサ２５から分路コンデンサ２２．２４
へは、はとんど充電されない。

一方、１−記の動作過程において、直列コンデンサ２５
が充電される間、−次スイッチ１２がオンにされると、
すでに述べた従来例の場合と同様にして分路コンデンサ
２２が充電される。このとき−次スイッチ１２およびス
イッチ４１，４３ａ。

４３ｂの投入タイミングを適当に制御することにより、
直列コンデンサ２５が充電される時間と、分路コンデン
サ２２が充電される時間とを同期させ、また丁度このと
き可飽和リアクトル２１が非飽和となり、可飽和リアク
トル２３が飽和すると、分路コンデンサ２２および直列
コンデンサ２５の電荷は、各コンデンサ２２，２５．２
４および可飽和リアクトル２３を含む共振回路ＲＣ４で
放電する。ここでＬ　ａ　＞　Ｌ　２Ｓの関係から、直
列コンデンサ２５の電荷はほとんど分路コンデンサ２４
へ移行し、コンデンサ４２へ戻ることはない。以上の様
子をスイッチのオン・オフ時間すなわち固体スイッチの
ターンオン時間ｔ　ｇｔおよびターンオフ時間ｔ　を考
慮して第２図に概念的に示す。なお、ｑ ｔｃｈはコンデンサ４２の充電時間よ示してている。

この結果、分路コンデンサ２４を、分路コンデンサ２２
の電圧Ｖ。３と直列コンデンサ２５の電圧Ｖｏ５とか重
畳された電圧で充電することができる。

このときの分路コンデンサ２４の電圧■ｃ４は、ω　−
］／Ｆ［云ｔ１石 １／Ｃ−１／Ｃ３＋１／Ｃ５ １／Ｃ＝１／Ｃ＋１／Ｃ４＋１／Ｃ５ ・・・　（４） （ただし、―■飽和リアクトル２３が飽和した時刻を基
準として１＝０とし、 を−πＥ［云で玉■とする） となる。すなわち、（４）式において、（）内で“＋Ｖ
ｓ”の部分が直列コンデンサ２５の挿入により追加され
るので、各段の分路コンデンサのキャパシタンス比を小
さくすることができ、それによってエネルギーの伝送効
率の低下を抑制することができる。

以−１−述べた実施例の効果をより明瞭にするために、
具体的な数値を導出してみる。従来例との比較のため、
同一の電圧増幅比６．１を選択する場合の一例を示す。

（４）式から各段の分路コンデンサのキャパシタンス比
の一例を導出すると、Ｃ１２：　Ｃａ５：　Ｃ４＝５０
　：　１０　：　２．　７となり、このときのエネルギ
ー伝送効率は、Ｅ　　　（１／２）・２・１００・Ｖ８
２＋（１／２）・２０・Ｖ８２＝０．４６ となり、従来例に比較し、約２．　６　（＝０．４６１
０．１８）倍の効率が得られており、これはレーザ装置
として十分実用可能なものである。

第１図の実施例においては、磁気パルス圧縮回路２０と
して、可飽和リアクトルおよび分コンデンサを単位コン
デンサ電源としてこれを２段に縦続接続した例について
説明したが、本発明は３段以上の単位コンデンサ電源を
縦続接続したものにも適用することができる。第３図は
、このような考えに従って単位コンデンサ電源を３段以
上に縦続接続する場合の構成例を示すものである。

第３図の実施例においては、可飽和リアクトル２３およ
び分路コンデンサ２４からなる単位コンデンサ電源の出
力側にさらに何段かの単位コンデンサ電源を縦続接続し
た例を示すものであり、最終段の単位コンデンサ電源の
前段の分路コンデンサ２６と、ｉ１Ｊ飽和リアクトル２
７および分路コンデンサ２８からなる最終段の単位コン
デンサ電源と、この最終段の単位コンデンサ電源の分路
コンデンサ２８の入力端に挿入された直列コンデンサ２
つとが示されている。この直列コンデンサ２９に対する
充電電源として前段のコンデンサにスイッチ４５を介し
てコンデンサ４６が接続され、このコンデンサ４６は一
端がスイッチ４７ａおよびリアクトル４８を介して、ま
た他端がスイッチ４７ｂを介して直列コンデンサ２９に
並列に接続されている。ここで追加された後段の直列コ
ンデンサ２９および分路コンデンサ２８の回路動作もす
でに述べた直列コンデンサ２５および分路コンデンサ２
４の回路動作と同様に行われる。

このように縦続接続の段数を増やすと、電圧増幅比を大
きくすることはできるが、効率は低下する。もちろん、
−次スイッチ１２をトリガギャップやサイラトロン等と
することによっても電圧を上昇させることはできるが、
その場合は寿命が短くなるという問題が生ずるので好ま
しくない。

また、Ｌｌｓ＞Ｌ２ｓとすることにより、同時に電流圧
縮を行わせることもできる。

以」−述べた実施例においては、直列コンデンサを可飽
和リアクトルとは反対側に設ける構成のものを示したが
、本発明はそれに限定されることはなく、本発明に従っ
て設けられる直列コンデンサは可飽和リアクトル側にそ
れと直列に設ける構成としても全く同様の効果を達成す
ることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、磁気パルス圧縮回路に、独立に充電さ
れる直列コンデンサを新たに追加挿入することにより、
電圧増幅作用が向上し、その結果、エネルギー伝送効率
の低下を抑えた電圧増幅型磁気パルス圧縮方式のパルス
電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に従って構成されたパルス電
源装置の回路接続図、第２図は第１図の装置の作用を説
明するためのタイムチャート、第３図は本発明の他の実
施例に従って構成されたパルス電源装置の回路接続図、
第４図は従来のパルス電源装置の回路接続図、第５図は
磁気パルス圧縮回路の作用を説明するためのタイムチャ
ートである。 １０・・・電源部、１１・・・充電装置、１２・・・−
次スイッチ、１３．１６，４４．４８・・・リアクトル
、１４．１５，４２．４６・・・コンデンサ、２０・・
・磁気パルス圧縮回路、２１，２３．２７・・・可飽和
リアクトル、２２，２４，２６．２８・・・分路コンデ
ンサ、２５．２９・・・直列コンデンサ、３０・・・レ
ーザ電極、４０−・・充電部、４１，４３ａ、４３ｂ。 ４５．４７ａ、４７ｂ−・・スイッチ。 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 −２０＝

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直列可飽和リアクトルおよび分路コンデンサを有する単
   位コンデンサ電源を多段に縦続接続してなるパルス圧縮
   回路からなり、出力コンデンサを有する電源部から給電
   され充電されるパルス電源装置において、 前記単位コンデンサ電源の分路コンデンサの入力側に直
   列に挿入された直列コンデンサと、この直列コンデンサ
   を独立に充電し得る充電手段とを具備したことを特徴と
   するパルス電源装置。