JPS6321398B2 - - Google Patents
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- JPS6321398B2 JPS6321398B2 JP57166032A JP16603282A JPS6321398B2 JP S6321398 B2 JPS6321398 B2 JP S6321398B2 JP 57166032 A JP57166032 A JP 57166032A JP 16603282 A JP16603282 A JP 16603282A JP S6321398 B2 JPS6321398 B2 JP S6321398B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 101100018369 Arabidopsis thaliana ICR3 gene Proteins 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q3/00—Selecting arrangements
- H04Q3/58—Arrangements providing connection between main exchange and sub-exchange or satellite
- H04Q3/62—Arrangements providing connection between main exchange and sub-exchange or satellite for connecting to private branch exchanges
- H04Q3/625—Arrangements in the private branch exchange
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Astronomy & Astrophysics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、構内交換機の局線トランク回路等
に配置されている直流ループ閉成用のインピーダ
ンス回路に係わり、特に半導体によつて形成した
直流に対する低損失回線閉成回路に関するもので
ある。
に配置されている直流ループ閉成用のインピーダ
ンス回路に係わり、特に半導体によつて形成した
直流に対する低損失回線閉成回路に関するもので
ある。
まず、構内交換装置と、局線との接続を第１図
で説明する。
で説明する。
第１図において、１は内線電話機、２ａ，２ｂ
は構内交換装置の局内トランク回路の内線側端
子、３は前記内線電話機１に対する通話電流供給
用の継電器、４ａ，４ｂは対局線トランク回路の
内線側と、局線側を直流的に分離するためのコン
デンサ、５は前記継電器３の接点、６ａ，６ｂは
局線トランク回路の局線側端子、７は直流ループ
を閉成するための低損失回線閉成回路、８は通話
電流の電源、９ａ，９ｂは局線トランクと電話局
を接続するケーブルで、その線路抵抗をRa，Rb
で示す。１０ａ，１０ｂは電話局への入力端子、
１１は電話局内の通話電流供給用の継電器、１２
ａ，１２ｂは電話局の直流電流カツト用のコンデ
ンサ、１３は通話電流を供給するための電源であ
る。
は構内交換装置の局内トランク回路の内線側端
子、３は前記内線電話機１に対する通話電流供給
用の継電器、４ａ，４ｂは対局線トランク回路の
内線側と、局線側を直流的に分離するためのコン
デンサ、５は前記継電器３の接点、６ａ，６ｂは
局線トランク回路の局線側端子、７は直流ループ
を閉成するための低損失回線閉成回路、８は通話
電流の電源、９ａ，９ｂは局線トランクと電話局
を接続するケーブルで、その線路抵抗をRa，Rb
で示す。１０ａ，１０ｂは電話局への入力端子、
１１は電話局内の通話電流供給用の継電器、１２
ａ，１２ｂは電話局の直流電流カツト用のコンデ
ンサ、１３は通話電流を供給するための電源であ
る。
次に、この回路構成の動作を簡単に説明する
と、内線電話機１が発呼の際オフフツクされると
継電器３が動作し、接点５を閉じる。すると前記
低損失回線閉成回路７を介して直流ループ回路が
形成されるので電話局の継電器１１が作動し、電
源１３から直流電流が前記直流ループ回路内を流
れる。
と、内線電話機１が発呼の際オフフツクされると
継電器３が動作し、接点５を閉じる。すると前記
低損失回線閉成回路７を介して直流ループ回路が
形成されるので電話局の継電器１１が作動し、電
源１３から直流電流が前記直流ループ回路内を流
れる。
発信者が内線電話機１のダイヤルを行うと、そ
の選択信号が継電器３を動作しその接点５を開閉
する。
の選択信号が継電器３を動作しその接点５を開閉
する。
すると電話局内の継電器１１が応答し、この継
電器１１の動作復旧を情報として、内線電話機１
を呼び出した相手先の電気回線に接続する。
電器１１の動作復旧を情報として、内線電話機１
を呼び出した相手先の電気回線に接続する。
かゝる電話回線において、通話時には前記継電
器３，１１の交流インピーダンスは音声信号に対
して充分高く、コンデンサ４ａ，４ｂ，１２ａ，
１２ｂは低インピーダンスとなるので通話音声の
損失は少ないが、前記低損失回線閉成回路７につ
いても高インピーダンスとなることが必要であ
る。しかし、この低損失回線閉成回路７は前述し
た直流ループを閉成するためには直流的に充分低
い抵抗値であることが要求される。
器３，１１の交流インピーダンスは音声信号に対
して充分高く、コンデンサ４ａ，４ｂ，１２ａ，
１２ｂは低インピーダンスとなるので通話音声の
損失は少ないが、前記低損失回線閉成回路７につ
いても高インピーダンスとなることが必要であ
る。しかし、この低損失回線閉成回路７は前述し
た直流ループを閉成するためには直流的に充分低
い抵抗値であることが要求される。
従来、かゝる低損失回線閉成回路７としては第
１図に示したインダクシヨンコイルＬ、及び第２
図に示す様な半導体化された回路が用いられてい
たが、インダクシヨンコイルＬによるものは、そ
の外形が大きくなると共に、高価な銅線が多量に
使用されるのでコストアツプとなり、重量も増加
するという欠点がある。
１図に示したインダクシヨンコイルＬ、及び第２
図に示す様な半導体化された回路が用いられてい
たが、インダクシヨンコイルＬによるものは、そ
の外形が大きくなると共に、高価な銅線が多量に
使用されるのでコストアツプとなり、重量も増加
するという欠点がある。
そこで、トランジスタを使用した第２図の回路
が使用される傾向にあるが、この回路も以下に述
べるような欠点があつた。
が使用される傾向にあるが、この回路も以下に述
べるような欠点があつた。
まず、第２図の回路で、局線側端子６ａ，６ｂ
間に直流電圧Ｅが印加された時の直流抵抗ROCを
考察すると、その時に流入する電流Ｉの比Ｅ／Ｉ
で示される。そこでこの値を図示したバイアス回
路の抵抗R1，R2、及びエミツタ抵抗R3の場合に
ついて算出する。
間に直流電圧Ｅが印加された時の直流抵抗ROCを
考察すると、その時に流入する電流Ｉの比Ｅ／Ｉ
で示される。そこでこの値を図示したバイアス回
路の抵抗R1，R2、及びエミツタ抵抗R3の場合に
ついて算出する。
抵抗R1，R2の接続点の電位をEXとすると、
Ｅ＝（Ｅ−EX）＋VBE＋ICR3
が成立する。（但し、VBEはトランジスタのベー
ス−エミツタ間電圧、ICはトランジスタに流れる
電流） ベース電流IB≒０とすると、 EX＝R2／R1＋R2・Ｅ＝KE 故に、KE＝VBE＋ICR3 Ｅ／IC＝VBE／IC＋R3／Ｋ R1／R1＋R2≪ICとすると、IC≒Ｉとみなせるから、 Ｅ／Ｉ ＝R3(R1+R2)＋VBE(R1+R2)／Ｉ／R2＝ROC …(1) この第(1)式は低損失回線閉成回路７の直流抵抗
ROCを示すことになるが、この直流抵抗ROCは第
(1)式から分かるように定数項R3（R1＋R2）／R2及び流 入する電流ｉによつて変化する変数項
VBE（R1＋R2）／Ｉから成つているため、第３図に示 すように直流抵抗ROCは電流Ｉの関数となる。
ス−エミツタ間電圧、ICはトランジスタに流れる
電流） ベース電流IB≒０とすると、 EX＝R2／R1＋R2・Ｅ＝KE 故に、KE＝VBE＋ICR3 Ｅ／IC＝VBE／IC＋R3／Ｋ R1／R1＋R2≪ICとすると、IC≒Ｉとみなせるから、 Ｅ／Ｉ ＝R3(R1+R2)＋VBE(R1+R2)／Ｉ／R2＝ROC …(1) この第(1)式は低損失回線閉成回路７の直流抵抗
ROCを示すことになるが、この直流抵抗ROCは第
(1)式から分かるように定数項R3（R1＋R2）／R2及び流 入する電流ｉによつて変化する変数項
VBE（R1＋R2）／Ｉから成つているため、第３図に示 すように直流抵抗ROCは電流Ｉの関数となる。
一方、第２図の回路で局線側端子６ａ，６ｂ間
に交流信号ｅ（ｖ）が重畳されている時に流入す
る交流電流iacについて算出する。トランジスタ
の電流増幅率β≫１とすると、ベース電流ibは０
とみなせる。したがつて、抵抗R1を流れる電流
をi1とすると i1＝ｅ／R1＋Ｚ（但し、Ｚ＝R2／jωC／R2＋１／jωC
） 一方、トランジスタのベース−エミツタ間電圧
は交流的にはVBE＝０であるから、抵抗R2の端子
電圧eXはエミツタ抵抗R3の端子電圧i2R3と等し
い。すなわち、トランジスタに流れる電流i2は i2＝eX／R3 また、eX＝Ｚ／R1＋Ｚ・ｅである。
に交流信号ｅ（ｖ）が重畳されている時に流入す
る交流電流iacについて算出する。トランジスタ
の電流増幅率β≫１とすると、ベース電流ibは０
とみなせる。したがつて、抵抗R1を流れる電流
をi1とすると i1＝ｅ／R1＋Ｚ（但し、Ｚ＝R2／jωC／R2＋１／jωC
） 一方、トランジスタのベース−エミツタ間電圧
は交流的にはVBE＝０であるから、抵抗R2の端子
電圧eXはエミツタ抵抗R3の端子電圧i2R3と等し
い。すなわち、トランジスタに流れる電流i2は i2＝eX／R3 また、eX＝Ｚ／R1＋Ｚ・ｅである。
したがつて、端子６ａ，６ｂから入力される交
流電流iac＝i1＋i2は iac＝ｅ／R1＋Ｚ＋Ｚ／（R1＋Ｚ）R3・ｅ となり、結局 iac＝ｅR1＋R2／jωC／R2＋１／jωC＋ｅ・R2／jωC
／R2＋１／jωC（R1＋
R2／jωC／R2＋１／jωC）R3 …(2) が成立する。コンデンサＣの容量を増加し、交流
信号（音声信号）に対して１／jωC≒０となるよう に設定すると、前記第(2)式は、 iac≒ｅ／R1 …(3) となり、交流信号ｅ（ｖ）に対する回路インピー
ダンスはR1（Ω）とすることができる。
流電流iac＝i1＋i2は iac＝ｅ／R1＋Ｚ＋Ｚ／（R1＋Ｚ）R3・ｅ となり、結局 iac＝ｅR1＋R2／jωC／R2＋１／jωC＋ｅ・R2／jωC
／R2＋１／jωC（R1＋
R2／jωC／R2＋１／jωC）R3 …(2) が成立する。コンデンサＣの容量を増加し、交流
信号（音声信号）に対して１／jωC≒０となるよう に設定すると、前記第(2)式は、 iac≒ｅ／R1 …(3) となり、交流信号ｅ（ｖ）に対する回路インピー
ダンスはR1（Ω）とすることができる。
ところで、第１図で示した回路で直流ループが
形成され発信動作が正常に行われることを保障す
るためは、線路抵抗Rla＋Rlbが1500Ω以下で、そ
の時直流抵抗ROCが220Ω以下となるように低損
失回線閉成回路７を構成することが要求される。
すなわち、第３図の点線で示すように小さい電流
IS（1500Ωの線路抵抗）においてもROCが220Ωに
なるように各抵抗を設定することになるが、この
場合、直流抵抗ROCの変化は、電流Ｉが増加する
と減少する傾向にあるから、第２図の回路では電
流Ｉが増加してもその局線側端子６ａ，６ｂ間の
電圧Ｅ＝Ｉ×ROCはあまり変化しないことになる
（定電圧特性）。
形成され発信動作が正常に行われることを保障す
るためは、線路抵抗Rla＋Rlbが1500Ω以下で、そ
の時直流抵抗ROCが220Ω以下となるように低損
失回線閉成回路７を構成することが要求される。
すなわち、第３図の点線で示すように小さい電流
IS（1500Ωの線路抵抗）においてもROCが220Ωに
なるように各抵抗を設定することになるが、この
場合、直流抵抗ROCの変化は、電流Ｉが増加する
と減少する傾向にあるから、第２図の回路では電
流Ｉが増加してもその局線側端子６ａ，６ｂ間の
電圧Ｅ＝Ｉ×ROCはあまり変化しないことになる
（定電圧特性）。
一方、交流信号に対して考察してみると、第２
図の回路に印加される交流信号（音声信号）ｅ
（ｖ）は線路抵抗Rla＋Rlbが減少すると、すなわ
ち電流Ｉが増加すると当然のことながら増大す
る。
図の回路に印加される交流信号（音声信号）ｅ
（ｖ）は線路抵抗Rla＋Rlbが減少すると、すなわ
ち電流Ｉが増加すると当然のことながら増大す
る。
しかし、この交流信号ｅ（ｖ）が無歪で第２図
の回路を通過するには少なくとも、トランジスタ
Trのコレクタ−エミツタ間の電圧VCEが当該交流
信号ｅ（ｖ）より高い値となつている必要がある。
すなわちトランジスタTrのコレクタ−エミツタ
間電圧VCEより大きな交流信号ｅ（ｖ）が入力さ
れると、該交流信号ｅ（ｖ）の負の半サイクルで
はトランジスタTrは飽和又は逆バイアスの状態
となり、上記トランジスタTrのコレクタ−エミ
ツタ間は短絡状態となり上記交流信号ｅ（ｖ）は
クリツプされてしまう。ところが、前述したよう
に、局線側端子６ａ，６ｂ間の電圧Ｅは流入する
電流Ｉに比例して増加する傾向にないので、前記
電圧VCEも増加せず、結局交流信号ｅ（ｖ）が増
大する線路抵抗の低いときにトランジスタTrが
飽和して交流信号がクリツプされるという欠点が
ある。
の回路を通過するには少なくとも、トランジスタ
Trのコレクタ−エミツタ間の電圧VCEが当該交流
信号ｅ（ｖ）より高い値となつている必要がある。
すなわちトランジスタTrのコレクタ−エミツタ
間電圧VCEより大きな交流信号ｅ（ｖ）が入力さ
れると、該交流信号ｅ（ｖ）の負の半サイクルで
はトランジスタTrは飽和又は逆バイアスの状態
となり、上記トランジスタTrのコレクタ−エミ
ツタ間は短絡状態となり上記交流信号ｅ（ｖ）は
クリツプされてしまう。ところが、前述したよう
に、局線側端子６ａ，６ｂ間の電圧Ｅは流入する
電流Ｉに比例して増加する傾向にないので、前記
電圧VCEも増加せず、結局交流信号ｅ（ｖ）が増
大する線路抵抗の低いときにトランジスタTrが
飽和して交流信号がクリツプされるという欠点が
ある。
すなわち、第４図の点線Ａで示すように無歪で
通過する交流信号のレベルが線路抵抗（Rla＋
Rlb）が減少した時も増大せず、通常、交換機を
通過する信号の最大値1.5Vの交流信号はクリツ
プしてしまうという欠点があつた。
通過する交流信号のレベルが線路抵抗（Rla＋
Rlb）が減少した時も増大せず、通常、交換機を
通過する信号の最大値1.5Vの交流信号はクリツ
プしてしまうという欠点があつた。
この発明は、上述した欠点を解消する低損失の
回線閉成回路を半導体化した回路によつて構成す
ることを目的とし、線路抵抗が小さくなるにつれ
て無歪で通過する交流信号が大きくなるようにし
たものである。
回線閉成回路を半導体化した回路によつて構成す
ることを目的とし、線路抵抗が小さくなるにつれ
て無歪で通過する交流信号が大きくなるようにし
たものである。
以下、この発明の低損失回線閉成回路について
説明する。
説明する。
第５図はこの発明の一実施例を示すもので、２
１，２２は第１、第２のバイアス抵抗R1，R2、
２３はエミツタ抵抗R3、２４は音声信号に対し
て充分小さなインピーダンスとなるコンデンサ
Ｃ、２５はhfeが充分大きいトランジスタTr、２
６ａ，２６ｂは回線と接続される（＋）（−）の
入力端子、２７は直流的にレベルシフトするダイ
オードＤを示す。
１，２２は第１、第２のバイアス抵抗R1，R2、
２３はエミツタ抵抗R3、２４は音声信号に対し
て充分小さなインピーダンスとなるコンデンサ
Ｃ、２５はhfeが充分大きいトランジスタTr、２
６ａ，２６ｂは回線と接続される（＋）（−）の
入力端子、２７は直流的にレベルシフトするダイ
オードＤを示す。
この回路で、入力端子２６ａ，２６ｂ間にある
電圧Ｖが印加されｉなる電流が流れるとすると、
次の第(4)式が成立する。
電圧Ｖが印加されｉなる電流が流れるとすると、
次の第(4)式が成立する。
すなわち、抵抗R1，R2の接続点の電位をVX、
トランジスタに流れる電流をIC、そのベース電流
IB≒０とすると、 VX＝R2／R1＋R2Ｖ＋VD （但し、VDはダイオードＤの電圧降下） また、トランジスタのベース−エミツタ間電圧
をVBEとすると、 VX＝R3IC＋VBE ∴R3IC＋VBE＝R2／R1＋R2Ｖ＋VD IC（R3＋VBE−VD／IC＝R2／R1＋R2Ｖ ∴Ｖ／IC＝R3＋VBE−VD／IC／R2／R1＋R2 IC≒ｉであるから、結局 Ｖ／ｉ＝R3＋VBE−VD／ｉ／R2／R1＋R2 …(4) こゝで、VDはダイオード２７の順方向電圧降
下、VBEはトランジスタ２５のベース−エミツタ
間電圧で、ほぼVD≒VBEとなるから、結局第(4)式
は、 Ｖ／ｉ＝R3（R1＋R2）／R2 …(5) となる。これは第５図の入力端子２６ａ，２６ｂ
間からみた直流抵抗ROCを示す。
トランジスタに流れる電流をIC、そのベース電流
IB≒０とすると、 VX＝R2／R1＋R2Ｖ＋VD （但し、VDはダイオードＤの電圧降下） また、トランジスタのベース−エミツタ間電圧
をVBEとすると、 VX＝R3IC＋VBE ∴R3IC＋VBE＝R2／R1＋R2Ｖ＋VD IC（R3＋VBE−VD／IC＝R2／R1＋R2Ｖ ∴Ｖ／IC＝R3＋VBE−VD／IC／R2／R1＋R2 IC≒ｉであるから、結局 Ｖ／ｉ＝R3＋VBE−VD／ｉ／R2／R1＋R2 …(4) こゝで、VDはダイオード２７の順方向電圧降
下、VBEはトランジスタ２５のベース−エミツタ
間電圧で、ほぼVD≒VBEとなるから、結局第(4)式
は、 Ｖ／ｉ＝R3（R1＋R2）／R2 …(5) となる。これは第５図の入力端子２６ａ，２６ｂ
間からみた直流抵抗ROCを示す。
第(5)式から、この発明の低損失回線閉成回路７
では、バイアス抵抗R1，R2、エミツタ抵抗R3の
みで任意に設定でき、しかも回路に流れ込む電流
ｉに影響されないことが分かる。
では、バイアス抵抗R1，R2、エミツタ抵抗R3の
みで任意に設定でき、しかも回路に流れ込む電流
ｉに影響されないことが分かる。
したがつて、この発明の低損失回線閉成回路７
の両端に加わる電圧Ｖは、（ｉ×ROC）よりｉの
変化に比例して変化し、線路抵抗が小さくすなわ
ｉが大きくなるとそれに比例して大きくなる。
の両端に加わる電圧Ｖは、（ｉ×ROC）よりｉの
変化に比例して変化し、線路抵抗が小さくすなわ
ｉが大きくなるとそれに比例して大きくなる。
すると、トランジスタ２５のコレクタ−エミツ
タ間電圧VCEは、ｉ×R1・R3／R2で示され電流ｉに 比例して大きくなるので、第４図の実線Ｂに示す
ように無歪で通過する交流信号の電圧も線路抵抗
（Rla＋Rlb）が小さくなると増加する傾向になり、
第２図の回路における欠点を解消することができ
る。
タ間電圧VCEは、ｉ×R1・R3／R2で示され電流ｉに 比例して大きくなるので、第４図の実線Ｂに示す
ように無歪で通過する交流信号の電圧も線路抵抗
（Rla＋Rlb）が小さくなると増加する傾向になり、
第２図の回路における欠点を解消することができ
る。
第６図はダイオード２７の順方向電圧降下VD
と、トランジスタ２５のベース−エミツタ間電圧
VBEをパラメータとした直流抵抗ROCの傾向を示
したもので、特にVD＞VBE、すなわちダイオード
２７の数を増加した場合は電流ｉの減少によつて
直流抵抗ROCが増加し、小さい電流ｉの範囲にお
いても、充分な振幅の無歪交流信号を通過させる
ことができる。
と、トランジスタ２５のベース−エミツタ間電圧
VBEをパラメータとした直流抵抗ROCの傾向を示
したもので、特にVD＞VBE、すなわちダイオード
２７の数を増加した場合は電流ｉの減少によつて
直流抵抗ROCが増加し、小さい電流ｉの範囲にお
いても、充分な振幅の無歪交流信号を通過させる
ことができる。
以上詳述したように、この発明の低損失回線閉
成回路は、直流ループ回路に対しては充分低い直
流抵抗（低インピーダンス回路）を呈すると共に
交流信号（音声信号）に対しては充分高いインピ
ーダンスを提供し、しかも従来より高い無歪信号
レベルを与えることができるので、例えば一般に
線路抵抗が1KΩ以下においても、1.5V程度の無
歪交流信号が通過可能という実用性の高い低損失
回線閉成回路が得られないという効果がある。
成回路は、直流ループ回路に対しては充分低い直
流抵抗（低インピーダンス回路）を呈すると共に
交流信号（音声信号）に対しては充分高いインピ
ーダンスを提供し、しかも従来より高い無歪信号
レベルを与えることができるので、例えば一般に
線路抵抗が1KΩ以下においても、1.5V程度の無
歪交流信号が通過可能という実用性の高い低損失
回線閉成回路が得られないという効果がある。
第１図は低損失回線閉成回路を説明するための
概要図、第２図は従来の半導体化された低損失回
線閉成回路図、第３図は第２図の直流抵抗の特性
図、第４図は線路抵抗と無歪交流信号の通過レベ
ルを示す説明図、第５図はこの発明の一実施例を
示す低損失回線閉成回路図、第６図はダイオード
順方向電圧及びトランジスタのベース−エミツタ
間電圧の関係をパラメータとした直流抵抗と電流
ｉの変化図である。 図中、２１，２２はバイアス抵抗、２３はエミ
ツタ抵抗、２４はコンデンサ、２５はトランジス
タ、２６ａ，２６ｂは入力端子、２７はダイオー
ドを示す。
概要図、第２図は従来の半導体化された低損失回
線閉成回路図、第３図は第２図の直流抵抗の特性
図、第４図は線路抵抗と無歪交流信号の通過レベ
ルを示す説明図、第５図はこの発明の一実施例を
示す低損失回線閉成回路図、第６図はダイオード
順方向電圧及びトランジスタのベース−エミツタ
間電圧の関係をパラメータとした直流抵抗と電流
ｉの変化図である。 図中、２１，２２はバイアス抵抗、２３はエミ
ツタ抵抗、２４はコンデンサ、２５はトランジス
タ、２６ａ，２６ｂは入力端子、２７はダイオー
ドを示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 構内交換装置の対局線トランク回線に、下記
(a)，(b)，(c)，(d)項からなる２端子閉成回路を挿入
し、線路抵抗が小さくなつたときでも無歪で交流
信号を通過させるようにしたことを特徴とする低
損失回線閉成回路。 (a) コレクタが第１の端子に接続され、エミツタ
がエミツタ抵抗を介して第２の端子に接続され
ているトランジスタ、 (b) 前記トランジスタのベースに前記第１の端子
側からベース電流を供給する第１のバイアス抵
抗、 (c) 前記トランジスタのベースと前記第２の端子
の間に接続されたバイパス用のコンデンサ、 (d) 前記コンデンサに並列接続された第２のバイ
アス抵抗と、少なくとも１以上の順方向ダイオ
ードとの直列回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16603282A JPS5955696A (ja) | 1982-09-25 | 1982-09-25 | 低損失回線閉成回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16603282A JPS5955696A (ja) | 1982-09-25 | 1982-09-25 | 低損失回線閉成回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5955696A JPS5955696A (ja) | 1984-03-30 |
| JPS6321398B2 true JPS6321398B2 (ja) | 1988-05-06 |
Family
ID=15823673
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16603282A Granted JPS5955696A (ja) | 1982-09-25 | 1982-09-25 | 低損失回線閉成回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5955696A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5653885B2 (ja) * | 1976-05-17 | 1981-12-22 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5653885U (ja) * | 1979-10-01 | 1981-05-12 | ||
| JPS5767421U (ja) * | 1980-10-11 | 1982-04-22 |
-
1982
- 1982-09-25 JP JP16603282A patent/JPS5955696A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5653885B2 (ja) * | 1976-05-17 | 1981-12-22 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5955696A (ja) | 1984-03-30 |
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